JPH07101989B2 - スイツチング電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、スイッチング電源に関し、電力変換用変圧器
に主巻線とは別に設けられた巻線に生じる電圧を利用す
ることにより、自励式スイッチング電源が得られるよう
にしたものである。

＜従来の技術＞ スイッチング電源は、電力変換用変圧器の使い方によっ
て、フライバック．コンバータ型のもと、フォワード．
コンバータ型のものとに大別できる。またメインのスイ
ッチング素子にスイッチング動作をさせるための発振器
の構成方法によって、自励式と他励式とに分けることが
でき、自励式のものは、他励式のものに比べて、部品点
数が少なく、小形、低価格になる。このうち、自励式フ
ライバック．コンバータ型のものは、リンギング．チョ
ーク．コンバータとして一般的なものであり、低価格、
小出力のスイッチング電源として広く使用されている。

一方、フォワード．コンバータ型スイッチング電源にお
いて、自励式の回路構成を取る従来例としては、ロイヤ
ーのプシュ．プル．インバータ型のものがある。

＜発明が解決しようとする課題＞ 上述した各種のスイッチング電源のうち、他励方式をと
るスイッチング電源としては、一石式フォワードコンバ
ータや、直流重畳型フライバックコンバータ等が知られ
ているが、何れも、メインのスイッチング素子を、別に
設けられた発振器によって駆動するため、多くの回路部
品を必要とし、小形で低コストのものを実現することが
困難であった。また、自励式のもののうち、リンギン
グ．チョーク．コンバータ方式のスイッチング電源は、
スイッチング素子の利用効率が低く、小電力用にしか使
用できず、ロイヤーのプッシュ．プル．インバータ型ス
イッチング電源は、片側でのデューティが50％に固定さ
れているため、一次側での電圧制御が不可能であるとい
う問題点を有していた。

本発明の課題は、回路構成が簡単で小形、かつ、安価な
自励式コンバータであって、入力変動に対して安定した
出力が得られ、負荷電動に伴う出力変動をも抑えるのに
好適なスイッチング電源を提供することである。

＜課題を解決するための手段＞ 上述した課題を解決するため、本発明は、変圧器と、こ
の変圧器の第１の巻線を通して与えられる直流入力電圧
をオン、オフするスイッチング素子と、前記変圧器の第
２の巻線に取出されたスイッチング出力を、整流し平滑
する平滑回路とを備えるスイッチング電源であって、前
記スイッチング素子のオン期間にその制御電極を正方向
にバイアスする第３の巻線と、前記スイッチング素子の
入力側を短絡して該スイッチング素子をオフさせる第１
の駆動回路と、前記スイッチング素子をオンさせる第２
の駆動回路とを備え、前記変圧器の前記第１の巻線及び
第３の巻線を通して前記スイッチング素子の制御電極側
に正帰還作用が加わり、それによって前記スイッチング
素子がオンになった後、前記第１の駆動回路により前記
スイッチング素子の前記制御電極側が短絡されオフ駆動
されるステップと、前記第１の駆動回路により前記スイ
ッチング素子がオフになった後、所定のオフ時間をとっ
て、前記第２の駆動回路により前記スイッチング素子が
オン駆動されるステップとを繰返すことにより、前記ス
イッチング素子が自励的にオン、オフ動作を継続し、前
記直流入力電圧がオン、オフされることを特徴とする。

＜作用＞ 上記構成の本発明に係るスイッチング電源において、直
流入力電圧が投入され、スイッチング素子が起動する
と、変圧器の第１の巻線及び第３の巻線を通して、スイ
ッチング素子の入力側に正帰還作用が加わり、スイッチ
ング素子が急速にオンとなる。このようにして、スイッ
チング素子がオンになると、第１の駆動回路によりスイ
ッチング素子の入力側が短絡されオフ駆動される。

一方、第２の駆動回路では、第１の駆動回路によりスイ
ッチング素子がオフになった後、所定のオフ時間をとっ
て、スイッチング素子をオンさせる。

以上の動作を繰返すことにより、スイッチング素子２が
自励的にオン、オフ動作を継続するようになり、直流入
力電圧がオン、オフされる。

この場合、第２の駆動回路により、入力電圧とオン．デ
ューティとの積が一定となるような発振動作をさせるこ
とが可能である。例えば入力電圧が２倍になった場合に
は、オン．デューティが1/2になるように制御すること
により、入力変動に対して安定した出力が得られのであ
る。

＜実施例＞ 第１図は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図で
ある。図において、１は電力変換用変圧器、101はこの
変圧器１に備えられた第１の巻線、102は同じく第２の
巻線、103は同じく第３の巻線である。

２はメインのスイッチング素子である。この実施例では
電界効果トランジスタによって構成されており、ドレイ
ンＤを第１の巻線101を介して直流電源（＋Vin）に接続
すると共に、ソースＳをカレントトランス４の巻線41を
介して直流電源（−Vin）に接続してある。

５は第２の巻線102に接続された出力回路である。出力
回路５は磁気増幅器を構成する可飽和リアクトル51の一
端を第２の巻線102の一端に接続すると共に、可飽和リ
アクトル51の後段に、整流回路52及びチョーク．インプ
ット型平滑回路53を接続し、平滑回路53から直流出力Vo
を得るようになっている。54は制御回路であり、直流出
力電圧Voを検出し、その検出信号に基づき、直流出力電
圧Voが一定となるように、可飽和リアクトル51を制御す
る。可飽和リアクトル51及び制御回路54による出力安定
化作用については後で述べる。

前記整流回路52にはフォワード方向の整流ダイオード52
aとフライホイール方向の転流ダイオード52bよりなり、
平滑回路53はチョークコイル53aとコンデンサ53bとで構
成されている。

６はスイッチング素子２の入力側を短絡してオフさせる
第１駆動回路である。この実施例では、第１の駆動回路
６は、変圧器１に設けられた第３の巻線103に生じる電
圧値に略反比例するオン時間幅を持つようにスイッチン
グ素子２をオフさせるようになっている。第３の巻線10
3の両端に、抵抗61a及びコンデンサ61bよりなる時定数
充電回路61を接続すると共に、この時定数充電回路61を
構成するコンデンサ61bの両端を、トランジスタ62のベ
ース．エミッタ間に接続し、トランジスタ62のコレクタ
及びエミッタを、ダイオード63を介して、スイッチング
素子２の入力端間に接続してある。従って、コンデンサ
61bの充電電圧Vclが所定値になり、トランジスタ62がオ
ンになると、スイッチング素子２の入力側がトランジス
タ62によって短絡され、スイッチング素子２がオフにな
る。64はコンデンサ、65は抵抗、66はダオードである。

７はスイッチング素子２をオンさせる第２の駆動回路で
ある。この実施例では、第２の駆動回路７は、第３の巻
線103に生じる電圧を整流平滑化して入力電圧とオン．
デューティとに比例した電圧を作り、この電圧を基準電
圧と比較してその比較出力により前記スイッチング素子
をオさせるようになっている。第３の巻線103の一端
に、スイッチング素子２のオン時に第３の巻線103に生
じる電圧を整流する第１の整流回路71及び第２の整流回
路72を接続してある。第１の整流回路71の後段にはその
整流出力を平滑化する回路73を設けてある。回路73は抵
抗73a、コンデンサ73b及び抵抗73cで構成されている。
また、第２の整流回路72の後段には整流出力を平滑化す
るコンデンサ74、75及び平滑化された直流電圧から基準
電圧を作るツェナーダイオードでなる基準電圧源回路76
が接続されている。77、78は電圧降下用の抵抗である。

そして、回路73の直流出力電圧Vc2及び基準電圧源回路7
6の基準電圧Vz1を比較回路79に入力し、その比較出力に
よりスイッチング素子２をオンさせるようになってい
る。この実施例では、比較回路79はトランジスタで構成
し、そのベースに回路73の直流出力電圧Vc2を与えると
共に、エミッタに基準電圧源回路76からの基準電圧Vz1
を与えて比較動作をさせ、その比較出力を、ダイオード
８を通してスイッチング素子２のゲートＧに入力するよ
うになっている。

なお、第３の巻線103とは別の第４の巻線を設け、この
第４の巻線に第２の駆動回路７を接続してもよい。

９は過電流保護回路である。過電流保護回路９は、第２
の駆動回路７を構成する基準電圧源回路76の両端にトラ
ンジスタ91のエミッタ．コレクタを接続すると共に、ト
ランジスタ91のベースに対し、トランジスタ92のコレク
タを、ダイオード93を介して接続し、トランジスタ92の
ベース．エミッタを、ツェナーダイオード94及びダイオ
ード95を介して、カレントトランス４の巻線42の両端に
接続してある。また、トランジスタ92のコレクタ．エミ
ッタは、ダイオード96を介して、スイッチング素子２の
ゲート入力端に接続してある。10はスイッチング素子２
を起動させるための起動用抵抗、97〜99は抵抗である。

次に上記実施例の動作について説明する。直流入力電圧
（＋Vin、−Vin）が投入されると、起動用抵抗10を通し
てスイッチング素子２のゲートＧの電位が上昇し、スイ
ッチング素子２がオンになり、変圧器１の第１の巻線10
1に電流が流れ、第１の巻線101に電圧が誘起し、第３の
巻線103に第１の巻線101との間の巻数比に依存した電圧
が発生する。第３の巻線103に誘起した電圧は、コンデ
ンサ64及び抵抗65を通してスイッチング素子２のゲート
Ｇに加わえられ、ゲート電位を上げる正帰還作用が加わ
り、スイッチング素子２が急速にオンとなる。

上述のようにして、スイッチング素子２がオンになる
と、第３の巻線103に発生したオン時電圧により、第１
の駆動回路６では、時定数充電回路61のコンデンサ61b
が抵抗61aを通して充電され、その充電端子電圧Vc1が時
間と共に上昇して行く。そして、充電端子電圧Vc1がト
ランジスタ62のベース．エミッタ間オン電圧Ｖbeまで上
昇すると、トランジスタ62がオンし、スイッチング素子
２のゲート．ソース間がトランジスタ62によって短絡さ
れ、スイッチング素子２がオフとなる。ここで、コンデ
ンサ61bの充電端子電圧Vc1は、直流入力電圧（＋Vin、
−Vin）が高くなると、それにつれてオン電圧Vbeに到達
する時間が早くなり、スイッチング素子２がオフとなる
タイミングが早まり、オン時間幅が短くなる。反対に、
直流入力電圧（＋Vin、−Vin）が低くなれば、スイッチ
ング素子２がオフとなるタイミングが遅くなり、オン時
間幅が長くなる。つまり、第１の駆動回路６は、第３の
巻線103を介して与えられる直流入力電圧（＋Vin、−Vi
n）に略反比例するオン時間幅を持つように、スイッチ
ング素子２をオフ駆動するのである。

一方、スイッチング素子２のオン時に、第２の駆動回路
７では、第３の巻線103に誘起した電圧は第２の整流回
路72によって整流されると共に、抵抗77、78によって降
圧され、更にコンデンサ75によって直流に変換され、基
準電圧源回路76によって第２図に示すような一定の基準
電圧Vz1が得られている。基準電圧源回路76の一端はト
ランジスタ79のエミッタに接続されているので、トラン
ジスタ79のエミッタは略一定の基準電圧Vz1に保たれて
いる。

これと同時に、第３の巻線103に誘起した電圧は第１の
整流回路71を通して整流され、整流出力が回路73によっ
て直流電圧に変換され、第２図に示すように一定の傾斜
で上昇する直流電圧信号が得られる。この場合、直流電
圧信号となるコンデンサ73bの端子電圧Vc2は入力電圧と
オン．デューティにほぼ比例した値となる。

次に、第１の駆動回路６の動作により、スイッチング素
子２がオフになると、回路73を構成するコンデンサ73b
に蓄積された電荷が抵抗73cを通して放電され、端子電
圧Vc2が第２図に示すように低下して行く。そして、端
子電圧Vc2が基準電圧Vz1より低い値になろうとすると、
比較回路79を構成するトランジスタがオンになり、ダイ
オード８を通してスイッチング素子２のゲートＧに電圧
が印加されるので、スイッチング素子２がオンになる。

以上の動作を繰返すことにより、スイッチング素子２が
オン、オフ動作を継続し、直流入力電圧（＋Vin、−Vi
n）がオン、オフされる。この場合、第１の駆動回路６
により、電圧時間積が一定になるようにスイッチング素
子２がオフ制御され、また、第２の駆動回路７により、
入力電圧とオン．デューティとの積が一定となるよう
に、スイッチング素子２はオン制御される。例えば入力
電圧が２倍になった場合には、オン．デューティが1/2
になるように制御されるので、入力変動に対して安定し
た出力が得られる。

ここで、可飽和リアクトル51よりなる磁気増幅器の出力
安定化作用について説明する。まず、スイッチング素子
２のオン期間に可飽和リアクトル51が飽和して、負荷電
流が流れて第３図のＢ−Ｈ曲線上のａ点に達したとす
る。

次に、スイッチング素子２のオフ期間にはダイオード52
aが阻止状態となる。この状態で制御回路54から可飽和
リアクトル51に対してオン時とは逆方向にリセット電流
Irを流すと、可飽和リアクトル51は、第３図のｂ点を通
りｃ点にリセットされる。スイッチング素子２が再びオ
ンになると、可飽和リアクトル51は第３図においてｃ点
→ｄ点→ａ点の経路を辿って飽和する。この際、可飽和
リアクトル51には第３図の（ΔB1＋ΔB2）の磁束変化量
に応じた電圧降下ΔＶが生じる。従って、出力電圧Voに
応じて、制御回路54から可飽和リアクトル51に流すリセ
ット電流Irを加減調整し、リセット点となるｃ点を制御
すれば、可飽和リアクトル51の電圧降下ΔＶを出力電圧
Voに応じて可変調整し、出力電圧を安定化できる。

ここで、本発明においては、第１の駆動回路６及び第２
の駆動回路７によって入力変動に対する安定化作用が得
られているので、可飽和リアクトル51では、負荷電流Io
の増域、つまり負荷電動に伴うダイオード52a、チョー
クコイル53a等における電圧降下の変動分を補償するだ
けでよい。このため、可飽和リアクトル51の負担が著し
く減少することとなる。

次に過電流保護回路９の動作について説明する。スイッ
チング素子２に流れる電流I1が過大になり、カレントト
ランス４の巻線42側に生じる電圧によりツェナーダイオ
ード94が導通すると、トランジスタ92がオンになる。ト
ランジスタ92がオンになると、ダイオード96を介してス
イッチング素子２のゲート回路が短絡されると同時に、
トランジスタ91がオンになって基準電圧Vz1が低下し、
出力が低下する。これにより、過電流保護作用が得られ
る。

第４図は本発明に係るスイッチング電源の別の実施例に
おける電気回路図である。図において、第１図と同一の
参照符号は同一性ある構成部分を示している。この実施
例では、過飽和リアクトルを使用せずに、負荷変動に対
する出力安定化作用を持たせたもので、第２の駆動回路
７を構成する基準電圧源回路76と並列的に受光素子11a
を接続すると共に、制御回路54に前記受光素子11aと共
にフォトカプラを構成する発光素子11bを接続し、制御
回路54の出力制御信号を発光素子11bから受光素子11aに
伝送し、基準電圧Vz1を出力電圧Voに応じて制御する。
これにより比較回路79に入力される基準電圧Vz1が制御
されるから、出力安定化作用が行なわれる。

比較回路79による比較動作は、基準電圧Vz1と、回路73
の直流出力電圧Vc2との間の相対的関係によって行なわ
れるから、基準電圧Vz1を可変調整する代りに、回路73
の直流電圧信号Vc2を調整する構成としてもよい。例え
ば、受光素子11aを抵抗73aと直列もしくは並列に接続し
てもよい。

＜発明の効果＞ 以上述べたように、本発明によれば、回路構成が簡単で
小形、かつ、安価な自励式コンバータであって、入力変
動に対して安定した出力が得られ、磁気増幅器と組合せ
てその負担を軽減しながら負荷変動に伴う出力変動をも
抑えるのに好適なスイッチング電源を提供することがで
きる。なお、本発明の説明に当って、一石式フォワード
コンバータを例にとって説明したが、変換用トランスの
極性を変更すれば、直流重畳型フライバックコンバータ
にも適用が可能であり、この場合には整流平滑回路はコ
ンデンサインプット型でよいので、更に小型化が可能に
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図、
第２図はその回路作用を説明する波形図、第３図は磁気
増幅器の動作を説明するためのＢ−Ｈとヒステリシス特
性図、第４図は本発明に係るスイッチング電源の別の実
施例における電気回路図である。 １……変圧器、101……第１の巻線 102……第２の巻線、103……第３の巻線 ２……スイッチング素子 ５……出力回路 ６……第１の駆動回路 ７……第２の駆動回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】変圧器と、この変圧器の第１の巻線を通し
   て与えられる直流入力電圧をオン、オフするスイッチン
   グ素子と、前記変圧器の第２の巻線に取出されたスイッ
   チング出力を、整流し平滑する平滑回路とを備えるスイ
   ッチング電源であって、 前記スイッチング素子のオン期間にその制御電極を正方
   向にバイアスする第３の巻線と、前記スイッチング素子
   の入力側を短絡して該スイッチング素子をオフさせる第
   １の駆動回路と、前記スイッチング素子をオンさせる第
   ２の駆動回路とを備え、 前記変圧器の前記第１の巻線及び前記第３の巻線を通し
   て前記スイッチング素子の制御電極側に正帰還作用が加
   わり、それによって前記スイッチング素子がオンになっ
   た後、前記第１の駆動回路により前記スイッチング素子
   の前記制御電極側が短絡されオフ駆動されるステップ
   と、 前記第１の駆動回路により前記スイッチング素子がオフ
   になった後、所定のオフ時間をとって、前記第２の駆動
   回路により前記スイッチング素子がオン駆動されるステ
   ップと を繰返すことにより、前記スイッチング素子が自励的に
   オン、オフ動作を継続し、前記直流入力電圧がオン、オ
   フされること を特徴とするスイッチング電源。
2. 【請求項２】前記第１の駆動回路は、入力電圧に略反比
   例するオン時間幅を持つように前記スインチング素子を
   オフさせる回路でなることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項に記載のスイッチング電源。
3. 【請求項３】前記第１の駆動回路は、前記第３の巻線に
   生じる電圧によって充電される時定数充電回路と、この
   時定数充電回路の充電電圧が所定値になったときにオン
   し、前記スイッチング素子の入力側を短絡するトランジ
   スタとを備えてなることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項または第２項に記載のスイッチング電源。
4. 【請求項４】前記第１の駆動回路は、前記第３の巻線と
   は異なる巻線に生じる電圧によって充電される時定数充
   電回路と、この時定数充電回路の充電電圧が所定値にな
   ったときにオンし、前記スイッチング素子の入力側を短
   絡するトランジスタとを備えてなることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項または第２項に記載のスイッチング
   電源。
5. 【請求項５】前記第２の駆動回路は、前記第３の巻線に
   生じる電圧を整流平滑化して、入力電圧とオン．デュー
   ティとに略比例した直流電圧信号を作り、この直流電圧
   信号を基準電圧と比較してその比較出力により前記スイ
   ッチング素子をオンさせる回路でなることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項、第２項または第３項に記載のス
   イッチング電源。
6. 【請求項６】前記第２の駆動回路は、前記第３の巻線と
   は異なる巻線に生じる電圧を整流平滑化して、入力電圧
   とオン．デューティとに略比例した直流電圧信号を作
   り、この直流電圧信号を基準電圧と比較してその比較出
   力により前記スイッチング素子をオンさせる回路でなる
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項または
   ３項に記載のスイッチング電源。
7. 【請求項７】前記第２の駆動回路は、前記スイッチング
   素子のオン時に前記第３の巻線またはこれとは異なる巻
   線に生じる電圧を整流平滑化して、オン．デューティと
   入力電圧とに略比例する直流電圧信号を得る回路と、前
   記スイッチング素子のオン時に前記第３の巻線またはこ
   れとは異なる巻線に生じる電圧を整流平滑化して得られ
   た直流電圧信号より基準電圧を作る基準電圧源回路と、
   前記回路の直流電圧信号出力及び前記基準電圧源回路か
   ら与えられる基準電圧を比較してその比較出力により前
   記スイッチング素子をオンさせる回路とを備えてなるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第６項に記載のスイッチ
   ング電源。
8. 【請求項８】前記第２の駆動回路は、過電流検出信号に
   より前記基準電圧を低下させると同時に前記スイッチン
   グ素子をオフさせるよう動作する過電流保護回路を備え
   ることを特徴とする特許請求の範囲第６項または第７項
   に記載のスイッチング電源。
9. 【請求項９】前記第２の駆動回路は、前記出力回路に備
   えられた制御回路の制御信号によって駆動される発光素
   子に光結合され、かつ、この発光素子から伝送される制
   御信号により、前記基準電圧または前記回路の直流電圧
   信号出力を、出力電圧が安定する方向に制御する受光素
   子を備えることを特徴とする特許請求の範囲第６項、第
   ７項または第８項に記載のスイッチング電源。
10. 【請求項１０】出力回路側に磁気増幅器による出力安定
    化回路を備えてなることを特徴とする特許請求の範囲第
    １項、第２項、第３項、第４項、第５項、第６項、第７
    項または第８項に記載のスイッチング電源。