JPH0714169B2 - 周波数オフセットイニシャライズ方式 - Google Patents
周波数オフセットイニシャライズ方式Info
- Publication number
- JPH0714169B2 JPH0714169B2 JP60250256A JP25025685A JPH0714169B2 JP H0714169 B2 JPH0714169 B2 JP H0714169B2 JP 60250256 A JP60250256 A JP 60250256A JP 25025685 A JP25025685 A JP 25025685A JP H0714169 B2 JPH0714169 B2 JP H0714169B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- impulse
- frequency offset
- signal
- component
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 局間がマイクロ波等で結ばれている回線では、両局の局
部発振器の発振周波数の僅かな差が伝送信号のキャリア
周波数のオフセットとして現れるためデータ伝送に先立
ちキャリアの周波数オフセット量を予測してイニシァラ
イズする。
部発振器の発振周波数の僅かな差が伝送信号のキャリア
周波数のオフセットとして現れるためデータ伝送に先立
ちキャリアの周波数オフセット量を予測してイニシァラ
イズする。
本発明はPSK方式あるいはQAM方式のような位相変調を使
用するモデムのようなデータ伝送装置のキャリア周波数
オフセット予測方式に関するものである。
用するモデムのようなデータ伝送装置のキャリア周波数
オフセット予測方式に関するものである。
局間がマイクロ波等で結ばれている回線では、両局の局
部発振器の発振周波数の僅かな差が伝送信号のキャリア
周波数のオフセットとして現れる。
部発振器の発振周波数の僅かな差が伝送信号のキャリア
周波数のオフセットとして現れる。
このようなキャリア周波数オフセットを補正するために
モデム間のデータ伝送には一方のモデムからトレーニン
グ信号を送出してモデムを回線特性に適合させることが
行われている。
モデム間のデータ伝送には一方のモデムからトレーニン
グ信号を送出してモデムを回線特性に適合させることが
行われている。
一方、データ伝送の効率化のためにこのトレーニング時
間の短縮が求められている。
間の短縮が求められている。
周波数オフセットを測定するには送信側からトレーニン
グ信号としてキャリア信号を送出し、単位時間当たりの
位相回転量により求めている。
グ信号としてキャリア信号を送出し、単位時間当たりの
位相回転量により求めている。
また、トレーニング信号には位相振幅等化（EQL）のた
めにインパルスも送出する必要がある。
めにインパルスも送出する必要がある。
トレーニング信号としてインパルスを含んだキャリア信
号を受信すると、インパルスは回線での歪みを受けて両
側に裾野部分が広がるためキャリア信号が裾野部分に影
響されることになる。
号を受信すると、インパルスは回線での歪みを受けて両
側に裾野部分が広がるためキャリア信号が裾野部分に影
響されることになる。
トレーニング時間が短縮されると裾野部分の割合が相対
的に大きくなりますますキャリア信号への影響が大きく
なる。
的に大きくなりますますキャリア信号への影響が大きく
なる。
従来の周波数オフセットイニシァライズ方式は短縮され
たトレーニング時間ではノイズ耐力が弱く引込み能力も
弱いという欠点があり、この点の改善が求められてい
た。
たトレーニング時間ではノイズ耐力が弱く引込み能力も
弱いという欠点があり、この点の改善が求められてい
た。
第３図は従来の周波数オフセットイニシァライズ方式を
説明する図である。
説明する図である。
図中、T1、T2、Tnは夫々遅延回路、E1、E2は夫々演算器
である。なお以下全図を通じて同一記号は同一対象物を
表す。
である。なお以下全図を通じて同一記号は同一対象物を
表す。
第３図において図示されない送信側からキャリア信号と
単一インパルスを持ったトレーニング信号を送出する。
単一インパルスを持ったトレーニング信号を送出する。
受信側では、受信信号をＡ−Ｄ変換器でディジタル信号
に変換し、以下に述べる処理をディジタル信号で行う
が、アナログ信号処理のように説明する。
に変換し、以下に述べる処理をディジタル信号で行う
が、アナログ信号処理のように説明する。
受信側では、送信側のキャリア信号とほぼ同一周波数の
Sin波とCos波を用意し、両波で受信信号を復調すること
によりアルパートとイマジナルパートの直流成分を取り
出し、直流成分ベクトルとする。
Sin波とCos波を用意し、両波で受信信号を復調すること
によりアルパートとイマジナルパートの直流成分を取り
出し、直流成分ベクトルとする。
この取り出された直流成分は回線の周波数オフセット量
の成分を持った極めて低い周波数の信号と単一インパル
ス成分の信号である。
の成分を持った極めて低い周波数の信号と単一インパル
ス成分の信号である。
この信号を第３図の回路によって処理して周波数オフセ
ット量を確定する。
ット量を確定する。
この直流成分を遅延回路T1に入力し遅延回路T1→T2→・
・・・・→Tnを通して図のように遅延回路T1のタップ出
力と、遅延回路Tnのタップ出力を取り出す。これらの回
路はリアルパートイマジナルパートの二重構成となって
いるが図では単一構成で示している。
・・・・→Tnを通して図のように遅延回路T1のタップ出
力と、遅延回路Tnのタップ出力を取り出す。これらの回
路はリアルパートイマジナルパートの二重構成となって
いるが図では単一構成で示している。
次に演算器E1で一方のタップ出力の複素共役を取った値
と他方のタップ出力の値とを乗算する。この処理により
遅延回路T2〜Tnの時間離れた二つの直流成分間の位相差
θが算出される。
と他方のタップ出力の値とを乗算する。この処理により
遅延回路T2〜Tnの時間離れた二つの直流成分間の位相差
θが算出される。
この位相差θの信号は第３図の回路に入力する直流成分
の大きさに依存するので補正値として適当なパラメータ
を演算器E2に与えて位相差θと乗算することにより補正
された位相差が算出されると共に演算器E2において、補
正された位相差を遅延回路T2〜Tnの遅延時間で割算する
ことにより単位時間当たりの位相差、即ち回線の周波数
オフセット量を算出する。
の大きさに依存するので補正値として適当なパラメータ
を演算器E2に与えて位相差θと乗算することにより補正
された位相差が算出されると共に演算器E2において、補
正された位相差を遅延回路T2〜Tnの遅延時間で割算する
ことにより単位時間当たりの位相差、即ち回線の周波数
オフセット量を算出する。
算出された周波数オフセット量は図示されないCAPC（ca
rrier automatic phase control）回路に送られ、周波
数オフセットイニシァライズを行って受信信号の補正が
行われていた。
rrier automatic phase control）回路に送られ、周波
数オフセットイニシァライズを行って受信信号の補正が
行われていた。
CAPC回路の動作は本発明の対象ではないので説明は省略
するが、CAPC回路による受信信号の補正は特開昭57−10
4337号公報に記載されている。
するが、CAPC回路による受信信号の補正は特開昭57−10
4337号公報に記載されている。
上記従来の方式では、送信側から送られて来るトレーニ
ング信号は単一インパルスを含んだキャリア信号であ
り、トレーニング時間が短縮されると受信したトレーニ
ング信号を処理して得られる直流成分はインパルスの前
後の裾野部分にしか存在しないことになる。
ング信号は単一インパルスを含んだキャリア信号であ
り、トレーニング時間が短縮されると受信したトレーニ
ング信号を処理して得られる直流成分はインパルスの前
後の裾野部分にしか存在しないことになる。
従って、第３図の遅延回路T1、T2・・Tnによって時間的
に離れた２点を捕らえて位相差θを算出することは、送
信された単一インパルスの前後の裾野部分のサンプル値
を基にして上記演算を行うことになり、雑音及び位相特
性等の回線特性が裾野部分へ大きな影響を与えるため予
測に誤差を生ずる恐れがあるという欠点があった。
に離れた２点を捕らえて位相差θを算出することは、送
信された単一インパルスの前後の裾野部分のサンプル値
を基にして上記演算を行うことになり、雑音及び位相特
性等の回線特性が裾野部分へ大きな影響を与えるため予
測に誤差を生ずる恐れがあるという欠点があった。
本発明の目的は雑音及び位相特性等の回線特性の影響を
受けることが少ない周波数オフセットイニシァライズ方
式を提供することである。
受けることが少ない周波数オフセットイニシァライズ方
式を提供することである。
上記問題点は受信信号から互いに直交する軸の信号成分
を求めキャリアの周波数オフセット量に応じて受信信号
を復調する変調方式のモデムに於いて、 送信側から二つのインパルスを或る所定の時間間隔
（Ｔ）で順次送出し、 受信側では第１のインパルスを第１のトランスバーサル
フィルターに入力し、第２のインパルスを第２のトラン
スバーサルフィルターに入力し、前記トランスバーサル
フィルターの出力の一つのインパルスの直流成分の複素
共役を取って他の一つのインパルスの直流成分と乗算し
て前記二つのインパルス間の位相差を求めて前記時間間
隔（Ｔ）で割算することにより周波数オフセット量を算
出し、該周波数オフセット量をキャリア自動位相制御回
路（CAPC）に送出して周波数オフセットイニシァライズ
を行なうことを特徴とする周波数オフセットイニシァラ
イズ方式により解決される。
を求めキャリアの周波数オフセット量に応じて受信信号
を復調する変調方式のモデムに於いて、 送信側から二つのインパルスを或る所定の時間間隔
（Ｔ）で順次送出し、 受信側では第１のインパルスを第１のトランスバーサル
フィルターに入力し、第２のインパルスを第２のトラン
スバーサルフィルターに入力し、前記トランスバーサル
フィルターの出力の一つのインパルスの直流成分の複素
共役を取って他の一つのインパルスの直流成分と乗算し
て前記二つのインパルス間の位相差を求めて前記時間間
隔（Ｔ）で割算することにより周波数オフセット量を算
出し、該周波数オフセット量をキャリア自動位相制御回
路（CAPC）に送出して周波数オフセットイニシァライズ
を行なうことを特徴とする周波数オフセットイニシァラ
イズ方式により解決される。
本発明は、以下のような原理に基づくものである。
即ち、回線にインパルスを送出すると、受信側では回線
特性に対応したインパルス応答信号が得られる。
特性に対応したインパルス応答信号が得られる。
このインパルス応答信号を構成するパルス系列は回線の
伝達特性そのものである。
伝達特性そのものである。
そこで、回線をトランスバーサルフィルタで近似する
と、このパルス系列と同じタップ係数を持ったトランス
バーサルフィルタと等価になる。
と、このパルス系列と同じタップ係数を持ったトランス
バーサルフィルタと等価になる。
従って、このトランスバーサルフィルタに値1.0のイン
パルスを通過させるとトランスバーサルフィルタの各タ
ップ係数がX1 X2 X3 X4 X5 X6 X7 X8 X9であるとすれ
ば、各タップ係数に応じて受けた歪み（波形歪み、位相
回転）および周波数オフセットを持ったパルス系列X1＊
1 X2＊1 X3＊1 X4＊1 X5＊1 X6＊1 X7＊1 X8＊1 X9＊１
が受信されることになる。
パルスを通過させるとトランスバーサルフィルタの各タ
ップ係数がX1 X2 X3 X4 X5 X6 X7 X8 X9であるとすれ
ば、各タップ係数に応じて受けた歪み（波形歪み、位相
回転）および周波数オフセットを持ったパルス系列X1＊
1 X2＊1 X3＊1 X4＊1 X5＊1 X6＊1 X7＊1 X8＊1 X9＊１
が受信されることになる。
受信側では上記インパルス応答をタップ係数としたトラ
ンスバーサルフィルタを用意し、フィルタの入力として
1.0を入力させると、その出力は疑似トランスバーサル
フィルタの各タップ係数の和即ち（X1＊１＋X2＊１＋X3
＊１＋X4＊１＋X5＊１＋X6＊１＋X7＊１＋X8＊１＋X9＊
１＝X1＋X2＋X3＋X4＋X5＋X6＋X7＋X8＋X9）が得られ
る。
ンスバーサルフィルタを用意し、フィルタの入力として
1.0を入力させると、その出力は疑似トランスバーサル
フィルタの各タップ係数の和即ち（X1＊１＋X2＊１＋X3
＊１＋X4＊１＋X5＊１＋X6＊１＋X7＊１＋X8＊１＋X9＊
１＝X1＋X2＋X3＋X4＋X5＋X6＋X7＋X8＋X9）が得られ
る。
この各タップ係数の和は回線で受けた位相回転成分を持
った直流ベルトル信号である。
った直流ベルトル信号である。
何故なら回線で生じた位相回転の原因は疑似トランスバ
ーサルフィルタの各タップ係数によって生じたものであ
り、それ以外は存在しない。従って各タップ係数の和
（X1＋X2＋X3＋X4＋X5＋X6＋X7＋X8＋X9）の直流ベクト
ル信号は回線で受けた位相回転を表す成分そのものであ
る。
ーサルフィルタの各タップ係数によって生じたものであ
り、それ以外は存在しない。従って各タップ係数の和
（X1＋X2＋X3＋X4＋X5＋X6＋X7＋X8＋X9）の直流ベクト
ル信号は回線で受けた位相回転を表す成分そのものであ
る。
更に、本発明では送信側から二つのインパルスを所定の
時間間隔Ｔで順次送出し、受信側では前記二つのインパ
ルスの内の一つのインパルスの直流成分の複素共役を取
って他の一つのインパルスの直流成分と乗算して前記二
つのインパルス間の位相差を求めることにより回線の周
波数オフセット量を算出する。算出された周波数オフセ
ット量はCAPC回路に送出され、周波数オフセットイニシ
ァライズが行われる。
時間間隔Ｔで順次送出し、受信側では前記二つのインパ
ルスの内の一つのインパルスの直流成分の複素共役を取
って他の一つのインパルスの直流成分と乗算して前記二
つのインパルス間の位相差を求めることにより回線の周
波数オフセット量を算出する。算出された周波数オフセ
ット量はCAPC回路に送出され、周波数オフセットイニシ
ァライズが行われる。
このように、本発明は、単一インパルスの前後の裾野部
分を使う従来方式とは異なり、夫々のインパルスのピー
ク値を基にして演算が行われるので、ノイズ等回線特性
の変動に対する耐力が大きいという効果がある。
分を使う従来方式とは異なり、夫々のインパルスのピー
ク値を基にして演算が行われるので、ノイズ等回線特性
の変動に対する耐力が大きいという効果がある。
第１図は本発明による周波数オフセットイニシァライズ
方式の原理図であり、受信信号の複素平面上の信号位置
を示すものである。
方式の原理図であり、受信信号の複素平面上の信号位置
を示すものである。
図中、PVは第１のインパルスＰのベクトル、QVは第２の
インパルスＱのベクトルである。
インパルスＱのベクトルである。
本発明では図示されない送信側からトレーニング信号と
して先ず第１のインパルスＰを送出し、続いて時間Ｔを
経過した後、第２のインパルスＱを送出する。
して先ず第１のインパルスＰを送出し、続いて時間Ｔを
経過した後、第２のインパルスＱを送出する。
受信側では周波数オフセットされた受信信号である第１
のインパルスＰ及び第２のインパルスＱを図示されない
Ａ−Ｄ変換器によりディジタル信号に変換する。以下デ
ィジタル処理されるが、アナログ信号処理のように説明
する。
のインパルスＰ及び第２のインパルスＱを図示されない
Ａ−Ｄ変換器によりディジタル信号に変換する。以下デ
ィジタル処理されるが、アナログ信号処理のように説明
する。
受信側では、送信側のキャリア信号とほぼ同一周波数の
Sin波とCos波を用意し、両波で受信信号を復調とするこ
とによりリアルパートとイマジナルパートのインパルス
成分を取り出す。
Sin波とCos波を用意し、両波で受信信号を復調とするこ
とによりリアルパートとイマジナルパートのインパルス
成分を取り出す。
次に、復調器出力を第１のインパルス成分と第２のイン
パルス成分に分離し、第１のインパルス成分を後述する
第２図のｐ点に、第２のインパルス成分をｑ点に入力す
ると、積分器1Pの出力及び積分器1Qの出力には夫々回線
で受けた位相回転を持った直流成分が得られる。
パルス成分に分離し、第１のインパルス成分を後述する
第２図のｐ点に、第２のインパルス成分をｑ点に入力す
ると、積分器1Pの出力及び積分器1Qの出力には夫々回線
で受けた位相回転を持った直流成分が得られる。
これが第１図の第１のインパルスＰの直流成分αと第２
のインパルスＱの直流成分βであり、位相平面上のベク
トルPV及びQVである。
のインパルスＱの直流成分βであり、位相平面上のベク
トルPV及びQVである。
ここで第１のインパルスＰと第２のインパルスＱは時間
Ｔだけ差があるので、ベクトルPVとベクトルQV間の位相
差θをこの時間Ｔで割れば単位時間当たりの位相差、即
ち回線の周波数オフセット量が得られる。
Ｔだけ差があるので、ベクトルPVとベクトルQV間の位相
差θをこの時間Ｔで割れば単位時間当たりの位相差、即
ち回線の周波数オフセット量が得られる。
第２図は本発明による周波数オフセットイニシァライズ
方式の一実施例を示す図である。
方式の一実施例を示す図である。
図中、1P、1Qは積分器、２〜６及び９は夫々乗算器、７
は加算器、８は逆数を発生する逆数ROMである。
は加算器、８は逆数を発生する逆数ROMである。
受信された第１のインパルスＰと第２のインパルスＱは
前述のように図示されないＡ−Ｄ変換器と復調器を通っ
て夫々ｐ点とｑ点に入力される。
前述のように図示されないＡ−Ｄ変換器と復調器を通っ
て夫々ｐ点とｑ点に入力される。
夫々遅延回路T1、T2・・Tnの各タップの出力を積分器1P
と1Qに入力する。
と1Qに入力する。
各タップの出力が積分器1Pと1Qで積分されることにより
夫々インパルスのピーク値を中心とした直流成分が得ら
れる。
夫々インパルスのピーク値を中心とした直流成分が得ら
れる。
これらの回路はリアルパートとイマジナルパートの二重
構成であることは前述と同様である。
構成であることは前述と同様である。
従ってこの直流成分は第１図のベクトルPVとベクトルQV
に相当する。
に相当する。
次に積分器1Qの出力ベクトルQVの複素共役を取ったベク
トルと積分器1Pの出力ベクトルPVと時間を一致させて乗
算器２において乗算することにより位相差θを持った出
力ベクトル（ｘ＋jy）が得られる。
トルと積分器1Pの出力ベクトルPVと時間を一致させて乗
算器２において乗算することにより位相差θを持った出
力ベクトル（ｘ＋jy）が得られる。
この出力ベクトルを半径１の点へ振幅正規化するために
以下の処理を行う。
以下の処理を行う。
乗算器２の出力ベクトルをリアルパートとイマジナルパ
ートに分離し、夫々乗算器３及び５で定数を掛け、乗算
器４及び６で自乗する。
ートに分離し、夫々乗算器３及び５で定数を掛け、乗算
器４及び６で自乗する。
この結果、乗算器４及び６の出力はスカラ量（x2,y2）
になる。更に加算器７でこれら両スカラ量の和を取り、
その出力（x2＋y2）の平方根の逆数 を逆数ROM8で求め所定の単位量を得る。
になる。更に加算器７でこれら両スカラ量の和を取り、
その出力（x2＋y2）の平方根の逆数 を逆数ROM8で求め所定の単位量を得る。
この単位量と乗算器２の出力ベクトル（ｘ＋jy）を乗算
器９で掛け合わせて半径１の点へ振幅正規化された位相
差θベクトル を求める。
器９で掛け合わせて半径１の点へ振幅正規化された位相
差θベクトル を求める。
更に乗算器９の出力を図示されない回路により両インパ
ルスの時間差Ｔで割算することにより単位時間当たりの
位相差即ち周波数オフセット量が算出され、図示されな
いCAPC回路に送られ、周波数オフセットイニシァライズ
を行って受信信号の補正が行われる。
ルスの時間差Ｔで割算することにより単位時間当たりの
位相差即ち周波数オフセット量が算出され、図示されな
いCAPC回路に送られ、周波数オフセットイニシァライズ
を行って受信信号の補正が行われる。
以上のように本発明ではインパルスＰとＱのピーク値を
中心とする信号の積分値を基に算出されるもので、従来
の方式がインパルスの裾野部分のキャリア信号の値を使
用するものであると比較して回転特性に対する影響も少
なく、計算された周波数オフセット量の確度も高くな
る。
中心とする信号の積分値を基に算出されるもので、従来
の方式がインパルスの裾野部分のキャリア信号の値を使
用するものであると比較して回転特性に対する影響も少
なく、計算された周波数オフセット量の確度も高くな
る。
第１図は本発明による周波数オフセットイニシァライズ
方式の原理図である。 第２図は本発明による周波数オフセットイニシァライズ
方式の一実施例を示す図である。 第３図は従来の周波数オフセットイニシァライズを説明
する図である。 図中、T1、T2、Tnは夫々遅延回路、PVは第１のインパル
スＰのベクトル、QVは第２のインパルスＱのベクトル、
1P、1Qは積分器、２〜６及び９は夫々乗算器、７は加算
器、８は逆数ROM、E1、E2は夫々演算器である。
方式の原理図である。 第２図は本発明による周波数オフセットイニシァライズ
方式の一実施例を示す図である。 第３図は従来の周波数オフセットイニシァライズを説明
する図である。 図中、T1、T2、Tnは夫々遅延回路、PVは第１のインパル
スＰのベクトル、QVは第２のインパルスＱのベクトル、
1P、1Qは積分器、２〜６及び９は夫々乗算器、７は加算
器、８は逆数ROM、E1、E2は夫々演算器である。
Claims (1)
- 【請求項１】受信信号から互いに直交する軸の信号成分
を求めキャリアの周波数オフセット量に応じて受信信号
を復調する変調方式のモデムに於いて、 送信側から二つのインパルスを或る所定の時間間隔
（Ｔ）で順次送出し、 受信側では第１のインパルスを第１のトランスバーサル
フィルターに入力し、第２のインパルスを第２のトラン
スバーサルフィルターに入力し、前記トランスバーサル
フィルターの出力の一つのインパルスの直流成分の複素
共役を取って他の一つのインパルスの直流成分と乗算し
て前記二つのインパルス間の位相差を求めて前記時間間
隔（Ｔ）で割算することにより周波数オフセット量を算
出し、該周波数オフセット量をキャリア自動位相制御回
路（CAPC）に送出して周波数オフセットイニシァライズ
を行なうことを特徴とする周波数オフセットイニシァラ
イズ方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60250256A JPH0714169B2 (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 周波数オフセットイニシャライズ方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60250256A JPH0714169B2 (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 周波数オフセットイニシャライズ方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62110347A JPS62110347A (ja) | 1987-05-21 |
| JPH0714169B2 true JPH0714169B2 (ja) | 1995-02-15 |
Family
ID=17205173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60250256A Expired - Fee Related JPH0714169B2 (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 周波数オフセットイニシャライズ方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0714169B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03258147A (ja) * | 1990-03-08 | 1991-11-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 非同期直交復調器 |
-
1985
- 1985-11-08 JP JP60250256A patent/JPH0714169B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62110347A (ja) | 1987-05-21 |
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