JPH0357712B2 - - Google Patents
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- JPH0357712B2 JPH0357712B2 JP61006668A JP666886A JPH0357712B2 JP H0357712 B2 JPH0357712 B2 JP H0357712B2 JP 61006668 A JP61006668 A JP 61006668A JP 666886 A JP666886 A JP 666886A JP H0357712 B2 JPH0357712 B2 JP H0357712B2
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- terminal
- control
- circuit
- capacitor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、安定化直流電源装置に使用する直流
−直流変換器（DC−DCコンバータ）に関するも
のである。
−直流変換器（DC−DCコンバータ）に関するも
のである。
［従来の技術とその問題点］
トランスの１次巻線にスイツチングトランジス
タを直列に接続し、これをオン・オフすることに
よつて直流を断続し、２次巻線に得られる電圧を
整流平滑して直流出力を得るDC−DCコンバータ
は既に知られている。ところで、従来の代表的な
オン・オフ型のDC−DCコンバータ（FCC）は、
発振器を使用してパルス幅変調波（PWM波）を
作り、これにより変換用スイツチングトランジス
タをオン・オフ制御する他励式に構成されてい
る。従つて、回路が複雑且つ高価になつた。この
種の欠点を解決するものとして、特公昭52−
18364号にトランスに制御巻線を設け、この制御
巻線を制御することにより出力電圧を調整する自
励式のオン・オフ型DC−DCコンバータが開示さ
れている。しかし、この方式では、制御巻線を設
けなければならず、大幅に小型化及び簡略化する
ことが困難である。
タを直列に接続し、これをオン・オフすることに
よつて直流を断続し、２次巻線に得られる電圧を
整流平滑して直流出力を得るDC−DCコンバータ
は既に知られている。ところで、従来の代表的な
オン・オフ型のDC−DCコンバータ（FCC）は、
発振器を使用してパルス幅変調波（PWM波）を
作り、これにより変換用スイツチングトランジス
タをオン・オフ制御する他励式に構成されてい
る。従つて、回路が複雑且つ高価になつた。この
種の欠点を解決するものとして、特公昭52−
18364号にトランスに制御巻線を設け、この制御
巻線を制御することにより出力電圧を調整する自
励式のオン・オフ型DC−DCコンバータが開示さ
れている。しかし、この方式では、制御巻線を設
けなければならず、大幅に小型化及び簡略化する
ことが困難である。
簡単な回路構成のDC−DCコンバータとして、
オン・オフ型の自励式DC−DCコンバータがある
が、軽負荷時に発振周波数が上つてスイツチング
回数が多くなり、スイツチング損失が大になると
いう欠点を有する。また、スイツチング素子とし
て電界効果トランジスタを使用することが困難で
あるという欠点を有する。また、過電流保護を容
易に達成することができる回路が要望されてい
る。
オン・オフ型の自励式DC−DCコンバータがある
が、軽負荷時に発振周波数が上つてスイツチング
回数が多くなり、スイツチング損失が大になると
いう欠点を有する。また、スイツチング素子とし
て電界効果トランジスタを使用することが困難で
あるという欠点を有する。また、過電流保護を容
易に達成することができる回路が要望されてい
る。
そこで、本発明の目的は、比較的簡単な回路で
自励発振し、且つ電圧制御を容易に達成すること
ができ、且つ過電流防止を容易に達成することが
できる直流−直流変換器を提供することにある。
自励発振し、且つ電圧制御を容易に達成すること
ができ、且つ過電流防止を容易に達成することが
できる直流−直流変換器を提供することにある。
［問題点を解決するための手段］
上記目的を達成するための本発明は、一対の直
流電源端子の一方にその一端が接続されたトラン
スの電圧変換用巻線と、少なくとも第１の端子と
第２の端子と制御端子とを有し、前記第１の端子
が前記電圧変換用巻線の他端に接続され、前記制
御端子に所定レベル以上の電圧が印加された時
に、前記第１の端子と前記第２の端子との間が導
通状態になるように構成されている変換用スイツ
チと、前記電圧変換用巻線の出力側に接続された
整流平滑回路と、前記電圧変換用巻線に電磁結合
され、前記変換用スイツチの前記制御端子と前記
第２の端子との間に接続されたスイツチ駆動巻線
と、前記変換用スイツチの前記制御端子に接続さ
れた起動信号供給回路と、一端が前記変換用スイ
ツチの前記第２の端子に接続され、他端が前記一
対の直流電源端子の他方に接続された電流検出回
路と、前記変換用スイツチをオフ制御するように
前記変換用スイツチの前記制御端子と前記電流検
出回路の他端との間に接続された制御素子と、前
記制御素子の制御端子と前記電流検出回路の一端
との間に接続されたコンデンサと、前記コンデン
サの電圧と前記電流検出回路の出力電圧との和に
よつて前記制御素子を断続的にオン制御するため
に前記変換用スイツチのオンに同期して前記コン
デンサを充電する充電回路と、前記整流平滑回路
の出力電圧を一定にするために前記コンデンサの
充電電流を制御する電圧制御回路とから成る直流
−直流変換器に係わるものである。
流電源端子の一方にその一端が接続されたトラン
スの電圧変換用巻線と、少なくとも第１の端子と
第２の端子と制御端子とを有し、前記第１の端子
が前記電圧変換用巻線の他端に接続され、前記制
御端子に所定レベル以上の電圧が印加された時
に、前記第１の端子と前記第２の端子との間が導
通状態になるように構成されている変換用スイツ
チと、前記電圧変換用巻線の出力側に接続された
整流平滑回路と、前記電圧変換用巻線に電磁結合
され、前記変換用スイツチの前記制御端子と前記
第２の端子との間に接続されたスイツチ駆動巻線
と、前記変換用スイツチの前記制御端子に接続さ
れた起動信号供給回路と、一端が前記変換用スイ
ツチの前記第２の端子に接続され、他端が前記一
対の直流電源端子の他方に接続された電流検出回
路と、前記変換用スイツチをオフ制御するように
前記変換用スイツチの前記制御端子と前記電流検
出回路の他端との間に接続された制御素子と、前
記制御素子の制御端子と前記電流検出回路の一端
との間に接続されたコンデンサと、前記コンデン
サの電圧と前記電流検出回路の出力電圧との和に
よつて前記制御素子を断続的にオン制御するため
に前記変換用スイツチのオンに同期して前記コン
デンサを充電する充電回路と、前記整流平滑回路
の出力電圧を一定にするために前記コンデンサの
充電電流を制御する電圧制御回路とから成る直流
−直流変換器に係わるものである。
なお、上記発明と実施例との対応関係を説明す
ると、前記変換用スイツチは、FET５のような
素子であり、前記電圧変換用巻線は１次巻線３及
び２次巻線６のように電圧変換に関係する巻線で
あり、前記スイツチ駆動巻線は３次巻線１４であ
り、前記電流検出回路は抵抗３２であり、前記制
御素子は制御用トランジスタ１９であり、前記充
電回路は抵抗１８であり、前記電圧制御回路は誤
差増幅器２３とホトトランジスタ２５を含む回路
であり、起動信号供給回路は起動抵抗１６を含む
回路である。
ると、前記変換用スイツチは、FET５のような
素子であり、前記電圧変換用巻線は１次巻線３及
び２次巻線６のように電圧変換に関係する巻線で
あり、前記スイツチ駆動巻線は３次巻線１４であ
り、前記電流検出回路は抵抗３２であり、前記制
御素子は制御用トランジスタ１９であり、前記充
電回路は抵抗１８であり、前記電圧制御回路は誤
差増幅器２３とホトトランジスタ２５を含む回路
であり、起動信号供給回路は起動抵抗１６を含む
回路である。
［作用］
上記発明においては、まず起動信号供給回路で
変換用スイツチがオン駆動する。これによりスイ
ツチ駆動巻線に生じる正帰還電圧が変換用スイツ
チに加わり、変換用スイツチのオンが維持され
る。コンデンサの電圧が制御素子のオンレベルに
達すると、これがオンになり、逆に変換用スイツ
チがオフに転換する。出力電圧制御は、出力電圧
の検出に応答してコンデンサの充電電流を変える
ことにより達成される。過電流の時には制御素子
のオン時点が早くなり、変換用スイツチのオン期
間が短くなる。これにより、電圧制御と過電流防
止とを簡単な回路で達成することができる。な
お、正常動作時には、トランス又は変換用スイツ
チが飽和動作状態になる前にコンデンサの充電電
圧が所定値に達し、変換用スイツチがオフ制御さ
れる。
変換用スイツチがオン駆動する。これによりスイ
ツチ駆動巻線に生じる正帰還電圧が変換用スイツ
チに加わり、変換用スイツチのオンが維持され
る。コンデンサの電圧が制御素子のオンレベルに
達すると、これがオンになり、逆に変換用スイツ
チがオフに転換する。出力電圧制御は、出力電圧
の検出に応答してコンデンサの充電電流を変える
ことにより達成される。過電流の時には制御素子
のオン時点が早くなり、変換用スイツチのオン期
間が短くなる。これにより、電圧制御と過電流防
止とを簡単な回路で達成することができる。な
お、正常動作時には、トランス又は変換用スイツ
チが飽和動作状態になる前にコンデンサの充電電
圧が所定値に達し、変換用スイツチがオフ制御さ
れる。
［実施例］
次に、第１図及び第２図によつて本発明の実施
例に係わる直流−直流変換器を説明する。第１図
において、一例の直流電源端子１にはトランス２
の１次巻線３の一端が接続されている。１次巻線
３の他端と他方の直流電源端子４との間には、変
換用スイツチング素子としてＮチヤンネルの絶縁
ゲート型（MOS型）電界効果トランジスタ即ち
FET５が接続されている。FET５は第１の端子
としてドレイン、第２の端子としてソース、制御
端子としてゲートを有し、ゲートなスレツシホー
ルド電圧VTH以上の電圧が印加された時にドレイ
ン・ソース間が導通状態（オン状態）になるもの
である。
例に係わる直流−直流変換器を説明する。第１図
において、一例の直流電源端子１にはトランス２
の１次巻線３の一端が接続されている。１次巻線
３の他端と他方の直流電源端子４との間には、変
換用スイツチング素子としてＮチヤンネルの絶縁
ゲート型（MOS型）電界効果トランジスタ即ち
FET５が接続されている。FET５は第１の端子
としてドレイン、第２の端子としてソース、制御
端子としてゲートを有し、ゲートなスレツシホー
ルド電圧VTH以上の電圧が印加された時にドレイ
ン・ソース間が導通状態（オン状態）になるもの
である。
１次巻線３に電磁結合された２次巻線６には、
２つのダイオード７，８と、リアクトル９と、コ
ンデンサ１０とから成る整流平滑回路１１が接続
されている。整流平滑回路１１に接続された出力
端子１２，１３は安定化された出力電圧を負荷に
供給する部分である。
２つのダイオード７，８と、リアクトル９と、コ
ンデンサ１０とから成る整流平滑回路１１が接続
されている。整流平滑回路１１に接続された出力
端子１２，１３は安定化された出力電圧を負荷に
供給する部分である。
１４はトランス３次巻線であつて、１次巻線３
及び２次巻線６に電磁結合されている。この３次
巻線１４の一端は、抵抗１５とコンデンサＣ１と
を介してFET５のゲートに接続され、他端はソ
ースに接続されている。一方の電源端子１とゲー
トとの間には起動抵抗１６が接続されている。
及び２次巻線６に電磁結合されている。この３次
巻線１４の一端は、抵抗１５とコンデンサＣ１と
を介してFET５のゲートに接続され、他端はソ
ースに接続されている。一方の電源端子１とゲー
トとの間には起動抵抗１６が接続されている。
オン時間終了制御回路は、コンデンサ１７と充
電回路としての抵抗１８とによつて構成されてい
る。コンデンサ１７はこの充電時定数を決めるた
めの抵抗１８を介して３次巻線１４に並列に接続
されている。
電回路としての抵抗１８とによつて構成されてい
る。コンデンサ１７はこの充電時定数を決めるた
めの抵抗１８を介して３次巻線１４に並列に接続
されている。
電流検出用抵抗３２はFET５のソースと下側
の電源端子４との間に接続されている。
の電源端子４との間に接続されている。
制御用トランジスタ１９は、FET５のゲート
と電流検出用抵抗３２の左端との間に接続され、
コンデンサ１７の電圧VCと電流検出用電圧との
和によつて制御されている。即ち、コンデンサ１
７と電流検出用抵抗３２との直列回路が制御用ト
ランジスタ１９のベース・エミツタ間に接続さ
れ、和の電圧が所定値（VBE）以上になつた時に
制御用トランジスタ１９がオンになるように構成
されている。
と電流検出用抵抗３２の左端との間に接続され、
コンデンサ１７の電圧VCと電流検出用電圧との
和によつて制御されている。即ち、コンデンサ１
７と電流検出用抵抗３２との直列回路が制御用ト
ランジスタ１９のベース・エミツタ間に接続さ
れ、和の電圧が所定値（VBE）以上になつた時に
制御用トランジスタ１９がオンになるように構成
されている。
定電圧制御回路として、出力端子１２，１３間
に接続された電圧検出用抵抗２０，２１と、この
抵抗２０，２１の分圧点に一方の入力端子が接続
され、他方の入力端子が基準電圧源２２に接続さ
れた誤差増幅器２３と、この誤差増幅器２３の出
力端子に接続された発光ダイオード２４と、この
発光ダイオード２４に光結合されたホトトランジ
スタ２５とが設けられている。ホトトランジスタ
２５は、コンデンサ１５の充電時定数を変えるた
めの可変インピーダンス素子として設けられたも
のであり、抵抗１８に並列に接続されている。ダ
イオード３０とコンデンサ３１はホトトランジス
タ２５にバイアス電圧を与えるために３次巻線１
４に並列に接続されている。ホトトランジスタ２
５のコレクタはコンデンサ３１の上端に接続され
ている。３３は抵抗であつて、コンデンサ１７に
並列に接続されている。この抵抗３３をダイオー
ドに置き換えることができる。
に接続された電圧検出用抵抗２０，２１と、この
抵抗２０，２１の分圧点に一方の入力端子が接続
され、他方の入力端子が基準電圧源２２に接続さ
れた誤差増幅器２３と、この誤差増幅器２３の出
力端子に接続された発光ダイオード２４と、この
発光ダイオード２４に光結合されたホトトランジ
スタ２５とが設けられている。ホトトランジスタ
２５は、コンデンサ１５の充電時定数を変えるた
めの可変インピーダンス素子として設けられたも
のであり、抵抗１８に並列に接続されている。ダ
イオード３０とコンデンサ３１はホトトランジス
タ２５にバイアス電圧を与えるために３次巻線１
４に並列に接続されている。ホトトランジスタ２
５のコレクタはコンデンサ３１の上端に接続され
ている。３３は抵抗であつて、コンデンサ１７に
並列に接続されている。この抵抗３３をダイオー
ドに置き換えることができる。
トランス２の残留磁気をフライバツク電圧によ
つてリセツトするために、１次巻線３に並列にダ
イオード２６を介して抵抗２７が接続されてい
る。またフライバツク電圧を抑制するために、抵
抗２７に並列にコンデンサ２８が接続されてい
る。
つてリセツトするために、１次巻線３に並列にダ
イオード２６を介して抵抗２７が接続されてい
る。またフライバツク電圧を抑制するために、抵
抗２７に並列にコンデンサ２８が接続されてい
る。
（動作）
一対の電源端子１，４から直流電圧を供給する
と、起動抵抗１６を介してFET５のゲートに電
圧が加わる。コンデンサC1は小容量であるため
に直ちに充電され、スレツシホールド電圧VTH以
上のゲート電圧が得られ、FET５はオンになる。
FET５がオンになると、第２図Ｃに示す如く
FET５のドレイン・ソース電圧VDSが低くなり、
逆に１次巻線３に電源電圧が印加されるために、
第２図Ｄに示す如く３次巻線１４の電圧V3が正
方向になり、この３次巻線１４の電圧V3が正帰
還電圧となつてFET５のゲートに印加され、オ
ン状態が維持される。FET５がオンになると、
第２図Ｂに示す如くドレイン電流IDが流れ、トラ
ンスの２次巻線６にダイオード７をオンにする向
きの電圧が発生し、これが平滑されて出力電圧と
なる。
と、起動抵抗１６を介してFET５のゲートに電
圧が加わる。コンデンサC1は小容量であるため
に直ちに充電され、スレツシホールド電圧VTH以
上のゲート電圧が得られ、FET５はオンになる。
FET５がオンになると、第２図Ｃに示す如く
FET５のドレイン・ソース電圧VDSが低くなり、
逆に１次巻線３に電源電圧が印加されるために、
第２図Ｄに示す如く３次巻線１４の電圧V3が正
方向になり、この３次巻線１４の電圧V3が正帰
還電圧となつてFET５のゲートに印加され、オ
ン状態が維持される。FET５がオンになると、
第２図Ｂに示す如くドレイン電流IDが流れ、トラ
ンスの２次巻線６にダイオード７をオンにする向
きの電圧が発生し、これが平滑されて出力電圧と
なる。
FET５がオンに転換し、３次巻線１４に正方
向電圧が発生する時点t0からコンデンサ１７の正
方向の充電が開始し、充電電圧VCが第２図Ｅに
示す如く常々に高くなる。そして、コンデンサ電
圧VCと電流検出用抵抗３２の両端電圧との和が
制御用トランジスタ１９の立上り電圧（VBE）に
達すると、トランジスタ１９がオンに転換し、ゲ
ート・ソース間が短絡され、ゲート電圧VGが零
になり、FET５がオフに転換する。
向電圧が発生する時点t0からコンデンサ１７の正
方向の充電が開始し、充電電圧VCが第２図Ｅに
示す如く常々に高くなる。そして、コンデンサ電
圧VCと電流検出用抵抗３２の両端電圧との和が
制御用トランジスタ１９の立上り電圧（VBE）に
達すると、トランジスタ１９がオンに転換し、ゲ
ート・ソース間が短絡され、ゲート電圧VGが零
になり、FET５がオフに転換する。
第２図のt1でFET５がオフに転換すると、フラ
イバツク電圧が発生し、第２図Ｄに示す如く３次
巻線電圧V3の向きが逆になる。このため、FET
５は逆バイアス状態となり、オフが保持される。
イバツク電圧が発生し、第２図Ｄに示す如く３次
巻線電圧V3の向きが逆になる。このため、FET
５は逆バイアス状態となり、オフが保持される。
なお、３次巻線１４の逆方向電圧により、コン
デンサ１７が逆充電され、この両端電圧はダイオ
ード２９の順方向電圧降下に相当した値になる。
デンサ１７が逆充電され、この両端電圧はダイオ
ード２９の順方向電圧降下に相当した値になる。
t2でトランス２のリセツトが終了すると、トラ
ンス２の電圧に振動（図示せず）が発生し、この
振動の助けをかりてFET５がオンに転換する。
ンス２の電圧に振動（図示せず）が発生し、この
振動の助けをかりてFET５がオンに転換する。
出力電圧の制御は、ホトトランジスタ２５の抵
抗値制御で行われる。今、出力電圧が一定値より
も高くなつたとすれば、誤差増幅器２３の出力が
高くなり、発光ダイオード２４の光量が多くな
り、ホトトランジスタ２５の抵抗値が低くなる。
このため、抵抗１８とこれに並列接続されたホト
トランジスタ２５と合成抵抗が小さくなり、コン
デンサ１７の充電電流が増大し、コンデンサ１７
の電圧VCの立上り速度が第２図Ｅで点線で示す
如く速くなり、制御用トランジスタ１９がt1より
も早くオンになり、逆にFET５がオフになる。
オン時間幅TONが狭くなると、ドレイン電流IDも
小さくなり、フライバツク電圧も低くなる。この
結果、トランス２のリセツト完了までの時間即ち
オフ時間幅TOFFが短くなる。
抗値制御で行われる。今、出力電圧が一定値より
も高くなつたとすれば、誤差増幅器２３の出力が
高くなり、発光ダイオード２４の光量が多くな
り、ホトトランジスタ２５の抵抗値が低くなる。
このため、抵抗１８とこれに並列接続されたホト
トランジスタ２５と合成抵抗が小さくなり、コン
デンサ１７の充電電流が増大し、コンデンサ１７
の電圧VCの立上り速度が第２図Ｅで点線で示す
如く速くなり、制御用トランジスタ１９がt1より
も早くオンになり、逆にFET５がオフになる。
オン時間幅TONが狭くなると、ドレイン電流IDも
小さくなり、フライバツク電圧も低くなる。この
結果、トランス２のリセツト完了までの時間即ち
オフ時間幅TOFFが短くなる。
出力電圧が低下した場合は、上記と逆の動作に
なる。
なる。
過電流が流れると、電流検出用抵抗３２から得
られる第２図Ｂに対応する電圧が高くなるため、
制御用トランジスタ１９が早くオンになり、
FET５のオン期間が短くなり、電流が制限され
る。
られる第２図Ｂに対応する電圧が高くなるため、
制御用トランジスタ１９が早くオンになり、
FET５のオン期間が短くなり、電流が制限され
る。
上述から明らかな如く、このの回路はスイツチ
ングトランジスタの飽和を利用した自励発振回路
でないので、軽負荷時にスイツチング周期が短く
ならず、逆に長くなる。このため、軽負荷時のス
イツチング回数が少なくなり、スイツチング損失
が少なくなる。また、オン・オフ形式であるにも
拘らず、自励発振が可能である。また回路構成の
簡略化及び小型化ができる。また、過電流保護を
容易に達成することができる。
ングトランジスタの飽和を利用した自励発振回路
でないので、軽負荷時にスイツチング周期が短く
ならず、逆に長くなる。このため、軽負荷時のス
イツチング回数が少なくなり、スイツチング損失
が少なくなる。また、オン・オフ形式であるにも
拘らず、自励発振が可能である。また回路構成の
簡略化及び小型化ができる。また、過電流保護を
容易に達成することができる。
［変形例］
本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。
く、例えば次の変形が可能なものである。
(a) ホトトランジスタ２５の代りにバイポーラト
ランジスタを接続し、これを誤差増幅器２３の
出力で制御するようにしてもよい。また、トラ
ンジスタ１９をFETにすることができる。
FET５をバイポーラトランジスタにすること
ができる。
ランジスタを接続し、これを誤差増幅器２３の
出力で制御するようにしてもよい。また、トラ
ンジスタ１９をFETにすることができる。
FET５をバイポーラトランジスタにすること
ができる。
(b) 変換用スイツチング素子を、FET又はバイ
ポーラトランジスタを直列又は並列に接続した
複数のスイツチング素子で構成してもよい。
ポーラトランジスタを直列又は並列に接続した
複数のスイツチング素子で構成してもよい。
(c) トランス２に４次巻線を設け、ここに抵抗１
８、コンデンサ１７の回路を接続してもよい。
８、コンデンサ１７の回路を接続してもよい。
(d) 抵抗１８省き、充電回路をホトトランジスタ
２５のような可変インピーダンス素子のみで構
成してもよい。
２５のような可変インピーダンス素子のみで構
成してもよい。
(e) 抵抗１６の上端を１次巻線３の下端に接続し
てもよい。
てもよい。
(f) 抵抗１８及びトランジスタ１９に直列に逆流
阻止用ダイオードを夫々接続してもよい。
阻止用ダイオードを夫々接続してもよい。
(g) コンデンサC1に並列にダイオード又は抵抗
を接続することができる。
を接続することができる。
［発明の効果］
上記発明によれば、スイツチのオフ時間幅可変
制御及び過電流防止を簡単な回路構成で達成する
ことができる。
制御及び過電流防止を簡単な回路構成で達成する
ことができる。
第１図は本発明の実施例に係わる直流−直流変
換器を示すブロツク図、第２図は第１図の各部の
波形図である。 １……電源端子、２……トランス、３……１次
巻線、５……FET、６……２次巻線、１１……
整流平滑回路、１４……３次巻線、１５……抵
抗、１７……コンデンサ、１８……抵抗、１９…
…制御用トランジスタ、２５……ホトトランジス
タ、３２……電流検出用抵抗。
換器を示すブロツク図、第２図は第１図の各部の
波形図である。 １……電源端子、２……トランス、３……１次
巻線、５……FET、６……２次巻線、１１……
整流平滑回路、１４……３次巻線、１５……抵
抗、１７……コンデンサ、１８……抵抗、１９…
…制御用トランジスタ、２５……ホトトランジス
タ、３２……電流検出用抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一対の直流電源端子の一方にその一端が接続
されたトランスの電圧変換用巻線と、 少なくとも第１の端子と第２の端子と制御端子
とを有し、前記第１の端子が前記電圧変換用巻線
の他端に接続され、前記制御端子に所定レベル以
上の電圧が印加された時に、前記第１の端子と前
記第２の端子との間が導通状態になるように構成
されている変換用スイツチと、 前記電圧変換用巻線の出力側に接続された整流
平滑回路と、 前記電圧変換用巻線に電磁結合され、前記変換
用スイツチの前記制御端子と前記第２の端子との
間に接続されたスイツチ駆動巻線と、 前記変換用スイツチの前記制御端子に接続され
た起動信号供給回路と、 一端が前記変換用スイツチの前記第２の端子に
接続され、他端が前記一対の直流電源端子の他方
に接続された電流検出回路と、 前記変換用スイツチをオフ制御するように前記
変換用スイツチの前記制御端子と前記電流検出回
路の他端との間に接続された制御素子と、 前記制御素子の制御端子と前記電流検出回路の
一端との間に接続されたコンデンサと、 前記コンデンサの電圧と前記電流検出回路の出
力電圧との和によつて前記制御素子を断続的にオ
ン制御するために前記変換用スイツチのオンに同
期して前記コンデンサを充電する充電回路と、 前記整流平滑回路の出力電圧を一定にするため
に前記コンデンサの充電電流を制御する電圧制御
回路と から成る直流−直流変換器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006668A JPS62166776A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
| US07/004,341 US4763236A (en) | 1986-01-16 | 1987-01-15 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006668A JPS62166776A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166776A JPS62166776A (ja) | 1987-07-23 |
| JPH0357712B2 true JPH0357712B2 (ja) | 1991-09-03 |
Family
ID=11644750
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61006668A Granted JPS62166776A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4763236A (ja) |
| JP (1) | JPS62166776A (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3723484A1 (de) * | 1987-07-16 | 1989-01-26 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| US4862338A (en) * | 1986-09-29 | 1989-08-29 | Shindengen Kogyo Kabushiki Kaisha | Ringing choke converter using single switching element |
| JPS63100993U (ja) * | 1986-12-16 | 1988-06-30 | ||
| JPS63138881U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-13 | ||
| JPH01136567A (ja) * | 1987-11-19 | 1989-05-29 | Densetsu:Kk | 導通角制御自励インバータ回路 |
| US4914560A (en) * | 1987-11-30 | 1990-04-03 | Goldstar Co., Ltd. | Protection circuit for switching mode power supply circuit |
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| JP3273598B2 (ja) * | 1998-01-28 | 2002-04-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3216598B2 (ja) * | 1998-02-09 | 2001-10-09 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3351464B2 (ja) * | 1998-02-13 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| RU2187193C2 (ru) * | 2000-06-09 | 2002-08-10 | Уральский государственный университет путей сообщения | Устройство заряда фильтрующего конденсатора |
| RU2194352C1 (ru) * | 2001-05-14 | 2002-12-10 | Южно-Российский государственный технический университет (Новочеркасский политехнический институт) | Импульсный стабилизатор тока |
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| JP5042536B2 (ja) * | 2006-06-16 | 2012-10-03 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
| RU2366067C1 (ru) * | 2008-04-14 | 2009-08-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие Уфимское научно-производственное предприятие "Молния" | Способ управления импульсным стабилизатором тока |
| US7864550B2 (en) * | 2008-11-05 | 2011-01-04 | Bcd Semiconductor Manufacturing Limited | Power adapter with voltage-stabilized compensation |
| US8289734B2 (en) * | 2009-10-15 | 2012-10-16 | Ansaldo Sts Usa, Inc. | Output apparatus to output a vital output from two sources |
| RU2427023C1 (ru) * | 2010-05-06 | 2011-08-20 | Василий Сергеевич Богачев | Устройство стабилизации тока |
| RU2420853C1 (ru) * | 2010-05-17 | 2011-06-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Алтайский государственный университет" | Высокоточный способ управления импульсным стабилизатором тока |
| TWI424664B (zh) * | 2011-08-24 | 2014-01-21 | Richtek Technology Corp | 電源供應器、其控制器與其控制方法 |
| CN102291000B (zh) * | 2011-08-29 | 2014-09-10 | 上海新进半导体制造有限公司 | 开关电源集成电路 |
| CN102664516A (zh) * | 2012-05-22 | 2012-09-12 | 上海新进半导体制造有限公司 | 一种驱动mos管的开关电源 |
| RU2547810C1 (ru) * | 2013-11-06 | 2015-04-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственное объединение автоматики имени академика Н.А. Семихатова" | Способ управления импульсным стабилизатором тока |
| RU2728284C1 (ru) * | 2019-11-25 | 2020-07-29 | Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") | Импульсный стабилизатор тока |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5218364B2 (ja) * | 1972-11-18 | 1977-05-21 | ||
| US4183080A (en) * | 1978-06-21 | 1980-01-08 | Theodore Liebman | DC to DC converter |
| JPS55109171A (en) * | 1979-02-15 | 1980-08-22 | Fujitsu Ltd | Dc-dc converter |
| JPS5825581A (ja) * | 1981-08-10 | 1983-02-15 | Nissan Motor Co Ltd | プラズマ点火装置 |
| WO1984000622A1 (en) * | 1982-08-04 | 1984-02-16 | Payne John M | Improvements in and relating to photocopying |
| JPS5932224U (ja) * | 1982-08-24 | 1984-02-28 | 株式会社東芝 | 換気扇の運転装置 |
| JPS59148563A (ja) * | 1983-02-08 | 1984-08-25 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
| JPS6046772A (ja) * | 1983-08-23 | 1985-03-13 | Densetsu Kiki Kogyo Kk | フライバツクコンバ−タ |
-
1986
- 1986-01-16 JP JP61006668A patent/JPS62166776A/ja active Granted
-
1987
- 1987-01-15 US US07/004,341 patent/US4763236A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62166776A (ja) | 1987-07-23 |
| US4763236A (en) | 1988-08-09 |
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