JPH07106855A

JPH07106855A - Ｓｓｂ変調器

Info

Publication number: JPH07106855A
Application number: JP5242847A
Authority: JP
Inventors: Shigeki Kajimoto; 慈樹梶本; Imin Son; 偉民孫
Original assignee: Icom Inc
Current assignee: Icom Inc
Priority date: 1993-09-29
Filing date: 1993-09-29
Publication date: 1995-04-21
Anticipated expiration: 2016-07-23
Also published as: US5506548A; JP3191895B2

Abstract

(57)【要約】【目的】回路内部の処理効率がよく、かつ処理信号の特
性の劣化がないＳＳＢ変調器を提供する。【構成】分配器１１は、Ａ／Ｄ変換された信号をＬ個の
系統に循環して分配出力する。分配器１１から出力され
る連続する２つの信号のうち一方は移相器３(n)の全域
通過フィルタ３（ｎ）Ａに入力される。もう一方の信号
は加算器１（ｎ）に入力され定数Ｂが加算された後、移
相器３(n) の全域通過フィルタ３（ｎ）Ｂに向けて出力
される。移相器３(n) では、入力された２つの信号に９
０度の位相差が与えられる。移相器３(n) から出力され
たｋ巡目の出力信号には、乗算器３（ｎ）Ａ・３（ｎ）
Ｂで、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n}か、または、Ａ×（−
１）⁽⁽ ^{k-1)L)/2 +n}という時系列信号がそれぞれ乗算さ
れる。乗算器の出力は重畳器１３で重畳され、ディジタ
ルＳＳＢ信号となる。ここでｎは１からＬ／２の数で、
定数Ｂが搬送波レベルを決定する値である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は搬送波レベルを調節でき
るＳＳＢのディジタル変調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、搬送波レベルを調節できるアナロ
グＳＳＢ変調方式としては、キャリアバランスをくずし
て、キャリアポイントをずらしてＳＳＢフィルタの中に
入れる方法があるが、この場合、逆サイドバンドがフィ
ルタの通過帯域に入ってくるので、そのサプレッション
が低周波域において悪化する。また、抑圧搬送波ＳＳＢ
信号に所定レベルの搬送波の成分を加算する方法もあ
る。

【０００３】しかし、これらのアナログＳＳＢ変調方式
の場合、キャリアポイントやキャリアレベルの個々の調
整が非常に煩雑で、経年変化によってキャリアポイント
やキャリアレベルが変化してずれてしまうこともあっ
た。

【０００４】上記のようなアナログＳＳＢ変調方式の問
題点は、ディジタル信号処理を行うことによってある程
度解決できるが、ディジタル処理の精度を上げるため
に、サンプリング周波数を高く設定すると、その周波数
が高すぎて複雑な演算を処理できないことがあった。こ
のような場合は、図１３のように、ディシメータ１０１
でサンプリング周波数をＬ分の１にして処理をするマル
チレート処理をすることが多い。ここで、Ｌは正の偶数
である。

【０００５】図１３のディジタル変調器においては、ア
ナログ信号をサンプリング周波数ｆ _sでサンプリングし
て得たディジタル信号を、先ず、ディシメータ１０１の
ＬＰＦを通してから数値Ｌで間引き処理をし、移相器１
０２に入力する。移相器１０２で互いに９０度の位相差
を持たせた２つの信号を、インターポーレータ１０３で
それぞれデータ補間をし、ＬＰＦを通して、乗算器で搬
送波信号発生器１０４・１０５からの搬送波信号とそれ
ぞれ乗算して搬送波信号を抑圧した後、加減算器１０６
で加減算をして片方の側波信号を消した抑圧搬送波ＳＳ
Ｂを得る。その抑圧搬送波ＳＳＢに加算器１０７でレベ
ルが調整された搬送波信号を加算し、最後にＤ／Ａ変換
して、低減搬送波ＳＳＢおよびＲＺ−ＳＳＢ等の全搬送
波ＳＳＢを得るものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ディジタル信
号処理の精度を向上させるためにサンプリング周波数を
高く設定し、ディシメータとインターポーレータを使っ
てマルチレート処理を行うと、内部にｆ_sとｆ_s／Ｌの
２つのサンプリング周波数が存在することになり、ディ
ジタル信号処理回路内部の信号処理効率が低下する原因
になる。

【０００７】また、ディシメータとインターポーレータ
はそれぞれがＬＰＦを必要とするが、そのＬＰＦの周波
数特性がディジタル信号処理回路の処理能力によって制
限されるので、ＬＰＦの量子化誤差と周波数特性の劣化
によって、変調特性の劣化が生じるという問題もあっ
た。

【０００８】また、位相器と乗算器と加減算器とによっ
て発生させた抑圧搬送波ＳＳＢ信号に、一旦取り除いた
搬送波を加算器によって再び、しかも高いサンプリング
周波数で加算して、低減または全搬送波ＳＳＢ信号を得
るという煩雑な処理が必要で、信号処理効率が悪くなる
という問題もあった。

【０００９】本発明は、上記の問題点にかんがみて提案
されたもので、回路内部の処理効率がよく、かつ処理信
号の特性の劣化がないＳＳＢ変調器を提供することを目
的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１のＳＳＢ変調器においては、Ａ／Ｄ変換さ
れた信号ｘ(ti)をサンプリング時刻ｔi に応じてＬ個の
系統に所定の順に循環して分配出力する分配手段と、こ
の分配手段から連続して分配出力される２つの系統の信
号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))のいずれか一方の信号に定数を加
算するＬ／２個の加算手段と、この加算手段の出力信号
と前記２つの系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))の他方の信
号との間に９０度の位相差を与えて、２つの系統の信号
として出力するＬ／２個の移相手段と、Ａ×（−１）
^{(kL)/2 +n}および／または、Ａ×（−１）
^{((k-1)L)/2 +n}の値の時系列信号を前記サンプリング時
刻ｔi に応じて発生する時系列信号発生手段と、前記移
相手段の２つの出力の系統ごとに設けられて、この出力
信号に前記時系列信号を乗算するＬ個の演算手段と、こ
れらの演算手段の出力信号をサンプリング時刻ｔi に応
じて順次選択し出力する重畳手段と、から構成するとい
う手段を用いた。

【００１１】但し、Ａは任意数、Ｌは系統数を表し偶数
である。ｎは、移相手段および時系列信号が入力される
演算手段のそれぞれに対応し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。
ｋは分配手段の出力信号が何巡目かを表す数である。ま
た、ｉはサンプリング順を示している。

【００１２】また、請求項２のＳＳＢ変調器において
は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリング時刻ｔ
i に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分配出力す
る分配手段と、この分配手段から連続して分配出力され
る２つの系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相
差を与えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個
の移相手段と、これらの移相手段の２つの出力のいずれ
か一方の信号に定数を加算するＬ／２個の加算手段と、
Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n}および／または、Ａ×（−１）
^{((k-1)L)/2 +n}の値の時系列信号を前記サンプリング時
刻ｔi に応じて発生する時系列信号発生手段と、前記加
算手段の出力信号および前記移相手段の他方の出力信号
に前記時系列信号を乗算するＬ個の演算手段と、これら
の演算手段の出力信号をサンプリング時刻ｔi に応じて
順次選択し出力する重畳手段と、から構成するという手
段を用いた。なお、各記号の意味は前記のとおりであ
る。

【００１３】また、請求項３のＳＳＢ変調器において
は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリング時刻ｔ
i に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分配出力す
る分配手段と、この分配手段から連続して分配出力され
る２つの系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相
差を与えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個
の移相手段と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n}および／また
は、Ａ×（−１）^((k-1)L) ^{/2 +n}の値の時系列信号を前
記サンプリング時刻ｔi に応じて発生する時系列信号発
生手段と、前記移相手段の２つの出力の系統ごとに設け
られて、この出力信号に前記時系列信号を乗算するＬ個
の第１の演算手段と、前記時系列信号に定数を乗算する
第２の演算手段と、第１の演算手段の２つの出力の一方
の信号に第２の演算手段の出力信号を加算するＬ／２個
の加算手段と、第１の演算手段の２つの出力信号の他方
と加算手段の出力信号をサンプリング時刻ｔi に応じて
順次選択し出力する重畳手段と、から構成するという手
段を用いた。なお、各記号の意味は前記のとおりであ
る。

【００１４】また、請求項４のＳＳＢ変調器において
は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリング時刻ｔ
i に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分配出力す
る分配手段と、この分配手段から連続して分配出力され
る２つの系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))のいずれか一方
の信号に定数を加算するＬ／２個の加算手段と、この加
算手段の出力信号と前記２つの系統の信号の他方の信号
との間に９０度の位相差を与えて、２つの系統の信号と
して出力するＬ／２個の移相手段と、｛１＋（−１）
^{(kL)/2 +n}｝／２および／または、｛１＋（−１）
^{((k-1)L)/2 +n}｝／２の値の時系列信号を前記サンプリ
ング時刻ｔi に応じて発生する時系列信号発生手段と、
前記移相手段の２つの出力の系統ごとに設けられて、そ
の出力信号の極性を前記時系列信号に応じてそのまま出
力するかまたは反転出力するかを制御するＬ個の制御手
段と、これらの制御手段の出力信号をサンプリング時刻
ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手段と、から構成
するという手段を用いた。なお、各記号の意味は前記の
とおりである。また、時系列信号は１と０の２値に限ら
ず、他の２種類の数値でもよい。

【００１５】また、請求項５のＳＳＢ変調器において
は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリング時刻ｔ
i に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分配出力す
る分配手段と、この分配手段から連続して分配出力され
る２つの系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相
差を与えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個
の移相手段と、これらの移相手段の２つの出力のいずれ
か一方の信号に定数を加算するＬ／２個の加算手段と、
｛１＋（−１）^{(kL)/2 +n}｝／２および／または、｛１
＋（−１）^{((k-1)L)/2 +n}｝／２の値の時系列信号を前
記サンプリング時刻ｔi に応じて発生する時系列信号発
生手段と、前記加算手段の出力信号の極性および前記移
相手段の他方の出力信号の極性を前記時系列信号に応じ
てそのまま出力するかまたは反転出力するかを制御する
Ｌ個の制御手段と、これらの制御手段の出力信号をサン
プリング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手段
と、から構成するという手段を用いた。なお、各記号の
意味は前記のとおりである。また、時系列信号は１と０
の２値に限らず、他の２種類の数値でもよい。

【００１６】また、請求項６のＳＳＢ変調器において
は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリング時刻ｔ
i に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分配出力す
る分配手段と、この分配手段から連続して分配出力され
る２つの系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相
差を与えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個
の移相手段と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n}および／また
は、Ａ×（−１）^((k-1)L) ^{/2 +n}の値の時系列信号を前
記サンプリング時刻ｔi に応じて発生する時系列信号発
生手段と、前記移相手段の２つの出力の系統ごとに設
けられて、この出力信号に前記時系列信号を乗算するＬ
個の演算手段と、演算手段の２つの出力の一方の信号に
前記時系列信号を加算するＬ／２個の加算手段と、演算
手段の２つの出力の他方の信号と加算手段の出力信号を
サンプリング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳
手段とから構成するという手段を用いた。なお、各記号
の意味は前記のとおりである。

【００１７】また、請求項７のＳＳＢ変調器において
は、Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリング時刻ｔ
i に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分配出力す
る分配手段と、この分配手段から連続して分配出力され
る２つの系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相
差を与えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個
の移相手段と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n}および／また
は、Ａ×（−１）^((k-1)L) ^{/2 +n}の値の時系列信号を前
記サンプリング時刻ｔi に応じて発生する時系列信号発
生手段と、前記移相手段の２つの出力の系統ごとに設け
られて、この出力信号に前記時系列信号を乗算するＬ個
の演算手段と、前記時系列信号を所定のビット数シフト
させるビットシフト手段と、演算手段の２つの出力の一
方の信号にビットシフト手段の出力信号を加算するＬ／
２個の加算手段と、演算手段の２つの出力の他方の信号
と加算手段の出力信号をサンプリング時刻ｔi に応じて
順次選択し出力する重畳手段と、から構成するという手
段を用いた。なお、各記号の意味は前記のとおりであ
る。

【００１８】

【作用】請求項１のＳＳＢ変調器においては、分配手段
はサンプリング時刻ｔi に応じて、信号ｘ(ti)をＬ個の
系統に循環して分配出力する。分配手段から出力された
連続する２つの信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))のうち一方は加
算手段へ、他方は移相手段に入力される。加算手段に入
力された信号は、ここで定数が加算された後、移相手段
のもう一方の入力に向けて出力される。移相手段では、
入力された２つの信号に９０度の位相差が与えられる。
最初の移相手段から数えてｎ個目の移相手段から出力さ
れたｋ巡目の２つの出力信号は、演算手段でそれぞれ、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} ──（１）か、または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} ──（２）という時系列信号と乗算される。この演算手段で乗算さ
れた信号は重畳手段で、サンプリング時刻ｔi に応じて
順次選択出力される。ここで、Ａは任意数である。

【００１９】請求項２のＳＳＢ変調器においては、分配
手段から連続して出力された２つの信号ｘ(ti)，ｘ(t(i
+1))は、次の移相手段に送られ、ここで９０度の位相差
が与えられ出力される。この時、最初の移相手段から数
えてｎ個目の移相手段から出力されたｋ巡目の２つの信
号のうち、一方の信号は、加算手段で定数が加算された
後、演算手段で時系列信号と乗算され、もう一方の信号
も、演算手段で時系列信号と乗算される。この時出力さ
れる時系列信号は、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} ──（１）か、または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} ──（２）である。演算手段でそれぞれ乗算された信号は重畳手段
で、サンプリング時刻ｔi に応じて順次選択出力され
る。

【００２０】また、請求項３のＳＳＢ変調器において
は、分配手段から移相手段に入力された連続する２つの
信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))は、ここで９０度の位相差を与
えられる。この時、最初の移相手段から数えてｎ個目の
移相手段から出力されたｋ巡目の２つの信号は、第１の
演算手段でそれぞれ、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} ──（１）か、または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} ──（２）という時系列信号と乗算される。

【００２１】第１の演算手段で乗算された２つの信号の
うち一方は加算手段に、他方は重畳手段に出力される。
一方、第２の演算手段では、前記の時系列信号と定数が
乗算され、その出力が前記加算手段に出力される。加算
手段では第１の演算手段の出力信号と第２の演算手段の
出力信号が加算されて重畳手段へ出力される。第１の演
算手段と加算手段から重畳手段に入力された信号はサン
プリング時刻ｔi に応じて順次、選択出力される。

【００２２】また、請求項４のＳＳＢ変調器において
は、分配手段から出力された連続する２つの信号ｘ(t
i)，ｘ(t(i+1))のうち一方は加算手段へ、他方は移相手
段に入力される。加算手段に入力された信号は、ここで
定数が加算された後、移相手段のもう一方の入力に向け
て出力される。移相手段では、入力された２つの信号に
９０度の位相差が与えられる。最初の移相手段から数え
てｎ個目の移相手段から出力されたｋ巡目の２つの信号
は、制御手段で、｛１＋（−１）^{(kL)/2 +n}｝／２ ──（３）か、または、｛１＋（−１）^{((k-1)L)/2 +n}｝／２ ──（４）という時系列信号によって制御される。制御手段は、前
記時系列信号が０の時は入力された信号の極性はそのま
まで、また、１の時は入力された信号の極性を反転し
て、重畳手段へ出力する。Ｌ個の制御手段から重畳手段
に入力された信号はサンプリング時刻ｔi に応じて順
次、選択出力される。

【００２３】また、請求項５のＳＳＢ変調器において
は、分配手段から連続して出力された２つの信号ｘ(t
i)，ｘ(t(i+1))は移相手段に入力される。移相手段で
は、入力された２つの信号に９０度の位相差が与えられ
出力される。最初の移相手段から数えてｎ個目の移相手
段から出力されたｋ巡目の２つの信号のうち、一方の信
号は、加算手段で定数が加算された後、制御手段で時系
列信号によって出力の極性が制御され、もう一方の信号
も制御手段で極性が制御される。この時出力される時系
列信号は、｛１＋（−１）^{(kL)/2 +n}｝／２ ──（３）か、または、｛１＋（−１）^{((k-1)L)/2 +n}｝／２ ──（４）という時系列信号によって制御される。制御手段は、前
記時系列信号が０の時は入力された信号の極性はそのま
まで、また、１の時は入力された信号の極性を反転し
て、重畳手段へ出力する。Ｌ個の制御手段から重畳手段
に入力された信号はサンプリング時刻ｔi に応じて順
次、選択出力される。

【００２４】また、請求項６のＳＳＢ変調器において
は、分配手段から移相手段に入力された連続する２つの
信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))は、ここで９０度の位相差を与
えられる。この時、最初の移相手段から数えてｎ個目の
移相手段から出力されたｋ巡目の２つの信号は、演算手
段でそれぞれ、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} ──（１）か、または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} ──（２）という時系列信号と乗算される。

【００２５】それぞれの演算手段で乗算された２つの信
号のうち、一方は加算手段で前記時系列信号と加算され
てから重畳手段に出力され、他方は直接重畳手段に出力
される。このようにして、加算手段と演算手段から重畳
手段に出力された信号は、サンプリング時刻ｔi に応じ
て順次、選択出力される。

【００２６】また、請求項７のＳＳＢ変調器において
は、分配手段から入力された連続する２つの信号ｘ(t
i)，ｘ(t(i+1))は、移相手段で９０度の位相差を与えら
れる。この時、最初の移相手段から数えてｎ個目の移相
手段から出力されたｋ巡目の２つの信号は、演算手段で
それぞれ、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} ──（１）か、または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} ──（２）という時系列信号と乗算される。

【００２７】それぞれの演算手段で乗算された２つの信
号のうち、一方の信号は加算手段で前記時系列信号が所
定のビット数シフトされた信号と加算されてから重畳手
段に出力され、他方の信号は直接重畳手段に出力され
る。このようにして、加算手段と演算手段から重畳手段
に出力された信号は、サンプリング時刻ｔi に応じて順
次、選択出力される。

【００２８】

【実施例】以下に本発明を、実施例を示した図面に基づ
いて、詳細に説明する。

【００２９】（実施例１）図４は請求項１のＳＳＢ変調
器において、構成が最も簡単な移相器が１個（Ｌ＝２）
（ｎ＝１）の場合の実施例のブロック図である。図４に
おいて、１６はクロック発生器１２のクロックのタイミ
ングでアナログ入力信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換
器，１４はＡ／Ｄ変換された信号をクロック発生器１２
のクロックのタイミングで切り換えて２系統に分配出力
するデマルチプレクサ（以下ＤＭＵＸ），３ａ・３ｂは
振幅特性に影響を与えず、位相だけを変化させる全域通
過フィルター（以下ＦＩＬ），７ｂは所望の定数Ｂを発
生する定数発生手段，１はＤＭＵＸ１４の２つの出力の
うち１つの信号に定数発生手段７ｂの発生する定数Ｂを
加算する加算器，３はＤＭＵＸ１４と加算器１から連続
して入力する２つの信号に、ＦＩＬ３ａ・３ｂによって
９０度の位相差を与える移相器，５ｂ・５ｃはクロック
発生器１２のクロックのタイミングで交互に時系列信号
を発生する時系列信号発生器，２ａ・２ｂはＦＩＬ３ａ
・３ｂと時系列信号発生器５ｂ・５ｃの２つの信号をそ
れぞれ乗算する乗算器，１５は乗算器２ａ・２ｂからの
信号をクロック発生器１２のクロックのタイミングで重
畳して出力するマルチプレクサ（以下ＭＵＸ）である。

【００３０】定数発生手段７ｂは、予めメモリーに記憶
させた複数の数値の中から１つの数値を選択し、定数Ｂ
として加算器１に入力するものである。ここで、加算器
１が加算手段に、ＤＭＵＸ１４が分配手段に、移相器３
が移相手段に、時系列信号発生器５ｂ・５ｃが時系列信
号発生手段に、乗算器２ａ・２ｂが演算手段に、ＭＵＸ
１５が重畳手段に対応している。

【００３１】アナログ信号ｘ(t) が、サンプリング周波
数ｆ_SでＡ／Ｄ変換器１６によってＡ／Ｄ変換され、Ｄ
ＭＵＸ１４に出力される信号ｘ(ti)は、この時、ｘ(ti)＝｛ｘ(t1)，ｘ(t2)，ｘ(t3)，ｘ(t4)，ｘ(t5)，
‥‥‥｝で、表される。ｉはサンプリング順で、t1が最初のサン
プリング時刻である。また、この信号ｘ(ti)がＤＭＵＸ
１４で交互に分配され、一方は加算器１で定数Ｂが加算
された後ＦＩＬ３ａに、もう一方はＦＩＬ３ｂに直接出
力される。

【００３２】ＦＩＬ３ａ・３ｂに入力される信号ｘ
１’，ｘ２は、それぞれ以下のとおりである。ｘ１’＝｛ｘ(t1)＋Ｂ，ｘ(t3)＋Ｂ，ｘ(t5)＋Ｂ，‥‥
‥｝ｘ２＝｛ｘ(t2)，ｘ(t4)，ｘ(t6)，‥‥‥｝この時、２つのＦＩＬ３ａおよびＦＩＬ３ｂへの入力周
波数はＤＭＵＸ１４に入力されたサンプリング周波数ｆ
s の１／２の周波数になっている。

【００３３】１巡目の分配出力（ｋ＝１）で、信号〔ｘ
(t1)＋Ｂ〕がＦＩＬ３ａに出力され、信号〔ｘ(t2)〕が
ＦＩＬ３ｂに出力される。この２つの信号には、移相器
３で９０度の移相差が与えられて、信号〔ｘ(t1)＋Ｂ〕
は信号〔ｘ₁(t1)＋Ｂ〕に、信号〔ｘ(t2)〕は信号〔ｘ
₂(t2)〕に変換される。信号〔ｘ₁(t1)＋Ｂ〕と信号
〔ｘ₂(t2)〕は、その後乗算器２ａ・２ｂで、時系列信
号発生器５ｂ・５ｃからの時系列信号と、それぞれ乗算
（変調）され、変調信号ｙ₁(t1)・ｙ₂(t2)となる。こ
れをＭＵＸ１５で重畳して出力すると、ディジタルＳＳ
Ｂ変調波となる。

【００３４】このようにして、２巡目の分配（ｋ＝２）
でｘ(t3)，ｘ(t4)、３巡目の分配（ｋ＝３）でｘ(t5)，
ｘ(t6)というように、信号ｘ(ti)が順次処理されて、低
減または抑圧搬送波のディジタルＳＳＢ変調波として出
力される。

【００３５】上記の乗算（変調）の作用を次に詳しく述
べる。実施例１において、移相器は１段でＬ＝２、ｎは
常に１で、任意の数Ａを１とすると、時系列信号発生器
５ｂ・５ｃは、作用の項目で示した（１），（２）式よ
り、（−１）^k+1 または、（−１）^k という時系列信号を発生している。

【００３６】ここで、Ａ／Ｄ変換器１６へのアナログ入
力信号をＣ・ｃｏｓωｔとして、サンプリング周波数ｆ
_sで時刻ｔi ごとにサンプリングすると、Ａ／Ｄ変換器
１６のディジタル出力信号ｘ(ti)は、｛Ｃ・ｃｏｓωｔ
i ｝となる。（但し、ｉは１，２，３，４，‥‥‥）こ
の時、ＤＭＵＸ１４から交互に分配出力される信号ｘ
１，信号ｘ２は、ｘ１＝｛Ｃ・ｃｏｓωｔ1 ，Ｃ・ｃｏｓωｔ3 ，‥‥
‥｝で、｛Ｃ・ｃｏｓωｔi ｝のｉが奇数の時の時系列信
号、ｘ２＝｛Ｃ・ｃｏｓωｔ2 ，Ｃ・ｃｏｓωｔ4 ，‥‥
‥｝で、｛Ｃ・ｃｏｓωｔi ｝のｉが偶数の時の時系列信号
となる。

【００３７】つづいて、信号ｘ１には加算器１でＢが加
算されて、ｘ１’＝｛Ｃ・ｃｏｓωｔ1 ＋Ｂ，Ｃ・ｃｏｓωｔ3 ＋
Ｂ，‥‥‥｝となり、｛Ｃ・ｃｏｓωｔi ＋Ｂ｝の時系列信号とな
る。（但し、ｉは１，３，５，‥‥‥）次に、この信号
ｘ１’と信号ｘ２は次に移相器３のＦＩＬ３ａ・３ｂで
９０度の位相差を与えられる。それぞれの出力を信号ｘ
₁，信号ｘ₂とすると、ｘ₁＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ，Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ， ‥‥‥｝で、｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）＋Ｂ｝の時系列信号と
なる。（但し、ｉは１，３，５，‥‥‥）一方、信号ｘ
₂は、ｘ₂＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ2 ＋θ＋π／２），Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ4 ＋θ＋π／２），‥‥‥｝＝｛−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ），−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ）， ‥‥‥｝で、｛−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔi ＋θ）｝の時系列信号とな
る。（但し、ｉは２，４，６，‥‥‥）

【００３８】信号ｘ₁，ｘ₂は次の乗算器２ａ，２ｂで
信号発生器５ｂ，５ｃからの時系列信号と乗算される。
時系列信号発生器５ｂと時系列信号発生器５ｃが発生す
る時系列信号が同じである場合は、ＵＳＢ変調信号とな
る。例えば、共に（−１）^k+1＝｛１，−１，１，−１，‥‥‥｝の場合は、乗算器２ａの出力信号ｙ_U1は、ｙ_U1＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）＋Ｂ｝×（−１）^k+1 （但し、ｉは１，３，５，‥‥‥）＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ〕， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ〕，‥‥‥｝の時系列信号となる。一方、乗算器２ｂの出力信号ｙ_U2
は、ｙ_U2＝｛−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔi ＋θ）｝×（−１）^k+1 （但し、ｉは２，４，６，‥‥‥）＝｛−〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）〕，〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ）〕，‥‥‥｝の時系列信号となる。

【００３９】それがＭＵＸ１５でサンプリング周波数ｆ
_Sのタイミングで重畳され、信号ｙ _Uとして出力され
る。その信号ｙ_Uは、ｙ_U＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ〕， −〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）〕， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ〕，〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ）〕，‥‥‥｝となる。このディジタル信号ｙ_UをＤ／Ａ変換してＢ・ｓｉｎω_cｔ＋Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ＋ω_cｔ）というアナログＵＳＢ信号を得る。この式でＢ・ｓｉｎ
ω_cｔが搬送波信号を、Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ＋ω
_cｔ）が上側波帯（ＵＳＢ）信号を表している。

【００４０】但し、ω_cは搬送波信号（周波数ｆ_c）の
角周波数で、周波数ｆ_cは、サンプリング周波数ｆ_sの
１／４の周波数になっている。ここで、Ｂ＝０なら抑圧
搬送波ＵＳＢ、０＜Ｂ＜Ｃなら低減搬送波ＵＳＢ、Ｂ＝
Ｃなら全搬送波ＵＳＢとなる。もちろん時系列信号が共
に、（−１）^kの場合も、同様にＵＳＢ信号を得ること
ができる。

【００４１】一方、時系列信号発生器５ｂと時系列信号
発生器５ｃが発生する２つの時系列信号が逆、つまりＦ
ＩＬ３ａの出力信号には、（−１）^k+1＝｛１，−１，１，−１‥‥‥｝という信号を、もう一方のＦＩＬ３ｂの出力信号には、（−１）^k＝｛−１，１，−１，１，‥‥‥｝という信号を乗算するときは、ＬＳＢの変調信号を得
る。もちろん、２つの時系列信号を入れ替えても、ＬＳ
Ｂの変調信号を得ることができる。

【００４２】ＦＩＬ３ａ・３ｂからの２つの出力信号ｘ
₁・ｘ₂は次の乗算器２ａ・２ｂで、先のＵＳＢ変調の
場合と同様にして、信号発生器５ｂ・５ｃの時系列信号
と乗算されて、信号ｙ_L1・ｙ_L2となる。その信号ｙ
_L1は、ｙ_L1＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）＋Ｂ｝×（−１）^k+1 （但し、ｉは１，３，５，‥‥‥）＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ〕， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ〕，‥‥‥｝の時系列信号となる。一方、乗算器２ｂの出力信号ｙ_L2
は、ｙ_L2＝｛−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔi ＋θ）｝×（−１）^k （但し、ｉは２，４，６，‥‥‥）＝｛〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）〕，−〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ）〕，‥‥｝の時系列信号となる。

【００４３】それがＭＵＸ１５でサンプリング周波数ｆ
_sのタイミングで重畳され、信号ｙ _Lとして出力され
る。その信号ｙ_Lは、ｙ_L＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ，Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ〕， −Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ），‥‥‥｝となる。この信号ｙ_LをＤ／Ａ変換するとＢ・ｓｉｎω_cｔ＋Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ−ω_cｔ）となる。ここで、信号Ｂ・ｓｉｎω_cｔは搬送波信号、
信号Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ−ω_cｔ）は下側波帯（ＬＳ
Ｂ）信号である。

【００４４】ここで、Ｂ＝０なら抑圧搬送波ＬＳＢ、０
＜Ｂ＜Ｃなら低減搬送波ＬＳＢ、Ｂ＝Ｃなら全搬送波Ｌ
ＳＢとなる。また、Ｃ＜ＢにすればＲＺ−ＳＳＢに使用
できる。なお、定数発生手段７ｂは、予めメモリーに記
憶させた複数の数値の中から所望の数値を選択し、定数
Ｂとして加算器１に入力するものである。

【００４５】なお、請求項２の場合は、連続して分配出
力される２つの系統信号のうちの一方が、請求項１と違
い、位相シフトされたあとに定数が加算されるが、実施
例１の場合と作用は殆ど同じであるので省略する。

【００４６】（実施例２）実施例２は、請求項３のＳＳ
Ｂ変調器の移相器が１段（Ｌ＝２）の場合の実施例であ
る。記述が実施例１と重複する場合は省略することがあ
る。図５において、５ｂ・５ｃはクロック発生器１２の
タイミングで交互に時系列信号を発生する時系列信号発
生器，２ａ・２ｂはＦＩＬ３ａ・３ｂと時系列信号発生
器５ｂ・５ｃの２つの信号をクロック発生器１２のクロ
ックのタイミングでそれぞれ乗算する乗算器，７ｂは所
望の定数Ｂを発生する定数発生手段，６は時系列信号発
生器５ｂの時系列信号と定数発生手段７ｂの発生する定
数Ｂをかける乗算器，４は乗算器２ａの信号と乗算器６
の信号を加算する加算器である。

【００４７】ここで、時系列信号発生器５ｂ・５ｃが時
系列信号発生手段に、乗算器２ａ・２ｂが第１の演算手
段に、乗算器６が第２の演算手段に、加算器４が加算手
段に対応している。

【００４８】サンプリング周波数ｆ_sでＡ／Ｄ変換され
た信号ｘ(ti)は、ＤＭＵＸ１４によってＦＩＬ３ａとＦ
ＩＬ３ｂに分配出力される。移相器３に入力された信号
ｘ１，ｘ２は、９０度の移相差が与えられて、信号ｘ(t
1)は信号ｘ₁(t1)に、信号ｘ(t2)は信号ｘ₂(t2)に変換
される。信号ｘ₁(t1)と信号ｘ₂(t2)は、その後、時系
列信号発生器５ｂ・５ｃからの時系列信号と、乗算器２
ａ・２ｂでそれぞれ乗算（変調）され、信号ｙ₁(t1)・
ｙ₂(t2)となる。続いて、信号ｙ₁(t1)だけに加算器４
で乗算器６の出力信号が加算され、最後に加算器４の出
力と乗算器２ｂの出力が、ＭＵＸ１５で重畳出力され
る。

【００４９】同様に、２巡目の分配（ｋ＝２）でｘ(t
3)，ｘ(t4)、３巡目の分配（ｋ＝３）でｘ(t5)，ｘ(t6)
というように、順次処理されて低減または抑圧搬送波の
ＳＳＢ変調波として出力される。

【００５０】上記の作用を次に詳しく述べる。実施例２
においては、移相器は１段でＬ＝２，ｎは常に１で、任
意の数Ａを１とすると、時系列信号発生器５ｂ・５ｃ
は、作用の項目で示した（１），（２）式より、（−１）^k+1 または、（−１）^k という時系列信号を発生する。

【００５１】ＵＳＢ変調の場合は、信号発生器５ｂと信
号発生器５ｃの時系列信号は同相である。例えば、共に（−１）^k+1＝｛１，−１，１，−１‥‥‥｝の時系列信号を発生すると、移相器３の２つの出力信号
ｘ₁・ｘ₂は次の乗算器２ａ・２ｂで、信号発生器５ｂ
・５ｃの信号と乗算されて、信号ｙ_U1・ｙ_U2となる。そ
の信号は、ｙ_U1＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）｝×（−１）^k+1 （ｉは奇数）＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）〕，−〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）〕，〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ5 ＋θ）〕，‥‥‥｝一方、ｙ_U2は、ｙ_U2＝｛−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔi ＋θ）｝×（−１）^k+1 （ｉは偶数）＝｛−〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）〕，〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ）〕，−〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ6 ＋θ）〕，‥‥‥｝となる。

【００５２】一方、乗算器６では、信号発生器５ｂの時
系列信号（−１）^k+1＝｛１，−１，１，−１‥‥‥｝と定数Ｂが乗算される。その出力ｐ_U1は、ｐ_U1＝Ｂ・（−１）^k+1 で、この信号ｐ_U1と信号ｙ_U1が加算器４で加算される。
その出力信号ｑ_U1は、ｑ_U1＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）｝×（−１）^k+1 ＋Ｂ・（−１）^k+1 ＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）＋Ｂ｝×（−１）^k+1 ＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ〕， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ〕，〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ5 ＋θ）＋Ｂ〕，‥‥‥｝

【００５３】この信号ｑ_U1と信号ｙ_U2がＭＵＸ１５で重
畳され、信号ｙ_Uとして出力される。その信号ｙ_Uは、ｙ_U＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ〕， −〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）〕， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ〕，Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ），‥‥‥｝となる。この信号ｙ_UをＤ／Ａ変換するとＢ・ｓｉｎω_cｔ＋Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ＋ω_cｔ）となる。この式でＢ・ｓｉｎω_cｔが搬送波信号を、Ｃ
・ｓｉｎ（ωｔ＋θ＋ω_cｔ）が上側波帯（ＵＳＢ）信
号を表している。

【００５４】ここで、Ｂ＝０なら抑圧搬送波ＵＳＢ、０
＜Ｂ＜Ｃなら低減搬送波ＵＳＢ、Ｂ＝Ｃなら全搬送波Ｕ
ＳＢとなる。

【００５５】ＬＳＢ変調の場合には、信号発生器５ｂか
らは（−１）^k+1＝｛１，−１，１，−１‥‥‥｝の時系列信号が、信号発生器５ｃからは（−１）^k ＝｛−１，１，−１，１‥‥‥｝の時系列信号が発生する。

【００５６】ＵＳＢの場合と同様に、移相器３の２つの
出力信号ｘ₁・ｘ₂は次の乗算器２ａ・２ｂで、信号発
生器５ｂ・５ｃの信号と乗算されて、信号ｙ_L1・ｙ_L2と
なる。そして、信号ｙ_L1が処理され、加算器４から出力
される信号ｑ_L1は上記の信号ｑ_U1と同じである。一方、
信号ｙ_L2はｙ_L2＝｛−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔi ＋θ）｝×（−１）^k ＝｛Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ），−Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ），Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ6 ＋θ），‥‥‥｝この信号ｙ_L2と信号ｑ_L1がＭＵＸ１５で重畳され、被変
調信号ｙ_Lとして出力される。その信号ｙ_Lは、ｙ_L＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋Ｂ〕，〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）〕，−〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋Ｂ〕， −〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ4 ＋θ）〕，‥‥‥｝となる。この信号ｙ_UをＤ／Ａ変換するとＢ・ｓｉｎω_cｔ＋Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ−ω_cｔ）となる。ここで、Ｂ・ｓｉｎω_cｔは搬送波信号信号、
Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ−ω_cｔ）は下側波帯（ＬＳＢ）
信号である。

【００５７】（実施例３）図８は、請求項４のＳＳＢ変
調器において、移相器が１個（Ｌ＝２）の場合の実施例
３のブロック図である。実施例３は実施例１のＳＳＢ変
調器の乗算器２ａ・２ｂを制御回路８ａ・８ｂに置き換
え、時系列信号発生器５ｅ・５ｆの出力時系列信号を、
作用の（３）（４）式に示すような信号にしたものであ
る。この時系列信号が制御回路８ａ・８ｂに加えられ
て、移相器３の２つの出力信号の極性がここで制御され
る。

【００５８】時系列信号発生器５ｅ・５ｆの時系列信号
は、作用の（３）（４）式にＬ＝２，ｎ＝１を代入し
て、｛１，０，１，０，‥‥‥｝または、｛０，１，
０，１，‥‥‥｝となる。この実施例では、ＦＩＬ３ａ
・３ｂの出力信号の極性は、上記の時系列信号が０の時
はそのまま出力され、１の時は反転されて出力される。

【００５９】制御回路８ａ・８ｂが制御手段に対応して
いる。

【００６０】ＵＳＢ変調の場合は、時系列信号発生器５
ｅ・５ｆの時系列信号を同じにする。例えば、時系列信
号が共に、｛０，１，０，１，‥‥‥｝の時、ＦＩＬ３
ａの時系列信号出力を、｛ｘ₁(t1)＋Ｂ，ｘ₁(t3)＋Ｂ，ｘ₁(t5)＋Ｂ，‥‥
‥｝ＦＩＬ３ｂの出力時系列信号を、｛ｘ₂(t2)，ｘ₂(t4)，ｘ₂(t6)，‥‥‥｝とすると、制御回路８ａの出力は｛〔ｘ₁(t1)＋Ｂ〕，−〔ｘ₁(t3)＋Ｂ〕，〔ｘ₁(t5)
＋Ｂ〕，‥‥‥｝制御回路８ｂの出力は、｛〔ｘ₂(t2)〕，−〔ｘ₂(t4)〕，〔ｘ₂(t6)〕，‥‥
‥｝となり、この２つの信号がＭＵＸ１５で重畳されて、｛〔ｘ₁(t1)＋Ｂ〕，〔ｘ₂(t2)〕，−〔ｘ₁(t3)＋
Ｂ〕，−〔ｘ₂(t4)〕，‥‥‥｝が出力される。これがＵＳＢ変調信号である。

【００６１】もちろん、時系列信号が｛１，０，１，
０，‥‥‥｝の場合も、同様にＵＳＢ変調が行われる。

【００６２】また、ＬＳＢ変調の場合は、時系列信号発
生器５ｅ・５ｆの時系列信号を逆にする。例えば、制御
手段８ａには｛０，１，０，１，‥‥‥｝の時系列信
号、制御手段８ｂには｛１，０，１，０，‥‥‥｝の時
系列信号を加えると、ＭＵＸ１５で重畳された信号は、｛〔ｘ₁(t1)＋Ｂ〕，−〔ｘ₂(t2)〕，−〔ｘ₁(t3)＋
Ｂ〕，〔ｘ₂(t4)〕，‥‥‥｝となる。これがＬＳＢ変調信号である。２つの時系列信
号を制御手段８ａ，８ｂに、逆に加えても結果は同じ
で、ＬＳＢ変調信号が出力される。

【００６３】（実施例４）図１１に示す実施例４は、請
求項６のＳＳＢ変調器の移相器が１段（Ｌ＝２）の場合
の実施例で、簡単にいうと実施例２のＳＳＢ変調器から
定数発生手段７ｂと乗算器６を除き、時系列信号発生器
５ｂの時系列信号を加算器４に直接入力するものであ
る。以下は実施例２に付け足す形で説明する。

【００６４】ＵＳＢ変調の場合は、加算器４で、乗算器
２ａの出力信号ｙ_U1に信号発生器５ｂの時系列信号が加
算される。加算器４の出力信号ｒ_U1は、ｒ_U1＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）｝×（−１）^k+1＋（−１）^k+1 ＝｛Ｃ・ｃｏｓ（ωｔi ＋θ）＋１｝×（−１）^k+1 ＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋１〕， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋１〕，‥‥‥｝

【００６５】この信号ｒ_U1と信号ｙ₂がＭＵＸ１５で重
畳され、信号ｙ_Uとして出力される。その信号ｙ_Uは、ｙ_U＝｛〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ1 ＋θ）＋１〕， −〔Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ2 ＋θ）〕， −〔Ｃ・ｃｏｓ（ωｔ3 ＋θ）＋１〕，‥‥‥｝となる。この信号ｙ_UをＤ／Ａ変換するとｓｉｎω_cｔ＋Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ＋ω_cｔ）となり、Ｃ＞１なら低減搬送波ＵＳＢ、Ｃ＝１なら全搬
送波ＵＳＢとなる。

【００６６】ＬＳＢ変調の場合も同様で、最後にＤ／Ａ
変換するとｓｉｎω_cｔ＋Ｃ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ−ω_cｔ）となり、Ｃ＞１なら低減搬送波ＬＳＢ、Ｃ＝１なら全搬
送波ＬＳＢとなる。

【００６７】（実施例５）図１２に示す実施例５は、請
求項７のＳＳＢ変調器の移相器が１段（Ｌ＝２）の場合
の実施例で、簡単にいうと実施例２のＳＳＢ変調器の定
数発生手段７ｂと乗算器６の代わりに、ビットシフト回
路９を設けたものである。以下は実施例２に付け足す形
で説明する。

【００６８】ＵＳＢ変調の場合、信号発生器５ｂ，５ｃ
の発生する時系列信号は同じである。ここではＡ×
（−１）^{(kL)/2 +n}とする。実施例では、Ｌ＝２，ｎ＝
１で，値Ａを２とすると、時系列信号は、２×（−１）^k+1＝｛２，−２，２，−２，‥‥‥｝となる。本発明のＳＳＢ変調器のディジタル処理のビッ
ト数を４ビットとすると、値Ａが２の時系列信号は〔０
０１０〕（＝２）で表される。この信号はビットシフト
回路９に入力され、そこで右へ１ビットシフトされて
〔０００１〕（＝１）になる。結果として時系列信号の
値が１／２倍されたことになる。

【００６９】また、Ａ／Ｄ変換器１６へのアナログ入力
信号をＣ・ｃｏｓωｔとすると、本実施例のＳＳＢ変調
器においては、Ｃ＝Ａがその実施の条件なので、ここで
はＣ＝２となっている。

【００７０】このようにして、ビットシフト回路９の出
力信号は、（−１）^k+1の時系列信号となる。加算器４
でこの時系列信号と信号ｙ_U1が加算され、出力信号ｓ_U1
として出力される。その式は、ｓ_U1＝｛ｘ₁(ti)×（−１）^k+1｝＋｛（−１）^k+1｝＝｛〔ｘ₁(ti)＋１〕×（−１）^k+1｝（ｉは奇数）＝｛〔ｘ₁(t1)＋１〕，−〔ｘ₁(t3)＋１〕，‥‥‥｝

【００７１】この信号ｓ_U1と乗算器２ｂの出力信号ｙ_U2
がＭＵＸ１５で重畳されて、サンプリング時刻ｔi に応
じて、選択出力される。出力信号ｙ_U(t) は、次式のよ
うに表される。ｙ_U(t) ＝｛〔ｘ₁(t1)＋１〕，〔ｘ₂(t2)〕， −〔ｘ₁(t3)＋１〕，−〔ｘ₂(t4)〕，‥‥‥｝となり、この場合は低減搬送波ＵＳＢとなる。ビットシ
フトしない場合は全搬送波ＵＳＢとなる。

【００７２】ＬＳＢ変調の場合も同様であるが、ビット
シフト回路９で左へ１ビットシフトして〔０１００〕
（＝４）とし、搬送波の比率を大きくすると、ＲＺ−Ｓ
ＳＢに利用できる。

【００７３】

【発明の効果】本発明のＳＳＢ変調器においては、ディ
ジタル信号を処理する上で、分配手段の出力信号から重
畳手段の入力までは単一周波数なので、信号処理効率が
よい。また、ＬＰＦを必要としないので、それによって
起こる信号特性の劣化がない。さらに、サンプリング周
波数の１／Ｌという低い周波数で搬送波レベルの調整を
行うので、信号処理効率がよい。

【００７４】また、２つの系統に分けられて処理される
信号の一方の系統の信号に定数を加算するという簡単な
構成で、低減搬送波ＳＳＢまたは全搬送波ＳＳＢ信号を
得ることができる。また、請求項４と５のＳＳＢ変調器
においては、位相の反転か非反転のいずれかを制御する
制御手段を使用したので、演算手段よりも構成が簡単に
なる。

【００７５】請求項６と７のＳＳＢ変調器においては、
構成が更に簡単になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかるＳＳＢ変調器の請求項１のブロ
ック図である。

【図２】本発明にかかるＳＳＢ変調器の請求項２のブロ
ック図である。

【図３】本発明にかかるＳＳＢ変調器の請求項３のブロ
ック図である。

【図４】本発明にかかるＳＳＢ変調器の実施例１のブロ
ック図である。

【図５】本発明にかかるＳＳＢ変調器の実施例２のブロ
ック図である。

【図６】本発明にかかるＳＳＢ変調器の請求項４のブロ
ック図である。

【図７】本発明にかかるＳＳＢ変調器の請求項５のブロ
ック図である。

【図８】本発明にかかるＳＳＢ変調器の実施例３のブロ
ック図である。

【図９】本発明にかかるＳＳＢ変調器の請求項６のブロ
ック図である。

【図１０】本発明にかかるＳＳＢ変調器の請求項７のブ
ロック図である。

【図１１】本発明にかかるＳＳＢ変調器の実施例４のブ
ロック図である。

【図１２】本発明にかかるＳＳＢ変調器の実施例５のブ
ロック図である。

【図１３】搬送波を変調後に注入する従来のディジタル
ＳＳＢ変調器の一例のブロック図である。

【符号の説明】

１，１（１）〜１（Ｌ／２），４（１）〜４（Ｌ／２）
加算器（加算手段）２ａ，２ｂ，２（１）Ａ〜２（Ｌ／２）Ｂ乗算器（演
算手段）（第一の演算手段）３，３（１）〜３（Ｌ／２）移相器（移相手段）３ａ，３ｂ，３（１）Ａ〜３（Ｌ／２）Ｂ全域通過フ
ィルタ５ａ〜５ｆ時系列信号発生器（時系列信号発生手段）６，６ａ乗算器（第二の演算手段）７ａ，７ｂ定数発生手段８ａ，８ｂ，８（１）Ａ〜８（Ｌ／２）Ｂ制御回路
（制御手段）９，９ａビットシフト回路１１，１４デマルチプレクサ（分配手段）１２クロック発生器１３，１５マルチプレクサ（重畳手段）１６Ａ／Ｄ変換器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリン
グ時刻ｔi に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分
配出力する分配手段（１１）と、この分配手段（１１）から連続して分配出力される２つ
の系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))のいずれか一方の信号
に定数を加算するＬ／２個の加算手段（1(1)〜1(L/2)
）と、この加算手段（1(1)〜 1(L/2) ）の出力信号と前記２つ
の系統の信号の他方の信号との間に９０度の位相差を与
えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個の移相
手段（3(1)〜 3(L/2) ）と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} および／または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} の値の時系列信号を前記サンプリング時刻ｔi に応じて
発生する時系列信号発生手段（５ａ）と、前記移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の２つの出力の系統ご
とに設けられて、この出力信号に前記時系列信号を乗算
するＬ個の演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）と、これらの演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の出力信号をサ
ンプリング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手
段（１３）と、からなることを特徴とするＳＳＢ変調器。但し、Ａは任
意数、Ｌは系統数を表し偶数である。ｎは、移相手段お
よび時系列信号が入力される演算手段のそれぞれに対応
し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。ｋは分配手段の出力信号が
何巡目かを表す数である。また、ｉはサンプリング順を
示している。
【請求項２】Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリン
グ時刻ｔi に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分
配出力する分配手段（１１）と、この分配手段（１１）から連続して分配出力される２つ
の系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相差を与
えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個の移相
手段（3(1)〜 3(L/2) ）と、これらの移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の２つの出力のい
ずれか一方の信号に定数を加算するＬ／２個の加算手段
（1(1)〜 1(L/2) ）と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} および／または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} の値の時系列信号を前記サンプリング時刻ｔi に応じて
発生する時系列信号発生手段（５ａ）と、前記加算手段（1(1)〜 1(L/2) ）の出力信号および前記
移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の他方の出力信号に前記時
系列信号を乗算するＬ個の演算手段（2(1)A 〜2(L/2)
B）と、これらの演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の出力信号をサ
ンプリング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手
段（１３）と、からなることを特徴とするＳＳＢ変調器。但し、Ａは任
意数、Ｌは系統数を表し偶数である。ｎは、移相手段お
よび時系列信号が入力される演算手段のそれぞれに対応
し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。ｋは分配手段の出力信号が
何巡目かを表す数である。また、ｉはサンプリング順を
示している。
【請求項３】Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリン
グ時刻ｔi に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分
配出力する分配手段（１１）と、この分配手段（１１）から連続して分配出力される２つ
の系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相差を与
えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個の移相
手段（3(1)〜 3(L/2) ）と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} および／または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} の値の時系列信号を前記サンプリング時刻ｔi に応じて
発生する時系列信号発生手段（５ａ）と、前記移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の２つの出力の系統ご
とに設けられて、この出力信号に前記時系列信号を乗算
するＬ個の第１の演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）と、前記時系列信号に定数を乗算する第２の演算手段（６
ａ）と、第１の演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の２つの出力の一
方の信号に第２の演算手段（６ａ）の出力信号を加算す
るＬ／２個の加算手段（4(1)〜 4(L/2) ）と、第１の演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の２つの出力の他
方の信号と加算手段（4(1)〜 4(L/2) ）の出力信号をサ
ンプリング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手
段（１３）と、からなることを特徴とするＳＳＢ変調器。但し、Ａは任
意数、Ｌは系統数を表し偶数である。ｎは、移相手段お
よび時系列信号が入力される演算手段のそれぞれに対応
し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。ｋは分配手段の出力信号が
何巡目かを表す数である。また、ｉはサンプリング順を
示している。
【請求項４】Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリン
グ時刻ｔi に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分
配出力する分配手段（１１）と、この分配手段（１１）から連続して分配出力される２つ
の系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))のいずれか一方の信号
に定数を加算するＬ／２個の加算手段（1(1)〜1(L/2)
）と、この加算手段（1(1)〜 1(L/2) ）の出力信号と前記２つ
の系統の信号の他方の信号との間に９０度の位相差を与
えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個の移相
手段（3(1)〜 3(L/2) ）と、｛１＋（−１）^{(kL)/2 +n}｝／２および／または、｛１＋（−１）^{((k-1)L)/2 +n}｝／２の値の時系列信号を前記サンプリング時刻ｔi に応じて
発生する時系列信号発生手段（５ｄ）と、前記移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の２つの出力の系統ご
とに設けられて、その出力信号の極性を前記時系列信号
に応じてそのまま出力するかまたは反転出力するかを制
御するＬ個の制御手段（8(1)A 〜 8(L/2)B）と、これらの制御手段（8(1)A 〜 8(L/2)B）の出力信号をサ
ンプリング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手
段（１３）と、からなることを特徴とするＳＳＢ変調器。但し、Ａは任
意数、Ｌは系統数を表し偶数である。ｎは、移相手段お
よび時系列信号が入力される演算手段のそれぞれに対応
し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。ｋは分配手段の出力信号が
何巡目かを表す数である。また、ｉはサンプリング順を
示している。
【請求項５】Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリン
グ時刻ｔi に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分
配出力する分配手段（１１）と、この分配手段（１１）から連続して分配出力される２つ
の系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相差を与
えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個の移相
手段（3(1)〜 3(L/2) ）と、これらの移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の２つの出力のい
ずれか一方の信号に定数を加算するＬ／２個の加算手段
（1(1)〜 1(L/2) ）と、｛１＋（−１）^{(kL)/2 +n}｝／２および／または、｛１＋（−１）^{((k-1)L)/2 +n}｝／２の値の時系列信号を前記サンプリング時刻ｔi に応じて
発生する時系列信号発生手段（５ｄ）と、前記加算手段（1(1)〜 1(L/2) ）の出力信号の極性およ
び前記移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の他方の出力信号の
極性を前記時系列信号に応じてそのまま出力するかまた
は反転出力するかを制御するＬ個の制御手段（8(1)A 〜
8(L/2)B）と、これらの制御手段（8(1)A 〜 8(L/2)B）の出力信号をサ
ンプリング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手
段（１３）と、からなることを特徴とするＳＳＢ変調器。但し、Ａは任
意数、Ｌは系統数を表し偶数である。ｎは、移相手段お
よび時系列信号が入力される演算手段のそれぞれに対応
し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。ｋは分配手段の出力信号が
何巡目かを表す数である。また、ｉはサンプリング順を
示している。
【請求項６】Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリン
グ時刻ｔi に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分
配出力する分配手段（１１）と、この分配手段（１１）から連続して分配出力される２つ
の系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相差を与
えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個の移相
手段（3(1)〜 3(L/2) ）と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} および／または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} の値の時系列信号を前記サンプリング時刻ｔi に応じて
発生する時系列信号発生手段（５ａ）と、前記移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の２つの出力の系統ご
とに設けられて、この出力信号に前記時系列信号を乗算
するＬ個の演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）と、演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の２つの出力の一方の信
号に前記時系列信号を加算するＬ／２個の加算手段（4
(1)〜 4(L/2) ）と、演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の２つの出力の他方の信
号と加算手段（4(1)〜4(L/2) ）の出力信号をサンプリ
ング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手段（１
３）と、からなることを特徴とするＳＳＢ変調器。但し、Ａは任
意数、Ｌは系統数を表し偶数である。ｎは、移相手段お
よび時系列信号が入力される演算手段のそれぞれに対応
し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。ｋは分配手段の出力信号が
何巡目かを表す数である。また、ｉはサンプリング順を
示している。
【請求項７】Ａ／Ｄ変換された信号ｘ(ti)をサンプリン
グ時刻ｔi に応じてＬ個の系統に所定の順に循環して分
配出力する分配手段（１１）と、この分配手段（１１）から連続して分配出力される２つ
の系統の信号ｘ(ti)，ｘ(t(i+1))に９０度の位相差を与
えて、２つの系統の信号として出力するＬ／２個の移相
手段（3(1)〜 3(L/2) ）と、Ａ×（−１）^{(kL)/2 +n} および／または、Ａ×（−１）^{((k-1)L)/2 +n} の値の時系列信号を前記サンプリング時刻ｔi に応じて
発生する時系列信号発生手段（５ａ）と、前記移相手段（3(1)〜 3(L/2) ）の２つの出力の系統ご
とに設けられて、この出力信号に前記時系列信号を乗算
するＬ個の演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）と、前記時系列信号を所定のビット数シフトさせるビットシ
フト手段（９ａ）と、演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の２つの出力の一方の信
号にビットシフト手段（９ａ）の出力信号を加算するＬ
／２個の加算手段（4(1)〜 4(L/2) ）と、演算手段（2(1)A 〜 2(L/2)B）の２つの出力の他方の信
号と加算手段（4(1)〜4(L/2) ）の出力信号をサンプリ
ング時刻ｔi に応じて順次選択し出力する重畳手段（１
３）と、からなることを特徴とするＳＳＢ変調器。但し、Ａは任
意数、Ｌは系統数を表し偶数である。ｎは、移相手段お
よび時系列信号が入力される演算手段のそれぞれに対応
し、ｎ＝１〜Ｌ／２である。ｋは分配手段の出力信号が
何巡目かを表す数である。また、ｉはサンプリング順を
示している。