JPH0713647B2 - 絶縁抵抗測定装置の位相調整方法 - Google Patents
絶縁抵抗測定装置の位相調整方法Info
- Publication number
- JPH0713647B2 JPH0713647B2 JP61211889A JP21188986A JPH0713647B2 JP H0713647 B2 JPH0713647 B2 JP H0713647B2 JP 61211889 A JP61211889 A JP 61211889A JP 21188986 A JP21188986 A JP 21188986A JP H0713647 B2 JPH0713647 B2 JP H0713647B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- component
- frequency
- insulation resistance
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 25
- 238000009413 insulation Methods 0.000 title claims description 22
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 12
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 34
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 18
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は活線状態で電路等の絶縁抵抗を測定する装置に
於ける温度変化或は回路定数の経年変化等に対する調整
方法に関する。
於ける温度変化或は回路定数の経年変化等に対する調整
方法に関する。
（従来技術） 従来，漏電等の電路に於けるトラブルの早期発見の為に
例えば第５図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
て電路状態を監視するのが一般的であった。
例えば第５図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
て電路状態を監視するのが一般的であった。
これはＺなる負荷を有する受電変圧器Ｔの第２種接地線
LEに，商用電源周波数と別違の周波数1なる測定用低
周波信号発振器OSCを接続したトランスOTを挿入する
か，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器OSCを挿入
接続するか又は前記電路1,2を前記発振器を接続したト
ロイダルコアトランスに貫通する等して電路１及び電路
２に測定用低周波電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せ
しめた零相変流器ZCTによって，電路と大地間に存在す
る絶縁抵抗RO及び対地浮遊容量COを介して前記接地線に
帰還する前記測定用低周波信号の漏洩電流を検出し，こ
れを増幅器AMPで増幅したのち，フィルタFILによって周
波数1の成分のみを選択し，これを例えば前記発振器O
SCの出力信号を用いて掛算器MULTで同期検波して漏洩電
流分中の有効分（OUT1）（即ち，印加低周波電圧と同相
の成分）を検出することにより電路の絶縁抵抗を測定す
るよう構成したものであった。
LEに，商用電源周波数と別違の周波数1なる測定用低
周波信号発振器OSCを接続したトランスOTを挿入する
か，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器OSCを挿入
接続するか又は前記電路1,2を前記発振器を接続したト
ロイダルコアトランスに貫通する等して電路１及び電路
２に測定用低周波電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せ
しめた零相変流器ZCTによって，電路と大地間に存在す
る絶縁抵抗RO及び対地浮遊容量COを介して前記接地線に
帰還する前記測定用低周波信号の漏洩電流を検出し，こ
れを増幅器AMPで増幅したのち，フィルタFILによって周
波数1の成分のみを選択し，これを例えば前記発振器O
SCの出力信号を用いて掛算器MULTで同期検波して漏洩電
流分中の有効分（OUT1）（即ち，印加低周波電圧と同相
の成分）を検出することにより電路の絶縁抵抗を測定す
るよう構成したものであった。
本発明の理解を助けるためにその測定理論を更に説明す
る。
る。
前記接地線LEに印加される測定用信号電圧を例えば正弦
波としてVsinω1t（ω1＝２π1）とすれば，接地点Ｅ
を介して接地線LEに帰還する周波数1の漏洩電流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗ROに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を零相変流器ZCTで検出し，これに含まれる周
波数1の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出力する従
来の方法では，通常零相変流器→増幅器→フィルタの系
で周波数1の漏洩電流の位相がずれるから，これらの
同期検波出力からROに逆比例した値を得るためにはこの
位相ずれを補償する必要がある。このために従来同図に
示す如く同期検波器MULTの第１の入力端に又は，第２の
入力端に移相器PSを挿入することによって上記位相ずれ
を補正し互いの同期をとっていた。即ちこの移相器PSを
設けることにより対地浮遊容量COがない状態（CO＝０）
にて，同期検波器の第1,第２の入力端に印加される電圧
の位相差が零となるように前もって設定しておくもので
あった。
波としてVsinω1t（ω1＝２π1）とすれば，接地点Ｅ
を介して接地線LEに帰還する周波数1の漏洩電流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗ROに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を零相変流器ZCTで検出し，これに含まれる周
波数1の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出力する従
来の方法では，通常零相変流器→増幅器→フィルタの系
で周波数1の漏洩電流の位相がずれるから，これらの
同期検波出力からROに逆比例した値を得るためにはこの
位相ずれを補償する必要がある。このために従来同図に
示す如く同期検波器MULTの第１の入力端に又は，第２の
入力端に移相器PSを挿入することによって上記位相ずれ
を補正し互いの同期をとっていた。即ちこの移相器PSを
設けることにより対地浮遊容量COがない状態（CO＝０）
にて，同期検波器の第1,第２の入力端に印加される電圧
の位相差が零となるように前もって設定しておくもので
あった。
しかしながら上述の如き従来の方法では零相変流器ZCT,
フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使
用部品特性の経年変化等によって変動するため，この結
果最初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果
を提供できなくなる欠点があった。これらに対処するた
めに従来は特性変動の少ない極めて高品質な零相変流器
或いはフィルタ等を採用することによって位相誤差の影
響を極力小さくしていたが，それでもその影響を完全に
除去することは困難であった。
フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使
用部品特性の経年変化等によって変動するため，この結
果最初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果
を提供できなくなる欠点があった。これらに対処するた
めに従来は特性変動の少ない極めて高品質な零相変流器
或いはフィルタ等を採用することによって位相誤差の影
響を極力小さくしていたが，それでもその影響を完全に
除去することは困難であった。
（発明の目的） 本発明は以上説明したような従来の絶縁抵抗測定方法の
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定装
置の位相調整方法を提供することを目的とする。
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定装
置の位相調整方法を提供することを目的とする。
（発明の概要） 本発明はこの目的を達成するため原理的には前記被測定
電路と大地間に強制的に所定値のリアクタンス素子（例
えばコンデンサ等）を挿入し前記低周波電圧と90°位相
の異なる電流を流すと共に，この電流を一定周期Ｔ又は
所定間隔Ｔでランダムに断接をくり返し，第１の同期検
波器出力中に含まれる周波数1/Tの周波数成分と，前記
周波数1の漏洩電流成分を前記低周波電圧より90°位
相のシフトした電圧で第２の同期検波器にて同期検波す
ることにより得られる出力中に含まれる周波数1/Tの周
波数成分との積をとりその直流分が零に近づくように前
記第１の同期検波器に印加する前記低周波電圧ならびに
第２の同期検波器に印加する前記低周波電圧より90°位
相のシフトとした電圧の位相を自動的に調整するように
構成するものである。
電路と大地間に強制的に所定値のリアクタンス素子（例
えばコンデンサ等）を挿入し前記低周波電圧と90°位相
の異なる電流を流すと共に，この電流を一定周期Ｔ又は
所定間隔Ｔでランダムに断接をくり返し，第１の同期検
波器出力中に含まれる周波数1/Tの周波数成分と，前記
周波数1の漏洩電流成分を前記低周波電圧より90°位
相のシフトした電圧で第２の同期検波器にて同期検波す
ることにより得られる出力中に含まれる周波数1/Tの周
波数成分との積をとりその直流分が零に近づくように前
記第１の同期検波器に印加する前記低周波電圧ならびに
第２の同期検波器に印加する前記低周波電圧より90°位
相のシフトとした電圧の位相を自動的に調整するように
構成するものである。
（実施例） 先ず本発明に係る測定方法を説明する前にその理解を助
ける為従来の方法及びその欠点を少しく詳細に説明す
る。
ける為従来の方法及びその欠点を少しく詳細に説明す
る。
第（１）式にて示される周波数1の漏洩電流成分Ｉが
零相変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する
際発生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
零相変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する
際発生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
また同期検波器の第２の入力端に印加される電圧を例え
ば一定振幅のaOsin（ω1t＋θ1）とすれば，同期検波器
の出力即ち有効成分Ｄは 従ってθ＝θ1のときの出力DOは となり,V,aOは一定となるから絶縁抵抗ROに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
1が零でない時の上記DOに対するＤの誤差Ｅは となる。
ば一定振幅のaOsin（ω1t＋θ1）とすれば，同期検波器
の出力即ち有効成分Ｄは 従ってθ＝θ1のときの出力DOは となり,V,aOは一定となるから絶縁抵抗ROに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
1が零でない時の上記DOに対するＤの誤差Ｅは となる。
今，例えばθ−θ1＝１（度）のとき（６）式にて1＝
25Hzで，RO＝20KΩ，CO＝５μＦとするときω1CORO1
5.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が
大きくなることが分る。
25Hzで，RO＝20KΩ，CO＝５μＦとするときω1CORO1
5.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が
大きくなることが分る。
本発明は上述の位相ずれに伴う誤差の発生を極力抑える
方法を提案するものである。
方法を提案するものである。
第１図は本発明に係る絶縁抵抗測定装置の一実施例を示
す回路図である。これは前記第５図と同じように，周波
数1なる低周波発生用の発振器OSCを結合した低インピ
ーダンスのトランスOTを前記接地線LEに直列に挿入する
ことによって前記電路1,2に電圧Ｖなる低周波信号を印
加し，前記接地線LEに帰還する低周波信号の漏洩信号か
ら，該接地線LEに結合した零相変流器，フィルタFIL及
び第１の同期検波器によって前記電路の絶縁抵抗に逆比
例した同相（有効）成分を抽出するものでるが，本実施
例では更に以下の装置を付加する。
す回路図である。これは前記第５図と同じように，周波
数1なる低周波発生用の発振器OSCを結合した低インピ
ーダンスのトランスOTを前記接地線LEに直列に挿入する
ことによって前記電路1,2に電圧Ｖなる低周波信号を印
加し，前記接地線LEに帰還する低周波信号の漏洩信号か
ら，該接地線LEに結合した零相変流器，フィルタFIL及
び第１の同期検波器によって前記電路の絶縁抵抗に逆比
例した同相（有効）成分を抽出するものでるが，本実施
例では更に以下の装置を付加する。
即ち，前記接地線LEの電路２との接続点と大地の接地点
Ｅとの間に，コンデンサＣとスイッチSWとの直列回路を
挿入するとともに，該スイッチSWを所要周期ＴにてON-O
FFせしめる。又，前記低周波発振器OSCの出力の一部を
前記同期検波器MULT1に印加する際，前記移相器PSに置
換して自動移相制御回路PCを介して行うとともに，前記
同期検波器MULT1の出力D1を1/Tなる周波数のみを通過す
るバンドパスフィルタBP1を介して掛け算器MULT2の一入
力端に入力する。
Ｅとの間に，コンデンサＣとスイッチSWとの直列回路を
挿入するとともに，該スイッチSWを所要周期ＴにてON-O
FFせしめる。又，前記低周波発振器OSCの出力の一部を
前記同期検波器MULT1に印加する際，前記移相器PSに置
換して自動移相制御回路PCを介して行うとともに，前記
同期検波器MULT1の出力D1を1/Tなる周波数のみを通過す
るバンドパスフィルタBP1を介して掛け算器MULT2の一入
力端に入力する。
更に，前記同期検波器MULT1の入力，即ちフィルタFILの
出力の一部を第２の同期検波器MULT3の一入力となし，
該部出力を1/T周波数を通過する第２のバンドパスフィ
ルタBP2を経て前記掛け算器MULT2の他方入力とするとと
もに，該掛け算器MULT2の出力をローパスフィルタLF1を
通過せしめることによって得た直流成分信号で前記自動
移相制御回路PCを制御し，かつ該自動移相制御回路PCの
一部を90°移相器PSSを介して前記第２の同期検波器MUL
T3の他方入力となす如く接続構成したものである。
出力の一部を第２の同期検波器MULT3の一入力となし，
該部出力を1/T周波数を通過する第２のバンドパスフィ
ルタBP2を経て前記掛け算器MULT2の他方入力とするとと
もに，該掛け算器MULT2の出力をローパスフィルタLF1を
通過せしめることによって得た直流成分信号で前記自動
移相制御回路PCを制御し，かつ該自動移相制御回路PCの
一部を90°移相器PSSを介して前記第２の同期検波器MUL
T3の他方入力となす如く接続構成したものである。
このように構成した電路の絶縁抵抗測定装置の動作，殊
に位相調整方法について以下詳細に説明する。
に位相調整方法について以下詳細に説明する。
同図に於いて，前記接地線LEと並列に接続しスイッチSW
をONとすれば，前記接地線LEにはω1CVcosω1tなる電流
が追加されて流れることになり，このとき接地線に流れ
る印加低周波成分の漏洩電流Ioは となる。したがって零相変流器ZCT,増幅器AMP及びフィ
ルタFILの系で発生する位相ずれを考慮するとフィルタF
ILの出力I2は（２）式の関係から となり，このときの同期検波器MULT1の出力D1は，
（４）式の関係から となる。
をONとすれば，前記接地線LEにはω1CVcosω1tなる電流
が追加されて流れることになり，このとき接地線に流れ
る印加低周波成分の漏洩電流Ioは となる。したがって零相変流器ZCT,増幅器AMP及びフィ
ルタFILの系で発生する位相ずれを考慮するとフィルタF
ILの出力I2は（２）式の関係から となり，このときの同期検波器MULT1の出力D1は，
（４）式の関係から となる。
今，前記スイッチSWを同期Ｔ でオン・オフすれば，（９）式の第２項に含まれるＣの
項が周期Ｔで有・無を繰り返すため同期検波器MULT1の
出力D1には周波数1/Tの成分が生ずることになる
（（９）式からも分るようにθ＝θ1のときは，第２項
は零となるから周波数1/Tの成分は発生しないことにな
る）。ところで同期検波器MULT1の出力を周波数1/Tのみ
をとり出すフィルタBP1に印加すれば該フィルタBP1の出
力Ａは次式（10）にて表わされる。
項が周期Ｔで有・無を繰り返すため同期検波器MULT1の
出力D1には周波数1/Tの成分が生ずることになる
（（９）式からも分るようにθ＝θ1のときは，第２項
は零となるから周波数1/Tの成分は発生しないことにな
る）。ところで同期検波器MULT1の出力を周波数1/Tのみ
をとり出すフィルタBP1に印加すれば該フィルタBP1の出
力Ａは次式（10）にて表わされる。
但し，ここでｋは定数，はフィルタ特性等から定まる
位相である。
位相である。
一方，前記フィルタFILの出力から分岐した出力は第２
の同期検波器MULT3に入力するが，該部に於ける同期信
号は前記第１の同期検波器MULT1に対する信号aOsin（ω
1t＋θ1）を90°位相器PSSを通過せしめて得たものであ
るからaOcos（ω1t＋θ1）となる。従って該第２の同期
検波器MULT3の出力即ち無効成分D2は D2＝I2×aOcos（ω1t＋θ1） ………（11） 尚，この式に於いては前記（３）式と同様に角周波数ω
1以上の成分を除去することを意味するもので，その結
果上式は と表わされるが，上述した如くこの式のＣの項は周期Ｔ
で有無を繰り返すため，同期検波器MULT3の出力を周波
数1/Tの成分のみをとり出すフィルタBP2に印加すれば，
該フィルタBP2の出力Ｂは と表すことができる。ここでk,は（10）式の関係と同
じである。このようにして得たバンドパスフィルタBP2
の出力Ｂ（13）式と前記バンドパスフィルタBP1の出力
Ａ（10）式とを掛算回路MULT2の入力端にそれぞれ印加
すれば，該掛算回路MULT2の出力D3は となる。したがって掛算回路MULT2の出力をローパスフ
ィルタLFに印加することにより得る直流分D4は と表わすことができる。
の同期検波器MULT3に入力するが，該部に於ける同期信
号は前記第１の同期検波器MULT1に対する信号aOsin（ω
1t＋θ1）を90°位相器PSSを通過せしめて得たものであ
るからaOcos（ω1t＋θ1）となる。従って該第２の同期
検波器MULT3の出力即ち無効成分D2は D2＝I2×aOcos（ω1t＋θ1） ………（11） 尚，この式に於いては前記（３）式と同様に角周波数ω
1以上の成分を除去することを意味するもので，その結
果上式は と表わされるが，上述した如くこの式のＣの項は周期Ｔ
で有無を繰り返すため，同期検波器MULT3の出力を周波
数1/Tの成分のみをとり出すフィルタBP2に印加すれば，
該フィルタBP2の出力Ｂは と表すことができる。ここでk,は（10）式の関係と同
じである。このようにして得たバンドパスフィルタBP2
の出力Ｂ（13）式と前記バンドパスフィルタBP1の出力
Ａ（10）式とを掛算回路MULT2の入力端にそれぞれ印加
すれば，該掛算回路MULT2の出力D3は となる。したがって掛算回路MULT2の出力をローパスフ
ィルタLFに印加することにより得る直流分D4は と表わすことができる。
そこで，前記自動位相制御回路PCによって２つの同期検
波器MULT1とMULT3に入力せしめる同期基準信号aOsin
（ω1t＋θ1），aOcos（ω1t＋θ1）の位相θ1を調整し
前記ローパスフィルタLF出力D4が零となる如く，即ちθ
＝θ1となるようにすれば前記（４）式にて表わされる
前記第１の同期検波器MULT1の出力OUT2のＤに於ける第
２項は零となって正確な検出信号を得ることができる。
波器MULT1とMULT3に入力せしめる同期基準信号aOsin
（ω1t＋θ1），aOcos（ω1t＋θ1）の位相θ1を調整し
前記ローパスフィルタLF出力D4が零となる如く，即ちθ
＝θ1となるようにすれば前記（４）式にて表わされる
前記第１の同期検波器MULT1の出力OUT2のＤに於ける第
２項は零となって正確な検出信号を得ることができる。
尚，ここで必要な自動位相調整回路PCに於いては第１図
中の閉ループ，即ち第１の同期検波器MULT1,第１のバン
ドパスフィルタBP1,掛け算器MULT2及びローパスフィル
タLFと90°移相器PSS,第２の同期検波器MULT3,第２のバ
ンドパスフィルタBP2,掛け算器MULT2及びローパスフィ
ルタLFを介して得る直流成分D4が零になるよう２つの同
期検波器へ供給する前記低周波発振器OSCの出力信号の
位相を自動的に調整するものであればよく，この自動位
相調整回路は既存の技術によって容易に実現できるから
その説明は省略する。
中の閉ループ，即ち第１の同期検波器MULT1,第１のバン
ドパスフィルタBP1,掛け算器MULT2及びローパスフィル
タLFと90°移相器PSS,第２の同期検波器MULT3,第２のバ
ンドパスフィルタBP2,掛け算器MULT2及びローパスフィ
ルタLFを介して得る直流成分D4が零になるよう２つの同
期検波器へ供給する前記低周波発振器OSCの出力信号の
位相を自動的に調整するものであればよく，この自動位
相調整回路は既存の技術によって容易に実現できるから
その説明は省略する。
尚更に，上記説明では単にコンデンサＣを周期Ｔでオン
・オフしたが，コンデンサＣの値を周期Ｔで連続的に
（例えば，正弦状に）変化させる等しても上記位相制御
方法を適用することができ，このときコンデンサＣの代
りに可変容量素子を用いればよい。
・オフしたが，コンデンサＣの値を周期Ｔで連続的に
（例えば，正弦状に）変化させる等しても上記位相制御
方法を適用することができ，このときコンデンサＣの代
りに可変容量素子を用いればよい。
またある一定期間上記位相調整を実施しθ−θ1０と
なったらθ1を固定し，また一定期間後ランダムに位相
調整を行うごとく上述の位相調整を間欠的に行うよう構
成してもよい。
なったらθ1を固定し，また一定期間後ランダムに位相
調整を行うごとく上述の位相調整を間欠的に行うよう構
成してもよい。
又上述の説明ではコンデンサＣを接地電路と大地間に挿
入する場合を述べたが，本発明はこれに限定する必要は
なく例えば非接地電路と大地間に挿入してもよい。ただ
し，この場合はコンデンサＣに商用電源が印加されるた
めコンデンサＣ及びスイッチSWに流れる電流は著しく大
きくなるからこれに耐え得るものを使用する必要があ
る。
入する場合を述べたが，本発明はこれに限定する必要は
なく例えば非接地電路と大地間に挿入してもよい。ただ
し，この場合はコンデンサＣに商用電源が印加されるた
めコンデンサＣ及びスイッチSWに流れる電流は著しく大
きくなるからこれに耐え得るものを使用する必要があ
る。
又現実には，電路と大地間に挿入した前記コンデンサＣ
に接続線等の影響等により若干の抵抗分が直列に挿入さ
れることがあるがこの場合，印加低周波電圧に対してコ
ンデンサＣに流れる電流が正確に90°位相推移しなくな
って僅かながら誤差を生ずることがあるがこの誤差は一
般に測定には支障のない程度に微少である。
に接続線等の影響等により若干の抵抗分が直列に挿入さ
れることがあるがこの場合，印加低周波電圧に対してコ
ンデンサＣに流れる電流が正確に90°位相推移しなくな
って僅かながら誤差を生ずることがあるがこの誤差は一
般に測定には支障のない程度に微少である。
第２図は本発明の変形実施例を示すブロック図であっ
て，電路と大地との間に接続するコンデンサとスイッチ
との直列回路の挿入方法の他の実施例を示すものであ
る。
て，電路と大地との間に接続するコンデンサとスイッチ
との直列回路の挿入方法の他の実施例を示すものであ
る。
この実施例では，前記接地線LEに低周波信号を印加する
ために用いたトランスOTの代りに２次巻線を設けたOT′
を用い，該２次巻線にコンデンサＣとスイッチSWとの直
列回路をその一部が前記零相変流器ZCT内を貫通するよ
う接続したものである。
ために用いたトランスOTの代りに２次巻線を設けたOT′
を用い，該２次巻線にコンデンサＣとスイッチSWとの直
列回路をその一部が前記零相変流器ZCT内を貫通するよ
う接続したものである。
この例によれば第１図の実施例の如く，接地線LEにコン
デンサC,スイッチＳを直接接続する必要がないため設置
工事を簡易化することができる。
デンサC,スイッチＳを直接接続する必要がないため設置
工事を簡易化することができる。
なお動作については，第１図の説明で述べたものと全く
同じである。
同じである。
第３図は同様の部分についての他の実施例を示したもの
で，コンデンサＣとスイッチSWとを直列接続した回路
を，前記接地線LEに低周波を印加するためのトランスOT
の一次側に接続したものである。このとき一次側の電圧
が二次側の電圧より高い場合，その比率分だけコンデン
サＣの容量を小さいものとすれば前記第１図及びその説
明に示した動作と同一にすることができる。
で，コンデンサＣとスイッチSWとを直列接続した回路
を，前記接地線LEに低周波を印加するためのトランスOT
の一次側に接続したものである。このとき一次側の電圧
が二次側の電圧より高い場合，その比率分だけコンデン
サＣの容量を小さいものとすれば前記第１図及びその説
明に示した動作と同一にすることができる。
尚，コンデンサＣに印加する電圧を（７）式に於いては
Ｖとしたが本発明の実施にあては，これに制約されず他
の電圧であっても動作上は何ら問題はない。
Ｖとしたが本発明の実施にあては，これに制約されず他
の電圧であっても動作上は何ら問題はない。
また，前記自動位相制御回路PCから２つの同期検波器MU
LT1とMULT3へ入力する同期信号は互いに正確に90°移相
したものとなるようにかつ前記ローパスフィルタ出力が
零となるように前もって調整しておき，その後の温度変
化或は経年変化等によって生ずる前記位相のずれを上述
した自動位相制御方法にて補償すれば，位相同期の期間
を短縮することができる。
LT1とMULT3へ入力する同期信号は互いに正確に90°移相
したものとなるようにかつ前記ローパスフィルタ出力が
零となるように前もって調整しておき，その後の温度変
化或は経年変化等によって生ずる前記位相のずれを上述
した自動位相制御方法にて補償すれば，位相同期の期間
を短縮することができる。
尚，上記説明では測定用低周波電圧と90°位相の異なる
電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，必ずし
もこれに限定されるものでなく他の回路網（例えば，イ
ンダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を用いて
もよいことは明らかである。更に印加低周波電圧と90°
位相の異なる電流を発生するために発振器OSCで90°移
相の推移した電圧を発生し，これを抵抗等を介して周期
Ｔで零相変流器に流し込んでもよい。
電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，必ずし
もこれに限定されるものでなく他の回路網（例えば，イ
ンダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を用いて
もよいことは明らかである。更に印加低周波電圧と90°
位相の異なる電流を発生するために発振器OSCで90°移
相の推移した電圧を発生し，これを抵抗等を介して周期
Ｔで零相変流器に流し込んでもよい。
又，上記説明においては位相調整をするに当り，同期検
波器の第２の入力に印加される信号の位相を調整する如
くしたが，同期検波器の第１の入力に印加される信号の
位相を調整しても同一の結果が得られることは明らかで
ある。
波器の第２の入力に印加される信号の位相を調整する如
くしたが，同期検波器の第１の入力に印加される信号の
位相を調整しても同一の結果が得られることは明らかで
ある。
第４図は本発明の他の変形実施例を示すブロック図であ
って，接地線に帰還する漏洩電流検出系に90°移相した
低周波信号を印加する手段として，低周波発振器OSCか
ら直接90°移位置した信号を導出しこれをスイッチSWに
挿入しかつ零相変流器ZCTに貫通せしめた信号線に印加
するとともに，更に前記自動位相制御回路PCを前記第１
の同期検波器MULT1の入力端に挿入するよう構成したも
のである。
って，接地線に帰還する漏洩電流検出系に90°移相した
低周波信号を印加する手段として，低周波発振器OSCか
ら直接90°移位置した信号を導出しこれをスイッチSWに
挿入しかつ零相変流器ZCTに貫通せしめた信号線に印加
するとともに，更に前記自動位相制御回路PCを前記第１
の同期検波器MULT1の入力端に挿入するよう構成したも
のである。
この構成によっても前記第１図，第２図及び第３図に示
したものと同様にローパスフィルタLF出力が零になるよ
うに自動位相制御回路PCを制御すれば同様に正確に電路
の絶縁抵抗を測定することができる。
したものと同様にローパスフィルタLF出力が零になるよ
うに自動位相制御回路PCを制御すれば同様に正確に電路
の絶縁抵抗を測定することができる。
また上記説明では低周波信号電圧を正弦波として説明し
たが，これに限定されるものではなく例えば矩形波であ
ってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用いても
よい。
たが，これに限定されるものではなく例えば矩形波であ
ってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用いても
よい。
又，以上の説明では漏洩信号導出系に印加する90°移相
信号を周期Ｔで断続する場合を示したが，この断続する
タイミングは種々の方法が考えられる。
信号を周期Ｔで断続する場合を示したが，この断続する
タイミングは種々の方法が考えられる。
第１の方法は常時この断続を繰り返えす方法で，前記ロ
ーパスフィルタLFの直流成分を常に監視しておきこれが
零若しくは最小となるように自動位相制御回路を機能せ
しめる方法，第２の方法は所定間隔にて間欠的にこれを
行う方法，或は周波数成分1/Tを含むランダム間隔にて
断続をくりかえし上述した位相調整操作を繰返えす方法
等が考えられるが，これら以外の方法を用いてもよいこ
と自明であろう。
ーパスフィルタLFの直流成分を常に監視しておきこれが
零若しくは最小となるように自動位相制御回路を機能せ
しめる方法，第２の方法は所定間隔にて間欠的にこれを
行う方法，或は周波数成分1/Tを含むランダム間隔にて
断続をくりかえし上述した位相調整操作を繰返えす方法
等が考えられるが，これら以外の方法を用いてもよいこ
と自明であろう。
また上記実施例では単相２線式電路の場合を示したが低
圧側一端接地した単相３線式電路,3相３線式電路であっ
ても同様に本発明を実施することができる。
圧側一端接地した単相３線式電路,3相３線式電路であっ
ても同様に本発明を実施することができる。
（発明の効果） 以上説明したごとく，本発明は絶縁抵抗測定回路の位相
特性変動を自動的に調整をするよう構成したものである
から常時極めて安定かつ正確な絶縁抵抗測定装置を実現
するうえで著効を奏する。
特性変動を自動的に調整をするよう構成したものである
から常時極めて安定かつ正確な絶縁抵抗測定装置を実現
するうえで著効を奏する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図，第２図，
第３図及び第４図は本発明の他の実施例を示す部分的ブ
ロック図，第５図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示
すブロック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路，LE……接地線,E……接地
点,ZCT……零相変流器,AMP……増幅器,FIL……フィル
タ,MULT1,及びMULT3……同期検波器,MULT3……掛算器,P
C……自動位相制御回路，BP1,BP2……フィルタ,DET……
整流回路,PSS……90°移相器。
第３図及び第４図は本発明の他の実施例を示す部分的ブ
ロック図，第５図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示
すブロック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路，LE……接地線,E……接地
点,ZCT……零相変流器,AMP……増幅器,FIL……フィル
タ,MULT1,及びMULT3……同期検波器,MULT3……掛算器,P
C……自動位相制御回路，BP1,BP2……フィルタ,DET……
整流回路,PSS……90°移相器。
Claims (5)
- 【請求項１】変圧器の接地線等を介して電路に商用周波
数と異なる周波数1なる低周波信号電圧を印加し，前
記接地線に帰還する該低周波信号の有効成分を抽出する
ことによって前記電路と大地との間の絶縁抵抗を測定す
る方法に於いて，前記電路に印加した低周波信号と90°
位相がシフトした信号を前記接地線に帰還する低周信号
の漏洩電流を検出する回路に周期Ｔで連続的に又は所定
間隔にて若しくは周波数成分1/Tを含むランダム間隔で
間欠的に印加するとともに，前記有効成分中に含まれる
周波数1/Tの成分と，前記有効成分を抽出するのに用い
た基準信号と90°移相した信号に基づいて前記帰還した
低周波信号の漏洩電流から抽出した無効成分中に含まれ
る周波数1/Tの周波数成分との積を求め該積出力中の直
流分が零となるように前記有効成分ならびに無効成分を
抽出するために用いた基準信号の位相を手動により又は
自動的に調整したことを特徴とする絶縁抵抗測定装置の
位相調製方法。 - 【請求項２】前記接地線に帰還する低周波信号の漏洩電
流成分を検出する回路に前記90°移相した信号を印加す
る手段が，前記電路と大地との間に可変リアクタンスを
挿入し，該可変リアクタンスの値を周期Ｔで連続的に又
は所定間隔にて若しくは周波数成分1/Tを含むランダム
間隔で間欠的に変化せしめたことを特徴とする特許請求
の範囲１項記載の絶縁抵抗測定装置の位相調整方法。 - 【請求項３】前記可変リアクタンスに換置して固定リア
クタンスとスイッチング手段とからなる回路を挿入し，
該スイッチング手段を周期Ｔで連続的に又は所定間隔に
て若しくはランダム間隔で間欠的に開閉せしめたことを
特徴とする特許請求の範囲２項記載の絶縁抵抗測定装置
の位相調整方法。 - 【請求項４】前記接地線に帰還する低周波信号の漏洩電
流成分を検出する手段が該接地線に結合せしめた零相変
流器を介して行うものである場合該零相変流器に貫通せ
しめた信号線に前記可変リアクタンス素子又は固定リア
クタンスとスイッチング手段とからなる回路を挿入せし
めたことを特徴とする特許請求の範囲1,2又は３項記載
の絶縁抵抗測定装置の位相調整方法。 - 【請求項５】前記積出力中の直流分を零とする手段が前
記有効成分ならびに無効成分を抽出するための基準信号
の位相を調整する代りに前記接地線に帰還する低周波信
号の漏洩電流成分の位相を調整したものであることを特
徴とする特許請求の範囲第１項乃至４項記載の絶縁抵抗
測定装置に於ける位相調整方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61211889A JPH0713647B2 (ja) | 1986-09-09 | 1986-09-09 | 絶縁抵抗測定装置の位相調整方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61211889A JPH0713647B2 (ja) | 1986-09-09 | 1986-09-09 | 絶縁抵抗測定装置の位相調整方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6366473A JPS6366473A (ja) | 1988-03-25 |
| JPH0713647B2 true JPH0713647B2 (ja) | 1995-02-15 |
Family
ID=16613315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61211889A Expired - Lifetime JPH0713647B2 (ja) | 1986-09-09 | 1986-09-09 | 絶縁抵抗測定装置の位相調整方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0713647B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4159404B2 (ja) | 2003-05-16 | 2008-10-01 | 富士工業株式会社 | 釣竿用リールの取り付け構造及び釣竿用可動フード体 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61155869A (ja) * | 1984-12-28 | 1986-07-15 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 位相補償を施した絶縁抵抗測定方法 |
-
1986
- 1986-09-09 JP JP61211889A patent/JPH0713647B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6366473A (ja) | 1988-03-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4857830A (en) | Method for measuring insulation resistance of electric line | |
| US4851761A (en) | Method for measuring insulation resistance of electric line | |
| US4857855A (en) | Method for compensating for phase of insulation resistance measuring circuit | |
| JPH0713647B2 (ja) | 絶縁抵抗測定装置の位相調整方法 | |
| JPH1078461A (ja) | 絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2617324B2 (ja) | 絶縁抵抗測定方法 | |
| JPS61155869A (ja) | 位相補償を施した絶縁抵抗測定方法 | |
| JPS60186765A (ja) | 絶縁抵抗等測定装置の補償方法 | |
| JPH0713648B2 (ja) | 絶縁抵抗測定装置に於ける位相補正方法 | |
| JPH0731219B2 (ja) | 絶縁抵抗測定装置の位相補償方法 | |
| JP2750705B2 (ja) | 絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2612703B2 (ja) | 接地抵抗をキャンセルした絶縁抵抗測定方法 | |
| JPH0721520B2 (ja) | 位相補償した絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2614447B2 (ja) | 接地抵抗の影響を補償した絶縁抵抗測定方法 | |
| JPH0721518B2 (ja) | 絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2764582B2 (ja) | 簡易絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2696513B2 (ja) | 電路の対地静電容量測定方法 | |
| JPH0681411B2 (ja) | 絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2646089B2 (ja) | 低圧電路の絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2802283B2 (ja) | 電気絶縁不良箇所探知方法及び装置 | |
| JPH0721519B2 (ja) | 位相補償した電路の絶縁抵抗測定方法 | |
| JPH0721521B2 (ja) | 絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2614449B2 (ja) | 接地抵抗を補償した絶縁抵抗測定方法 | |
| JPH0721523B2 (ja) | 回路定数の変動を補償した絶縁抵抗測定方法 | |
| JP2942893B2 (ja) | 単相３線式電路の絶縁抵抗測定方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |