JPH0710167B2 - スイツチング電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本願発明はスイッチング電源において、特に電源の小型
化及び高効率化を図ったものに関する。

（ロ）従来の技術 一般に従来のスイッチング電源としては特開昭54−4557
号公報に記載されているようなものがあった。この公報
に記載のものはスイッチングトランスの一次巻線に直列
にスイッチング素子を接続し、スイッチングトランスの
二次巻線に誘起した電圧を整流平滑した後の電圧と基準
電圧とを比較し、この比較に基づいて前記スイッチング
素子に供給される方形波の発振信号の波形をパルス幅変
調するものであった。

（ハ）発明が解決しようとする問題点 以上のような従来のスイッチング電源では、スイッチン
グ素子のON−OFFをパルス幅変調した方形波の発振信号
によって行なっていた。そのパルス幅変調器（又は変調
回路）が必要であり、その分電源回路全体が大型化し、
電源の小型化を妨げるものであった。また、パルス幅変
調の精度を向上させてこの電源の効率を向上させるため
にはパルス幅変調器の回路が複雑となり、この電源の設
置条件によっては温度、湿度、圧力振動などの問題が生
じこの回路の信頼性が低下するものであった。さらに最
近ではパルス幅変調器を単一の集積回路に収納したもの
が試みられたが、この場合はこの集積回路が高価なもの
となり、この電源を安価に製造できない問題点を有する
ものであった。

斯る問題点に鑑み、本願発明はパルス幅の変更を簡単な
回路で行なった電源を提供するものである。

（ニ）問題点を解決するための手段 本願発明のスイッチング電源は交流電源に接続される整
流回路と、この整流回路の出力を平滑する平滑用の第１
のコンデンサ（実施例に示すコンデンサ10）と、この第
１のコンデンサに並列に接続するトランスの一次巻線、
スイッチング素子、及び抵抗の直列回路と、前記トラン
スの二次巻線に接続する整流平滑回路と、この整流平滑
回路の出力電圧と基準電圧とを比較する電圧比較回路
と、この電圧比較回路の出力で動作し、かつ方形波発振
回路と第２のコンデンサ（実施例に示すコンデンサＣ）
との間の抵抗値を変えるトランジスタと、第２のコンデ
ンサの電位が所定値以上になった際に出力をスイッチン
グ素子の制御端子に印加させるバッファ回路と、前記ト
ランジスタと並列に設けられ第２のコンデンサの電荷を
前記方形波発振回路側へ放電するダイオードと、前記抵
抗に流れる電流が所定値以上となった時に動作して前記
方形波発振回路の発振を停止させるスイッチングトラン
ジスタとを備えたものである。

（ホ）作用 以上のように構成されたスイッチング電源では、スイッ
チング素子の動作で方形波発振回路の出力波形のデュー
ティ比を変えることができ、パルス幅変調器を用いた時
と実質的に同等な効果を得ることができる。

（ヘ）実施例 以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。第１図
の電気回路図において、１は交流電源、２は電流ヒー
ズ、３はノイズフィルタ用のコイルであり、コンデンサ
４、抵抗５及びコンデンサ6,7,8と共にノイズフィルタ
を構成している。９は整流素子であり、４個の整流ダイ
オードをブリッジ状に接続したものである。10は整流素
子９の出力を平滑するコンデンサ、11はスイッチングト
ランスであり、一次巻線12、及び二次巻線13,14,15を有
している。この一次巻線12は巻始及び巻終りを夫々コン
デンサ10、及びスイッチング素子16（FET、トランジス
タなど）に接続している。さらにこの一次巻線12には並
列にコンデンサ、抵抗、ダイオード等からなるスイッチ
ング補償用の回路を接続して、この巻線のスイッチング
特性の向上を図っている。17,18はトランジスタであ
り、プッシュブル回路を構成し、この出力でスイッチン
グ素子16のON−OFF動作を制御している。19,20はトラン
ジスタ17,18の短絡保護用の抵抗である。21は抵抗であ
り、一次巻線13に流れる電流すなわちスイッチング素子
16に流れる電流を検出する。

二次巻線13には整流用ダイオード22及び平滑用のコンデ
ンサ23から平滑回路が接続されており、この二次巻線13
に誘起した電力を平滑した後抵抗24及びツェナーダイオ
ードからなる安定化回路を介して＋V_CC電圧に変換して
出力している。26は抵抗であり、トランス11の一次側に
接続されているコンデンサ10と二次側の二次巻線13側の
コンデンサ23との間に接続されている。抵抗26をこのよ
うに接続することによって、この電源回路の起動時に＋
V_CC電圧の補償を行なっている。

二次巻線14には整流用ダイオード26及び平滑用のコンデ
ンサ27,28からなる平滑回路が接続されている。この平
滑回路の出力を出力端子OUT1から出力する。尚、整流ダ
イオード26にコンデンサ及び抵抗からなるサージ吸収回
路を接続している。

二次巻線15には整流用ダイオード29及び平滑用のコンデ
ンサ30からなる平滑回路が接続されている。31は出力抵
抗であり出力端子OUT2間に接続されている。

32は発振制御回路であり、出力端子OUT1の出力電圧と抵
抗21で検出する電源値を入力してスイッチング素子16の
ON−OFFを制御する。

この発振制御回路32の実施例を第２図に示す。この図に
おいて33は比較動作用のトランジスタであり、抵抗34と
ツェナーダイオード35とで設定される基準電圧と抵抗3
6,37で分割される電圧とを比較して基準電圧より分割電
圧が高くなるとこのトランジスタ33がON状態になる。ト
ランジスタ33がON状態となる抵抗38に印加される電圧で
トランジスタ39がON状態となる。このトランジスタ39が
通電されるとフォトカプラ40がON状態となる。41はフォ
トカプラ40からの出力が印加される抵抗であり、トラン
ジスタ42のバイアス電圧を変更する。抵抗41は、フォト
カプラ40がOFF状態の時はトランジスタ42がON状態にな
り、フォトカプラ40がON状態の時はトランジスタ42が能
動領域に至り導通抵抗が半減するように設定されてい
る。

従って、フォトカプラ40がOFF状態の時はトランジスタ4
2を介してのコンデンサＣの充電が速く、フォトカプラ4
0がON状態の時はトランジスタ42を介してのコンデンサ
Ｃの充電が遅くなるものである。

43,44,45,46,47,48はシュミット回路の機能を有するイ
ンバータ回路である。この実施例ではこれら６個のイン
バータ回路を単一のパッケージに納めた集積回路を用い
ている。インバータ43に抵抗49及びコンデンサ50からな
る帰還回路を接続して発振回路を構成している。発振周
波数は約150KHzに設定されている。

51は第１図に示した抵抗21に流れる電流が所定値以上と
なった時ににON状態となるトランジスタであり、このト
ランジスタ51がON状態となることによってコンデンサ50
の両端が短絡して発振回路の発振が止まる。インバータ
44は発振回路の出力を波形成形している。インバータ45
はコンデンサＣの電圧がスレッシュホールド電圧以上に
なっている間圧力がＬレベル電圧に反転する。尚、コン
デンサのＣの電荷はインバータ44出力がＬレベル電圧に
なったときにダイオードＤを介して放電される。同時に
インバータ45の出力もＨレベル電圧に反転する。

従ってインバータ43で発振し、インバータ44で波形整形
された後の出力でＨレベル電圧の時にトランジスタ42を
介してコンデンサＣが充電され、Ｌレベル電圧の時にコ
ンデンサＣの電荷は放電されるので、コンデンサＣの充
電速度が速ければインバータ45から出力されるＨレベル
電圧の維持時間が長く、コンデンサＣの充電速度が遅け
ればインバータ45から出力されるＨレベル電圧の維持時
間が短くなる。

すなわちトランジスタ42によって発信周波数のONデュー
ティー（パルス幅）が制御される。インバータ46,47,48
はインバータ45の出力波形を再び反転すると共に出力増
幅を行なっている。

このように構成された回路を用いたスイッチング電源の
動作は、まず交流電源１がスイッチ（図示せず）を介し
て接続されると、整流素子９で整流された出力がコンデ
ンサ10に蓄えられると同時にその電荷の一部が抵抗26を
介してトランス11の二次巻線13側のコンデンサ23に蓄積
される。これによって端子V_CCからツェナーダイオード2
5で定まる定電圧が出力される。このVcc電圧によってイ
ンバータ回路を収納した集積回路やトランジスタが動作
を開始して、発振制御回路32が発振を開始する。

発振制御回路32が発振することによって一次巻線12にス
イッチング電流が流れ、二次巻線13,14,15に夫々誘起電
圧が生じる。このうち二次巻線13に誘起する電圧を平滑
してV_CC電圧を維持し、二次巻線14に誘起した電圧は平
滑されて出力端子OUT1から出力される。この電圧が第２
図に示すツェナーダイオード35で定まる基準電圧以上と
なるとトランジスタ39及びフォトカプラ40がON状態とな
り、トランジスタ42の導通抵抗が大きくなる。

従って、トランジスタ42の動作でコンデンサＣ充電速度
が変化し、インバータ回路43、抵抗49、コンデンサ50で
定められた発振波形のデューティ比を変えることができ
る。

このように、第１図に示す出力端子OUT1の電圧が所望の
電圧となるように発振制御回路32から出力される出力波
形のデューティ比を変えて、スイッチングトランス11に
通電される電圧のデューティ比を変えることができる。

また第２図に示すツェナーダイオード35のツェナー電
圧、又は抵抗36,37の抵抗比を変えることによって出力
端子OUT1の出力電圧を所望の値に変えることができる。

尚、出力端子OUT2は、定電圧制御が行なわれない出力端
子であるが、出力端子OUT1の出力電圧にほぼ対応して出
力電圧が定まるので、正確な定電圧制御を必要としない
負荷の電源として用いることができる。また第２図に示
した発振制御回路32はハイブリットIC化が可能である。
この時第１図に示すトランジスタ17,18を発振制御回路3
2と共にハイブリットIC化してもよい。

第３図乃至第７図は夫々第２図に示した発振制御回路32
の他の実施例を示す回路図であり、第２図と同一構成要
素には同一符号を付している。

まず第３図は発振波形の出力増幅を行なったインバータ
回路46,47,48のうちインバータ回路46,48をトランジス
タ51のベース端子と第１図に示す電流検出用の抵抗21と
の間に接続したものである。このような回路とすること
によって、抵抗21に流れる電流が増加した時にインバー
タ回路46,48の動作で高電圧をトランジスタ51のベース
端子に確実に印加することができる。すなわちパルスト
ランス11の一次巻線12に過電流が流れた時に発振を確実
に停止することができ、この一次巻線12の過電流に対す
る保護を確実に行なうことができる。

第４図は第３図に示した発振制御回路にさらに出力端子
OUT1からの出力電圧を外部からの信号出力で変えること
ができるようにしたものである。60はラダー抵抗回路で
あり、端子b₁,b₂,b₃,b₄に印加する高又は低電圧の組み
合せによってこの回路の抵抗値が変わる。このラダー抵
抗回路60は抵抗37に接続されており、このラダー抵抗回
路60の合成抵抗値が変わることによってトランジスタ33
のエミッタ端子に印加される分圧比が変化する。すなわ
ち、このエミッタ端子に印加される分圧比が変わり、実
質的にトランジスタ33がON状態になる出力端子OUT1の電
圧を変化させることができる。また、ラダー抵抗回路60
の合成抵抗値を端子b₁乃至b₄に印加する高又は低電圧の
組み合せで変えることができるので、これらの端子を高
又は低電圧の信号を出力するマイコンなどの制御回路に
直接接続することができ、出力端子OUT1の出力電圧をこ
の制御回路から容易に変えることができる。

第５図は第４図に示した発振制御回路の他の実施例を示
した回路図であり、ラダー抵抗回路の換わりにトランジ
スタ61の態動特性、すなわちエミッタ端子とコレクタ端
子との間の抵抗値変化を利用したものである。このトラ
ンジスタ61は並列に抵抗62が接続されると共に抵抗37に
直列に接続している。63,64はトランジスタ61のバイア
ス用の抵抗であり、リニア変化する電圧信号が印加され
る。この電圧信号に応じてトランジスタ61の出力抵抗値
が変化し、実質的にトランジスタ33のエミッタ端子に印
加される電圧の分圧比を変えることができる。すなわち
エミッタ端子に印加される電圧の分圧比を変えることに
よって第４図に示す回路を用いた時と同様に出力端子OU
T1の電圧を変えることができる。このように構成された
回路では出力端子OUT1の電圧をリニア変化する電圧信号
で変えることができるので、出力端子OUT1にポンプやフ
ァンなどのモータを接続した時、回転数制御の帰還電圧
信号を電圧信号として入力することができる。

第６図は第３図に示した発振制御回路のトランジスタ33
のベース端子に印加される電圧を変えて、出力端子OUT1
からの出力電圧を変えるようにしたものである。65は抵
抗、66はラダー抵抗回路であり、ツェナーダイオード35
で定まる定電圧を抵抗65とラダー抵抗回路66とで分圧し
てトランジスタ33のベース端子に印加している。

第７図は第３図に示した発振制御回路において、トラン
ジスタ33,39の動作を比較器67で行なうようにした回路
図である。ツェナーダイオード35で定まる定電圧を抵抗
68と可変抵抗69とで分圧して抵抗器67の反転入力端子
（基準端子側）に印加している。従って可変抵抗69の抵
抗値を変えることによって出力端子OUT1の出力電圧を変
えることができるものである。

（ト）発明の効果 本発明は、方形波発振回路を用いた外部発振型のスイッ
チング電源において、コンデンサの充電速度をトランジ
スタで変えて出力波形のデューティ比を変えるので、こ
のスイッチング素子のON−OFFを制御する電圧比較回路
と共に、方形波発振回路の出力波形のデューティ比を二
次巻線に誘起する電圧に応じて変えることができる。す
なわち、パルス幅変調器を設けた時と実質的に同じ効果
を得ることができ、電源の小型化及び簡素化が図れるも
のである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すスイッチング電源の電気
回路図、第２図は第１図に示した発振制御回路の電気回
路図、第３図乃至第７図は第２図に示した発振制御回路
の他の実施例を示す電気回路図である。 １……交流電源、９……整流回路、10……平滑用コンデ
ンサ、11……トランス、12……一次巻線、13,14,15……
二次巻線、16……スイッチング素子、42……トランジス
タ、43乃至48……インバータ回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源に接続される整流回路と、この整
   流回路の出力を平滑する平滑用の第１のコンデンサと、
   この第１のコンデンサに並列に接続するトランスの一次
   巻線、スイッチング素子、及び抵抗の直列回路と、前記
   トランスの二次巻線に接続する整流平滑回路と、この整
   流平滑回路の出力電圧と基準電圧とを比較する電圧比較
   回路と、この電圧比較回路の出力で動作し、かつ方形波
   発振回路と第２のコンデンサとの間の抵抗値を変えるト
   ランジスタと、第２のコンデンサの電位が所定値以上に
   なった際に出力をスイッチング素子の制御端子に印加さ
   せるバッファ回路と、前記トランジスタと並列に設けら
   れ第２のコンデンサの電荷を前記方形波発振回路側へ放
   電するダイオードと、前記抵抗に流れる電流が所定値以
   上となった時に動作して前記方形波発振回路の発振を停
   止させるスイッチングトランジスタとを備えたことを特
   徴とするスイッチング電源。