JPH06105897B2 - 干渉補償回路 - Google Patents
干渉補償回路Info
- Publication number
- JPH06105897B2 JPH06105897B2 JP61060856A JP6085686A JPH06105897B2 JP H06105897 B2 JPH06105897 B2 JP H06105897B2 JP 61060856 A JP61060856 A JP 61060856A JP 6085686 A JP6085686 A JP 6085686A JP H06105897 B2 JPH06105897 B2 JP H06105897B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- phase
- interference
- signal
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はディジタル通信方式においてディジタル信号が
受ける他方式からの干渉を除去する干渉補償回路の構成
に関するものである。
受ける他方式からの干渉を除去する干渉補償回路の構成
に関するものである。
（従来の回路） 従来の干渉補償回路の構成例（例えば、特願昭60−2878
81）を第４図に示す。以下、第４図について説明する。
主信号受信用の主アンテナ１から受信した主信号（ここ
ではディジタル信号を考える）は他方式からの干渉を受
けている。その信号は必要に応じて帯域通過フィルタ２
を通った後受信機３によりIF帯に周波数変換される。一
方、干渉の源となる信号を補助アンテナ４を用いて受信
し必要に応じてそのS/Nを改善するため帯域通過フィル
タ５を通した後主信号の受信機と共通の局部発振器７を
用いて、受信機６によりIF帯に周波数変換される。その
干渉信号を位相および振幅を可変する回路8,10に通し、
主信号中にもれ込んだ干渉成分と逆位相，等振幅で加算
器11により加算することにより干渉成分を消去する。そ
の可変位相回路８および可変振幅回路10を制御するため
に、まず、加算器11で加算後、残留する干渉成分の同相
および直交分を検出するため、加算した信号を復調器に
通す。復調器では、再生した基準搬送波20を用いて直交
位相同期検波回路12,13により検波され、同相分（13の
出力）および直交分（12の出力）を得る。それらの信号
は高調波除去フィルタ14,15を通した後、残留干渉成分
を検出する誤差信号発生回路102,103に通すことにより
同相分および直交分の誤差信号を得る。一方、干渉信号
は可変位相回路を通った後２分配され、その一方は、干
渉信号を同相分および直交分に分解するため直交位相検
波器22,23に入力する。ここで、局部発振器は、主信号
用復調器と共通のものを使用する。そして、同相分およ
び直交分に分けられた干渉信号は高調波除去フィルタ2
4,25を通った後、主信号用復調器のタイミング信号を用
いて識別回路27,28を通し、２値化をおこなう。ここで
は後に、ディジタル処理をおこなう場合を示しているた
めこの識別回路は必要となるが、アナログ処理をおこな
う場合、この回路は不要である。誤差信号発生回路の出
力をディジタル信号で出力する場合、A/D変換器を使用
すればよい。すなわち、例えば主信号が16QAM信号の場
合、復調信号は４値信号となり、３ビット以上の出力を
有するA/D変換器でサンプリングすれば、第５図に示す
ように、上位２ビットは識別結果を表し、上位３ビット
目は誤差の方向を表わす２値信号を得る。そして、同
相，直交成分の誤差信号と同相，直交成分の干渉信号の
識別結果について、相関をとる。
81）を第４図に示す。以下、第４図について説明する。
主信号受信用の主アンテナ１から受信した主信号（ここ
ではディジタル信号を考える）は他方式からの干渉を受
けている。その信号は必要に応じて帯域通過フィルタ２
を通った後受信機３によりIF帯に周波数変換される。一
方、干渉の源となる信号を補助アンテナ４を用いて受信
し必要に応じてそのS/Nを改善するため帯域通過フィル
タ５を通した後主信号の受信機と共通の局部発振器７を
用いて、受信機６によりIF帯に周波数変換される。その
干渉信号を位相および振幅を可変する回路8,10に通し、
主信号中にもれ込んだ干渉成分と逆位相，等振幅で加算
器11により加算することにより干渉成分を消去する。そ
の可変位相回路８および可変振幅回路10を制御するため
に、まず、加算器11で加算後、残留する干渉成分の同相
および直交分を検出するため、加算した信号を復調器に
通す。復調器では、再生した基準搬送波20を用いて直交
位相同期検波回路12,13により検波され、同相分（13の
出力）および直交分（12の出力）を得る。それらの信号
は高調波除去フィルタ14,15を通した後、残留干渉成分
を検出する誤差信号発生回路102,103に通すことにより
同相分および直交分の誤差信号を得る。一方、干渉信号
は可変位相回路を通った後２分配され、その一方は、干
渉信号を同相分および直交分に分解するため直交位相検
波器22,23に入力する。ここで、局部発振器は、主信号
用復調器と共通のものを使用する。そして、同相分およ
び直交分に分けられた干渉信号は高調波除去フィルタ2
4,25を通った後、主信号用復調器のタイミング信号を用
いて識別回路27,28を通し、２値化をおこなう。ここで
は後に、ディジタル処理をおこなう場合を示しているた
めこの識別回路は必要となるが、アナログ処理をおこな
う場合、この回路は不要である。誤差信号発生回路の出
力をディジタル信号で出力する場合、A/D変換器を使用
すればよい。すなわち、例えば主信号が16QAM信号の場
合、復調信号は４値信号となり、３ビット以上の出力を
有するA/D変換器でサンプリングすれば、第５図に示す
ように、上位２ビットは識別結果を表し、上位３ビット
目は誤差の方向を表わす２値信号を得る。そして、同
相，直交成分の誤差信号と同相，直交成分の干渉信号の
識別結果について、相関をとる。
すなわち、同相成分どうし、または直交成分どうしの排
他的論理和（EX−OR）29,30をとった信号を積分器38に
通すことにより可変振幅回路の制御信号とする。
他的論理和（EX−OR）29,30をとった信号を積分器38に
通すことにより可変振幅回路の制御信号とする。
また、同相分と直交分または直交分と同相分の排他的論
理和（EX−OR）31,排他的反転論理和（EX−NOR）32をと
った信号を積分器37に通すことにより可変位相回路の制
御信号とする。
理和（EX−OR）31,排他的反転論理和（EX−NOR）32をと
った信号を積分器37に通すことにより可変位相回路の制
御信号とする。
（発明が解決しようとする問題点） 以上、説明したように従来の干渉補償回路では外部の付
加回路として、干渉信号を検出するための直交位相検波
器が必要であり、回路規模が大きくなるという問題点を
有していた。
加回路として、干渉信号を検出するための直交位相検波
器が必要であり、回路規模が大きくなるという問題点を
有していた。
本発明の目的は、干渉信号を検出するために直交位相検
波器を用いず位相検波器を用いることにより、外部付加
回路が簡略化でき、簡易な干渉補償回路を実現すること
にある。
波器を用いず位相検波器を用いることにより、外部付加
回路が簡略化でき、簡易な干渉補償回路を実現すること
にある。
（問題点を解決するための手段） 前記目的を達成するための本発明の特徴は、主信号受信
用の主アンテナと、干渉信号受信手段と、該干渉信号受
信手段の出力の位相及び振幅と前記主アンテナの出力と
の相対関係を調節する調節回路と、該回路により調節さ
れた主アンテナ及び干渉信号受信手段の出力を合成する
合成回路と、該合成回路の出力及び主信号から再生した
基準搬送波を入力として同相成分と直交成分に分解する
直交位相同期検波器と、前記同相成分及び直交成分を各
々入力とする２つの誤差信号発生回路と、前記調節回路
に結合し、該回路からの信号に対し、前記直交位相同期
検波器と同じ基準搬送波により位相検波する位相検波器
と、該位相検波器の出力と、前記２つの誤差信号発生回
路の出力との相関を各々独立に提供する２つの乗算器
と、該乗算器の出力に各々接続される２つの積分器とを
有し、前記同相成分に関連する、一方の積分器の出力に
より前記調節回路の振幅調節を制御し、前記直交成分に
関連する、他方の積分器の出力により前記調節回路の位
相調節を制御する干渉補償回路にある。
用の主アンテナと、干渉信号受信手段と、該干渉信号受
信手段の出力の位相及び振幅と前記主アンテナの出力と
の相対関係を調節する調節回路と、該回路により調節さ
れた主アンテナ及び干渉信号受信手段の出力を合成する
合成回路と、該合成回路の出力及び主信号から再生した
基準搬送波を入力として同相成分と直交成分に分解する
直交位相同期検波器と、前記同相成分及び直交成分を各
々入力とする２つの誤差信号発生回路と、前記調節回路
に結合し、該回路からの信号に対し、前記直交位相同期
検波器と同じ基準搬送波により位相検波する位相検波器
と、該位相検波器の出力と、前記２つの誤差信号発生回
路の出力との相関を各々独立に提供する２つの乗算器
と、該乗算器の出力に各々接続される２つの積分器とを
有し、前記同相成分に関連する、一方の積分器の出力に
より前記調節回路の振幅調節を制御し、前記直交成分に
関連する、他方の積分器の出力により前記調節回路の位
相調節を制御する干渉補償回路にある。
（実施例） 本発明の一実施例を第１図に示す。以下第１図について
詳しく説明する。主アンテナ１から受信した主信号はS/
Nを良くするため必要に応じて、帯域通過フィルタ２を
通った後、周波数変換器３によりIF帯に変換される。一
方、主信号に含まれる干渉成分の源信号受信用の補助ア
ンテナ４から受信した干渉信号はS/Nを良くするため、
必要に応じて帯域通過フィルタ５を通った後、主信号側
と共通の局部発振器７を用い、周波数変換器６によりIF
帯に変換される。IF信号の位相および振幅を調整し主信
号中の干渉成分と等振幅，逆位相で加算11することによ
り主信号中の干渉成分を消去することができる。
詳しく説明する。主アンテナ１から受信した主信号はS/
Nを良くするため必要に応じて、帯域通過フィルタ２を
通った後、周波数変換器３によりIF帯に変換される。一
方、主信号に含まれる干渉成分の源信号受信用の補助ア
ンテナ４から受信した干渉信号はS/Nを良くするため、
必要に応じて帯域通過フィルタ５を通った後、主信号側
と共通の局部発振器７を用い、周波数変換器６によりIF
帯に変換される。IF信号の位相および振幅を調整し主信
号中の干渉成分と等振幅，逆位相で加算11することによ
り主信号中の干渉成分を消去することができる。
以下、定量的に説明する。主信号は16QAM信号，干渉信
号は振幅変調波と仮定する。IF帯に変換された主信号は
次式で表わせる。
号は振幅変調波と仮定する。IF帯に変換された主信号は
次式で表わせる。
ここでak,hk＝｛±1,±３｝，γ（ｔ）は系全体のイン
パルス応答,Tはクロック周期，ω１は主信号の搬送波角
周波数である。ｆ（ｔ）は干渉成分の振幅成分であり、
極座標表示であるためｆ（ｔ）＞０である。ω２は干渉
成分の角周波数，θは位相を表わす。一方、加算器11の
他方の入力信号は正常に制御されている場合、次式で表
わされる。
パルス応答,Tはクロック周期，ω１は主信号の搬送波角
周波数である。ｆ（ｔ）は干渉成分の振幅成分であり、
極座標表示であるためｆ（ｔ）＞０である。ω２は干渉
成分の角周波数，θは位相を表わす。一方、加算器11の
他方の入力信号は正常に制御されている場合、次式で表
わされる。
ただし、Δγ，Δθは十分小さい値と考えてよい。式
（１）および式（２）を加算した結果を主信号復調器10
0で直交位相同期検波（12,13）し、高調波除去フィルタ
14,15を通った後、同相および直交成分は次式で表わさ
れる。
（１）および式（２）を加算した結果を主信号復調器10
0で直交位相同期検波（12,13）し、高調波除去フィルタ
14,15を通った後、同相および直交成分は次式で表わさ
れる。
ここでΔωはω１とω２の差を表わす。
これらの４値の復調信号は、残留の干渉成分を検出する
誤差信号発生回路102,103に入力される。誤差信号発生
回路としては通常３ビット以上の出力を有するA/D変換
器を用いる。第５図に示すように、４値信号を入力する
とその出力のうち、上位２ビットはその識別結果を示
す。また上位３ビット目は、信号点の偏移方向、すなわ
ち誤差の方向を表す。従って上位３ビット目か誤差信号
をとり出すことができる。同相および直交成分の誤差信
号は次式で表わされる。
誤差信号発生回路102,103に入力される。誤差信号発生
回路としては通常３ビット以上の出力を有するA/D変換
器を用いる。第５図に示すように、４値信号を入力する
とその出力のうち、上位２ビットはその識別結果を示
す。また上位３ビット目は、信号点の偏移方向、すなわ
ち誤差の方向を表す。従って上位３ビット目か誤差信号
をとり出すことができる。同相および直交成分の誤差信
号は次式で表わされる。
Ei（ｔ）＝−Δγ・cos（Δωｔ＋θ）＋ｆ（ｔ）・Δ
θ・sin（Δωｔ＋θ） （５） Eq（ｔ）＝−Δγ・sin（Δωｔ＋θ）−ｆ（ｔ）・Δ
θ・cos（Δωｔ＋θ） （６） また、干渉信号を８により分岐し、主信号復調器で再生
された基準搬送波20で23により位相検波し、高調波除去
フィルタ25を通った後の検波器出力は次式となる。
θ・sin（Δωｔ＋θ） （５） Eq（ｔ）＝−Δγ・sin（Δωｔ＋θ）−ｆ（ｔ）・Δ
θ・cos（Δωｔ＋θ） （６） また、干渉信号を８により分岐し、主信号復調器で再生
された基準搬送波20で23により位相検波し、高調波除去
フィルタ25を通った後の検波器出力は次式となる。
ここでＫは可変振幅回路のゲイン、θ′は位相を表わ
す。
す。
式（５）、（６）で表わされる誤差信号と式（７）で表
わされる干渉信号との相関検出をおなうため、30により
i2（ｔ）×Ei（ｔ）および31によりi2（ｔ）×Eq（ｔ）
の演算をおこない積分回路32,33に通すことにより次式
を得る。
わされる干渉信号との相関検出をおなうため、30により
i2（ｔ）×Ei（ｔ）および31によりi2（ｔ）×Eq（ｔ）
の演算をおこない積分回路32,33に通すことにより次式
を得る。
i2（ｔ）×Ei（ｔ）→ｆ（ｔ）・Δγ・cos（θ−
θ′） （８） i2（ｔ）×Eq（ｔ）→f2（ｔ）・Δθ・cos（θ−
θ′） （９） ここでθおよびθ′は初期位相であり、その変動量はほ
とんど考えなくてよいためθ＝θ′となるよう初期調整
しておけば式（８）より可変振幅回路10のΔγ，式
（９）より可変位相回路のΔθを制御可能とする。
θ′） （８） i2（ｔ）×Eq（ｔ）→f2（ｔ）・Δθ・cos（θ−
θ′） （９） ここでθおよびθ′は初期位相であり、その変動量はほ
とんど考えなくてよいためθ＝θ′となるよう初期調整
しておけば式（８）より可変振幅回路10のΔγ，式
（９）より可変位相回路のΔθを制御可能とする。
次に、本発明の別の実施例を第２図に示す。第１図と異
なる点は誤差信号発生回路出力および位相検波した干渉
信号を２値化し、ディジタル的に相関検出することであ
る。式（３），式（４）で表わされる検波出力に対し、
復調器で再生したタイミング信号22を用いて識別した結
果、誤差信号は次式で表わされる。
なる点は誤差信号発生回路出力および位相検波した干渉
信号を２値化し、ディジタル的に相関検出することであ
る。式（３），式（４）で表わされる検波出力に対し、
復調器で再生したタイミング信号22を用いて識別した結
果、誤差信号は次式で表わされる。
sgn（Ei（mT））＝sgn｛−Δγ・cos（Δω・mT＋θ） ＋ｆ（ｔ）・Δθ・sin（Δω・mT＋θ）｝ （10） sgn（Eq（mT））＝sgn｛−Δγ・sin（Δω・mT＋θ） −ｆ（ｔ）・Δθ・cos（Δω・mT＋θ）｝ （11） 一方、式（７）で表わされる干渉信号を主信号復調器で
再生したタイミング信号22を用いて識別すると次式で表
わされる。
再生したタイミング信号22を用いて識別すると次式で表
わされる。
sgn（i2（mT））＝−sgn｛cos（Δωｔ・θ′）｝ （1
2） 式（10），（11）と式（12）の間で相関をとるため、デ
ィジタル乗算、すなわち、排他的論理和30,31をとり、
積分器32,33に通すことにより次式を得る。
2） 式（10），（11）と式（12）の間で相関をとるため、デ
ィジタル乗算、すなわち、排他的論理和30,31をとり、
積分器32,33に通すことにより次式を得る。
sgn（i2（mT））×sgn（Ei（mT）） →−sgn｛−Δγ・cos（θ−θ′）＋ｆ（ｔ）・Δθ・
sin（θ−θ′）｝ （13） sgn（i2（mT））×sgn（Eq（mT）） →sgn｛Δγ・sin（θ−θ′）＋ｆ（ｔ）・Δθ・cos
（θ−θ′）｝ （14） ここで前回同様θθ′とおくと、式（13），式（14）
は次式となる。
sin（θ−θ′）｝ （13） sgn（i2（mT））×sgn（Eq（mT）） →sgn｛Δγ・sin（θ−θ′）＋ｆ（ｔ）・Δθ・cos
（θ−θ′）｝ （14） ここで前回同様θθ′とおくと、式（13），式（14）
は次式となる。
sgn（i2（mT））×sgn（Ei（mT））→sgn（Δγ） （1
3）′ sgn（i2（mT））×sgn（Eq（mT））→sgn（Δθ） （1
4）′ 従って、式（13）′により可変振幅回路10の振幅，また
式（14）′により可変位相回路８の位相を制御可能とす
る。
3）′ sgn（i2（mT））×sgn（Eq（mT））→sgn（Δθ） （1
4）′ 従って、式（13）′により可変振幅回路10の振幅，また
式（14）′により可変位相回路８の位相を制御可能とす
る。
ここで式（８），（９）、式（13）′，（14）′を適用
するためには主信号にもれ込んだ干渉成分と、補助アン
テナより受信した干渉信号の両者について、第１図また
は第２図の合成器11の直前において、絶対遅延時間を合
わせる必要がある。そのために、第１図，第２図にτ１
なる遅延回路が必要となる。
するためには主信号にもれ込んだ干渉成分と、補助アン
テナより受信した干渉信号の両者について、第１図また
は第２図の合成器11の直前において、絶対遅延時間を合
わせる必要がある。そのために、第１図，第２図にτ１
なる遅延回路が必要となる。
また、第１図の相関回路30,31または第２図の相関回路3
4,35の入力点において、誤差信号と、干渉信号の絶対遅
延時間を合わせる必要がある。そのため、τ２およびτ
３の遅延回路が必要となる。
4,35の入力点において、誤差信号と、干渉信号の絶対遅
延時間を合わせる必要がある。そのため、τ２およびτ
３の遅延回路が必要となる。
以上、主信号として16QAM信号を例にとり説明したが、4
PSK,64QAM等についても、誤差信号発生回路で使用するA
/D変換器の出力ビットの数が異るのみで他は全く同様で
ある。また、干渉信号として、振幅変調回路を例にとり
説明したが、周波数変調信号の場合、式（１）または式
（２）の のかわりに または位相変調信号の場合、 また、CW波の場合、 の形となり全く同様に処理できる。
PSK,64QAM等についても、誤差信号発生回路で使用するA
/D変換器の出力ビットの数が異るのみで他は全く同様で
ある。また、干渉信号として、振幅変調回路を例にとり
説明したが、周波数変調信号の場合、式（１）または式
（２）の のかわりに または位相変調信号の場合、 また、CW波の場合、 の形となり全く同様に処理できる。
本発明の修飾例として、第１図または第２図の分配器９
を可変振幅回路10の後段に、また、分配器９を可変位相
回路８の前段にそれぞれ設けることが可能であり、この
ような場合でもその他は全く同じ回路構成で干渉補償回
路を実現できる。第１図または第２図ではIF帯において
可変振幅回路と可変位相回路を用いる構成例を示した
が、RF帯にもうけても全く同様である。
を可変振幅回路10の後段に、また、分配器９を可変位相
回路８の前段にそれぞれ設けることが可能であり、この
ような場合でもその他は全く同じ回路構成で干渉補償回
路を実現できる。第１図または第２図ではIF帯において
可変振幅回路と可変位相回路を用いる構成例を示した
が、RF帯にもうけても全く同様である。
第１図または第２図の本発明実施例では、補助アンテナ
から受信した干渉信号の振幅および位相を調整し干渉波
を相殺したが、主アンテナから受信した主信号の振幅お
よび位相を調整しても全く同様に、干渉波を相殺できる
ことはいうまでもない。
から受信した干渉信号の振幅および位相を調整し干渉波
を相殺したが、主アンテナから受信した主信号の振幅お
よび位相を調整しても全く同様に、干渉波を相殺できる
ことはいうまでもない。
さらに、位相を調整する場合、直接信号の位相を可変す
るかわりに周波数変換器に用いる局部発振器の位相を調
整しても同じ効果が得られる。
るかわりに周波数変換器に用いる局部発振器の位相を調
整しても同じ効果が得られる。
また、本発明の実施例では干渉信号を得るため、主アン
テナとは別の補助アンテナを用いて受信する例を示した
が干渉信号さえ得られれば必ずしも補助アンテナは必要
ない。
テナとは別の補助アンテナを用いて受信する例を示した
が干渉信号さえ得られれば必ずしも補助アンテナは必要
ない。
（発明の効果） 本発明の原理に基づく干渉補償回路を試作し、その補償
特性を測定した。その結果を第３図に示す。ここで、主
信号には16QAM信号、干渉信号にはカフーバー信号をFM
変調した信号を用いた。第３図のたて軸は信号対雑音電
力比（C/N）を、横軸は信号対干渉電力比（D/U）を表わ
しており、補償器の有無による16QAM信号の符号誤り率
＝10-4におけるC/N対D/Uの関係を示している。第３図よ
りD/Uの20dB程度の改善効果を示しており、本発明の有
効性を確認できている。
特性を測定した。その結果を第３図に示す。ここで、主
信号には16QAM信号、干渉信号にはカフーバー信号をFM
変調した信号を用いた。第３図のたて軸は信号対雑音電
力比（C/N）を、横軸は信号対干渉電力比（D/U）を表わ
しており、補償器の有無による16QAM信号の符号誤り率
＝10-4におけるC/N対D/Uの関係を示している。第３図よ
りD/Uの20dB程度の改善効果を示しており、本発明の有
効性を確認できている。
以上説明したように、本干渉補償回路では干渉信号を検
出するのに１個の位相検波器でよく、従って、外付回路
が簡易化でき、干渉補償回路の小形化に有利である。
出するのに１個の位相検波器でよく、従って、外付回路
が簡易化でき、干渉補償回路の小形化に有利である。
第１図と第２図は本発明の実施例を示すブロック図、第
３図は本発明の効果を示す図、第４図は従来の干渉補償
回路のブロック図、第５図は４値信号に対する誤差信号
発生回路の説明図である。 １……主アンテナ、2,5……帯域通過フィルタ、3,6……
周波数変換器、４……補助アンテナ、７……局部発振
器、８……可変位相回路、９……分配器、10……可変振
幅回路、11……合成器、12,13……位相検波器、14,15…
…低域通過フィルタ、16,17……識別回路、18,19……減
算器、20……再生搬送波、21……90゜移相器、22……タ
イミング信号発生回路、23……位相検波器、25……低域
通過フィルタ、26……識別回路、30,31……乗算器、32,
33……積分器、34,35……EX-QR回路、100……復調器、1
01……制御回路、102,103……誤差信号発生回路。
３図は本発明の効果を示す図、第４図は従来の干渉補償
回路のブロック図、第５図は４値信号に対する誤差信号
発生回路の説明図である。 １……主アンテナ、2,5……帯域通過フィルタ、3,6……
周波数変換器、４……補助アンテナ、７……局部発振
器、８……可変位相回路、９……分配器、10……可変振
幅回路、11……合成器、12,13……位相検波器、14,15…
…低域通過フィルタ、16,17……識別回路、18,19……減
算器、20……再生搬送波、21……90゜移相器、22……タ
イミング信号発生回路、23……位相検波器、25……低域
通過フィルタ、26……識別回路、30,31……乗算器、32,
33……積分器、34,35……EX-QR回路、100……復調器、1
01……制御回路、102,103……誤差信号発生回路。
Claims (7)
- 【請求項１】主信号受信用の主アンテナと、 干渉信号受信手段と、 該干渉信号受信手段の出力の位相及び振幅と前記主アン
テナの出力との相対関係を調節する調節回路と、 該回路により調節された主アンテナ及び干渉信号受信手
段の出力を合成する合成回路と、 該合成回路の出力及び主信号から再生した基準搬送波を
入力として同相成分と直交成分に分解する直交位相同期
検波器と、 前記同相成分及び直交成分を各々入力とする２つの誤差
信号発生回路と、 前記調節回路に結合し、該回路からの信号に対し、前記
直交位相同期検波器と同じ基準搬送波により位相検波す
る位相検波器と、 該位相検波器の出力と、前記２つの誤差信号発生回路の
出力との相関を各々独立に提供する２つの乗算器と、 該乗算器の出力に各々接続される２つの積分器とを有
し、 前記同相成分に関連する、一方の積分器の出力により前
記調節回路の振幅調節を制御し、 前記直交成分に関連する、他方の積分器の出力により前
記調節回路の位相調節を制御することを特徴とする、干
渉補償回路。 - 【請求項２】前記調節回路が可変位相回路と可変振幅回
路の縦続接続により構成されることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の干渉補償回路。 - 【請求項３】前記調節回路がローカル発振器の出力の調
節により実現されることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の干渉補償回路。 - 【請求項４】前記干渉信号受信手段が干渉信号受信用の
補助アンテナをふくむことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の干渉補償回路。 - 【請求項５】前記位相検波器の入力が前記縦続回路の出
力から提供されることを特徴とする特許請求の範囲第２
項記載の干渉補償回路。 - 【請求項６】前記位相検波器の入力が前記縦続回路の入
力から提供されることを特徴とする特許請求の範囲第２
項記載の干渉補償回路。 - 【請求項７】前記位相検波器の入力が前記可変位相回路
の出力から提供されることを特徴とする特許請求の範囲
第２項記載の干渉補償回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61060856A JPH06105897B2 (ja) | 1986-03-20 | 1986-03-20 | 干渉補償回路 |
| US06/921,093 US4736455A (en) | 1985-12-23 | 1986-10-21 | Interference cancellation system |
| CA000521944A CA1257658A (en) | 1985-12-23 | 1986-10-31 | Interference cancellation system |
| EP86308589A EP0228786B1 (en) | 1985-12-23 | 1986-11-04 | Radio signal interference cancellation system |
| DE8686308589T DE3685645T2 (de) | 1985-12-23 | 1986-11-04 | System zur kompensation eines funkinterferenzsignals. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61060856A JPH06105897B2 (ja) | 1986-03-20 | 1986-03-20 | 干渉補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62219835A JPS62219835A (ja) | 1987-09-28 |
| JPH06105897B2 true JPH06105897B2 (ja) | 1994-12-21 |
Family
ID=13154440
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61060856A Expired - Lifetime JPH06105897B2 (ja) | 1985-12-23 | 1986-03-20 | 干渉補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06105897B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010076023A1 (en) * | 2008-12-31 | 2010-07-08 | St-Ericsson Sa (St-Ericsson Ltd) | Process and receiver for interference cancellation of interfering base stations in a synchronized ofdm system |
-
1986
- 1986-03-20 JP JP61060856A patent/JPH06105897B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62219835A (ja) | 1987-09-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3993956A (en) | Digital detection system for differential phase shift keyed signals | |
| US4464770A (en) | Synchronous radio or television receiver with analog high frequency section followed by digital low frequency section | |
| US4054838A (en) | QAM phase jitter and frequency offset correction system | |
| EP0564850A1 (en) | A symmetrically balanced phase and amplitude base band processor for a quadrature receiver | |
| US4862098A (en) | Continuous-wave-modulation detectors using prediction methods | |
| JPS644707B2 (ja) | ||
| US5371902A (en) | Method and apparatus for recovering baseband signals from in-phase and quadrature-phase signal components having phase error therebetween | |
| US8098769B2 (en) | Circuit and method for recovering a carrier | |
| US5677932A (en) | Baseband estimator for estimating the amplitude/frequency characteristic of a multiphase signal | |
| JPH06105897B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JPH09261101A (ja) | 受信機 | |
| JPH0422225A (ja) | 通信方式 | |
| JPH0710050B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JPH05136836A (ja) | デイジタル変調信号発生器 | |
| JP2765601B2 (ja) | 復調回路 | |
| JPH0761023B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| EP0705011B1 (en) | Digital demodulator with frequency error correction | |
| JP2890105B2 (ja) | Ｑａｍ復調装置 | |
| JPH0654890B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JPH06105898B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JP2837914B2 (ja) | Ａｆｃ装置 | |
| JP3363566B2 (ja) | 周波数誤差検出装置 | |
| EP1988639B1 (en) | Receiving apparatus | |
| EP2797225B1 (en) | Method of and apparatus for demodulating an amplitude modulated signal | |
| JP2890104B2 (ja) | Ｑａｍ復調装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |