JPH0123981B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0123981B2 JPH0123981B2 JP17153282A JP17153282A JPH0123981B2 JP H0123981 B2 JPH0123981 B2 JP H0123981B2 JP 17153282 A JP17153282 A JP 17153282A JP 17153282 A JP17153282 A JP 17153282A JP H0123981 B2 JPH0123981 B2 JP H0123981B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- data
- phase difference
- phase
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
発明の技術分野
本発明は復調器における可変位相方式に係り、
特にCCITT勧告のV26で定められている直交位
相変調における位相差分変調方式のデータの復調
回路に使用される可変位相方式に関する。 技術の背景、従来技術と問題点 モデムにおいて、データ伝送速度が2400bit/s
の場合に直交位相変調方式が使用されている。こ
れは、第１図イに示す如く、互に90゜位相のづれ
た４点E1〜E4をデータ点の配列点と定め、例え
ばE1を「00」、E2を「01」、E3を「11」、E4を
「10」というようなデータ点として使用する。そ
してこれを1800Hzのキヤリアで変調速度1200bau
ｄ／ｓで送出する。モデムの場合、これに差分とい
う概念を入れ、その前との信号の位相差によりデ
ータを表示するように変調信号を出力する。この
場合には絶対位相を考えることなく前の信号との
位相差のみを考慮（例えば「00」のとき零度、
「01」のとき90゜、「10」のとき180゜、「11」のとき
270゜）すればよい。しかしこのようなＡ方式では
同一データ「00」が連続して伝送されるときその
データを判定する基準のタイミング成分がとれな
いので、スクランブラ方式を使用しなければなら
ない。またデータ伝送にはＢ方式が使用される。
このＢ方式は前のデータと同一データの場合でも
必らず位相差があるように変調信号波を発生する
ものであり、例えばデータが「00」のとき45゜、
「01」のとき135゜、「10」のとき225゜、「11」のと
き315゜というような位相差を有する信号が出力さ
れるものである。 すなわち、第１図ロに示す如く、E1，E2，E3，
E4を前記の如く「00」、「01」、「10」、「11」とい
うデータ点として使用するとき、送信データとし
てE1についてはこれより45゜進相したE1′を送信
し、E2についてはE2′を、E3についてはE3′を、E4
についてはE4′を送信する。 このＢ方式の信号を復調するとき、45゜ずつも
どしてやればもともとの４相の位相であるＡ方式
にもどる。すなわち、Ａ方式とＢ方式では、第２
図に示すように同一データに対して45゜ずつ位相
がずれているので、Ｂ方式の信号を45゜ずつもど
せばＡ方式の信号にもどることになる。すなわ
ち、Ｂ方式では第１図ハの「00」、「01」、「10」、
「11」という原データを送信するとき、送信デー
タはそれぞれE1′，E2′，E3′，E4′となり、このＢ
方式を復調するとき、45゜ずつもどすことにより
Ａ方式の復調データE1，E2，E3，E4が得られる。
なおこのＡ方式とＢ方式の位相変調状態の波形図
を第１図ニで示す。 このとき、第３図に示すように、Ｂ方式の信号
が90゜の位相を有するときこれを45゜にもどすため
にはＢ方式の信号の大きさにそれぞれsin45゜の値
をかけたものがＡ方式の信号のＸ軸、Ｙ軸の値
（x1、y1）となる。 〓＝aej〓 （｜〓｜＝｜〓｜＝ａ） 〓＝aej〓＊e-j〓 ＝aej(〓-〓) ＝acos（α−θ）＋jasin（α−θ） ここで α＝90゜ θ＝45゜とすれば
特にCCITT勧告のV26で定められている直交位
相変調における位相差分変調方式のデータの復調
回路に使用される可変位相方式に関する。 技術の背景、従来技術と問題点 モデムにおいて、データ伝送速度が2400bit/s
の場合に直交位相変調方式が使用されている。こ
れは、第１図イに示す如く、互に90゜位相のづれ
た４点E1〜E4をデータ点の配列点と定め、例え
ばE1を「00」、E2を「01」、E3を「11」、E4を
「10」というようなデータ点として使用する。そ
してこれを1800Hzのキヤリアで変調速度1200bau
ｄ／ｓで送出する。モデムの場合、これに差分とい
う概念を入れ、その前との信号の位相差によりデ
ータを表示するように変調信号を出力する。この
場合には絶対位相を考えることなく前の信号との
位相差のみを考慮（例えば「00」のとき零度、
「01」のとき90゜、「10」のとき180゜、「11」のとき
270゜）すればよい。しかしこのようなＡ方式では
同一データ「00」が連続して伝送されるときその
データを判定する基準のタイミング成分がとれな
いので、スクランブラ方式を使用しなければなら
ない。またデータ伝送にはＢ方式が使用される。
このＢ方式は前のデータと同一データの場合でも
必らず位相差があるように変調信号波を発生する
ものであり、例えばデータが「00」のとき45゜、
「01」のとき135゜、「10」のとき225゜、「11」のと
き315゜というような位相差を有する信号が出力さ
れるものである。 すなわち、第１図ロに示す如く、E1，E2，E3，
E4を前記の如く「00」、「01」、「10」、「11」とい
うデータ点として使用するとき、送信データとし
てE1についてはこれより45゜進相したE1′を送信
し、E2についてはE2′を、E3についてはE3′を、E4
についてはE4′を送信する。 このＢ方式の信号を復調するとき、45゜ずつも
どしてやればもともとの４相の位相であるＡ方式
にもどる。すなわち、Ａ方式とＢ方式では、第２
図に示すように同一データに対して45゜ずつ位相
がずれているので、Ｂ方式の信号を45゜ずつもど
せばＡ方式の信号にもどることになる。すなわ
ち、Ｂ方式では第１図ハの「00」、「01」、「10」、
「11」という原データを送信するとき、送信デー
タはそれぞれE1′，E2′，E3′，E4′となり、このＢ
方式を復調するとき、45゜ずつもどすことにより
Ａ方式の復調データE1，E2，E3，E4が得られる。
なおこのＡ方式とＢ方式の位相変調状態の波形図
を第１図ニで示す。 このとき、第３図に示すように、Ｂ方式の信号
が90゜の位相を有するときこれを45゜にもどすため
にはＢ方式の信号の大きさにそれぞれsin45゜の値
をかけたものがＡ方式の信号のＸ軸、Ｙ軸の値
（x1、y1）となる。 〓＝aej〓 （｜〓｜＝｜〓｜＝ａ） 〓＝aej〓＊e-j〓 ＝aej(〓-〓) ＝acos（α−θ）＋jasin（α−θ） ここで α＝90゜ θ＝45゜とすれば
【式】となる。
このようにその位相差により特定の数値をかけ
ることによりＢ方式信号をＡ方式信号に変換でき
ることになる。したがつて、例えばCCITT勧告
V26 Ｂ方式モデムの復調部に第４図に示す如く、
Ｂ方式→Ａ方式変換用のためにＢ方式の位相差に
より一義的に定まる乗数を位相差角対応の定数と
してROM１に保持し、これを1800Hzのキヤリア
で伝達される入力信号に対し45゜ずつのサンプリ
ング時間毎に０℃より順次乗算することによりＡ
方式の信号のＸ軸（Real）とＹ軸（Imag）の値
を得ることができる（なおこれについては本発明
の特許出願人が、特願昭56−155264号（特開昭58
−56558号）にて出願ずみである）。そしてこのよ
うにして得られたＡ方式の信号をＸ軸成分につい
ては1800Hzのキヤリア（前記の如く、V26の変調
方式による信号は1800Hzのキヤリアで変調されて
いる）に対するサンプリング時間の位相角θを有
するcosθを乗じ、Ｙ軸成分については同じく1800
Hzのキヤリアに対するサンプリング時間の位相角
θを有する−sinθを乗じて復調し、これをロール
オフフイルタ２，３を経由して不必要な成分を除
去したのち、判定部４においてその受信信号のデ
ータを判定することができる。 しかしこのような従来の方式によれば、ROM
１を必要とするためハード量が大となるという問
題が存在する。 発明の目的 本発明の目的はこのような問題を改善するため
にＢ方式をＡ方式にのみ変換するために使用する
ROMを使用しない復調器における可変位相方式
を提供することである。 発明の構成 この目的を遂行するために本発明の復調器にお
ける可変位相方式では、互に90゜位相の異なる４
点をデータ点としこのデータ点を直角位相差分変
調波で送出するとともに受信側でこの信号を90゜
位相回転させて復調を行うようにした復調装置に
おいて、受信した直角位相差分変調波に対してこ
の変調波のキヤリアと45゜位相差を有するキヤリ
ア信号を乗じてそれぞれリアル成分とイメージ成
分を得、これらを判定部で判定して伝送データを
得るようにしたことを特徴とする。 発明の実施例 本発明の一実施例を第５図、第６図及び第７図
にもとづき説明する。 第５図は本発明の一実施例構成図、第６図はそ
の動作説明図である。 図中、１０，１１は乗算部、１２，１３はロー
ルオフフイルタ、１４は判定部である。 本発明を一実施例にもとづき詳述するに先立
ち、本発明の動作原理を簡単に説明する。 第５図に示されるモデムのＢ方式復調部におい
て送信データの判定を行うのは、あくまでも1200
Hzのボーレート毎に行うので、このボーレート毎
の時点で1800Hzのキヤリアに対し45゜ずつづれて
いるような信号が印加できれば結果として毎回
45゜ずつづれているようにできる。つまりＢ方式
をＡ方式に変換できることになる。それでそのよ
うなキヤリアを発生させればよい。このために、
第６図ハに示す如く1650Hzのキヤリアを発生させ
る。 いま第６図イに示すようにボーレートが1200Hz
のとき、変調信号は同図ロのように1800Hzである
のでボーレートが１周期の間に1800Hzのキヤリア
は1.5周期ある。この1800Hzのキヤリアに対し、
ボーレート毎に45゜おくれるものとして同図ハに
示すように1650Hzのキヤリアがある。したがつて
第６図の点Ｃの状態では1800Hzの変調信号と45゜
差おくれがあるが、図示省略した次のボーレート
では変調信号とは90゜差があり次のボーレートで
は更に45゜おくれて135゜差を生じ、あたかも第４
図におけるROM１と同じ作用を行う。しかも乗
算部１０，１１においてそのcosθ、−sinθが乗ぜ
られるので復調も同時に行われることになる。 乗算部１０には1650Hzに対するcosθが乗算され
るが、このcosθに対するサンプリングクロツクは
7.2KHzであつて、第４図の場合と同様であり、
変調キヤリア周波数1800Hzにおいて90゜毎にサン
プリングした形となる。同様に乗算部１１におい
ても1650Hzに対する−sinθが乗算される。このよ
うにして乗算部１０からリアルつまりＸ座標値が
出力され、乗算部１１からイマジナリーつまりＹ
座標値が出力される。これらの各値はロールオフ
フイルタを経由して不必要な成分が除去され、判
定部１４において各ボーレート毎にそのデータ点
が判定されることになる。なおこの判定状態をか
んたんに図示すれば、第７図イのE1′，E2′が第７
図ロのＢ式復調部に入力されるとき、乗算部１０
からx1、x2が、乗算部１１からy1、y1が出力され
て判定部１４でそれぞれE1，E2として判定され
ることになる。 なお上記実施例において1650Hzを復調用のキヤ
リアとして算出したのは次の演算による。 第６図イに示すようにボーレートが1200Hzであ
りその１周期は1/1200である。そして第６図ロの
Ｂ点までの角度は540゜であり、また第６図ハのＣ
点までの角度は540゜−45゜である。したがつて求
める第６図ハの周波数をｘとすれば次式が成立す
る。 （1/1200）×（360゜／540゜−45゜）＝１／ｘ これよりｘを求め1650Hzが得られる。 なお上記説明において乗算部１０，１１に印加
されるcosθ、−sinθをROMテーブルで用意すれば
その構成をはるかに簡略化することができる。 発明の効果 本発明によれば、従来必要としていた第４図に
示す如きROM１のテーブルとその乗算部分を省
略することができるので、乗算部分およびその演
算量も節約できまたROMも節約することができ
るので、モデムの復調部を非常に簡素化すること
ができる。
ることによりＢ方式信号をＡ方式信号に変換でき
ることになる。したがつて、例えばCCITT勧告
V26 Ｂ方式モデムの復調部に第４図に示す如く、
Ｂ方式→Ａ方式変換用のためにＢ方式の位相差に
より一義的に定まる乗数を位相差角対応の定数と
してROM１に保持し、これを1800Hzのキヤリア
で伝達される入力信号に対し45゜ずつのサンプリ
ング時間毎に０℃より順次乗算することによりＡ
方式の信号のＸ軸（Real）とＹ軸（Imag）の値
を得ることができる（なおこれについては本発明
の特許出願人が、特願昭56−155264号（特開昭58
−56558号）にて出願ずみである）。そしてこのよ
うにして得られたＡ方式の信号をＸ軸成分につい
ては1800Hzのキヤリア（前記の如く、V26の変調
方式による信号は1800Hzのキヤリアで変調されて
いる）に対するサンプリング時間の位相角θを有
するcosθを乗じ、Ｙ軸成分については同じく1800
Hzのキヤリアに対するサンプリング時間の位相角
θを有する−sinθを乗じて復調し、これをロール
オフフイルタ２，３を経由して不必要な成分を除
去したのち、判定部４においてその受信信号のデ
ータを判定することができる。 しかしこのような従来の方式によれば、ROM
１を必要とするためハード量が大となるという問
題が存在する。 発明の目的 本発明の目的はこのような問題を改善するため
にＢ方式をＡ方式にのみ変換するために使用する
ROMを使用しない復調器における可変位相方式
を提供することである。 発明の構成 この目的を遂行するために本発明の復調器にお
ける可変位相方式では、互に90゜位相の異なる４
点をデータ点としこのデータ点を直角位相差分変
調波で送出するとともに受信側でこの信号を90゜
位相回転させて復調を行うようにした復調装置に
おいて、受信した直角位相差分変調波に対してこ
の変調波のキヤリアと45゜位相差を有するキヤリ
ア信号を乗じてそれぞれリアル成分とイメージ成
分を得、これらを判定部で判定して伝送データを
得るようにしたことを特徴とする。 発明の実施例 本発明の一実施例を第５図、第６図及び第７図
にもとづき説明する。 第５図は本発明の一実施例構成図、第６図はそ
の動作説明図である。 図中、１０，１１は乗算部、１２，１３はロー
ルオフフイルタ、１４は判定部である。 本発明を一実施例にもとづき詳述するに先立
ち、本発明の動作原理を簡単に説明する。 第５図に示されるモデムのＢ方式復調部におい
て送信データの判定を行うのは、あくまでも1200
Hzのボーレート毎に行うので、このボーレート毎
の時点で1800Hzのキヤリアに対し45゜ずつづれて
いるような信号が印加できれば結果として毎回
45゜ずつづれているようにできる。つまりＢ方式
をＡ方式に変換できることになる。それでそのよ
うなキヤリアを発生させればよい。このために、
第６図ハに示す如く1650Hzのキヤリアを発生させ
る。 いま第６図イに示すようにボーレートが1200Hz
のとき、変調信号は同図ロのように1800Hzである
のでボーレートが１周期の間に1800Hzのキヤリア
は1.5周期ある。この1800Hzのキヤリアに対し、
ボーレート毎に45゜おくれるものとして同図ハに
示すように1650Hzのキヤリアがある。したがつて
第６図の点Ｃの状態では1800Hzの変調信号と45゜
差おくれがあるが、図示省略した次のボーレート
では変調信号とは90゜差があり次のボーレートで
は更に45゜おくれて135゜差を生じ、あたかも第４
図におけるROM１と同じ作用を行う。しかも乗
算部１０，１１においてそのcosθ、−sinθが乗ぜ
られるので復調も同時に行われることになる。 乗算部１０には1650Hzに対するcosθが乗算され
るが、このcosθに対するサンプリングクロツクは
7.2KHzであつて、第４図の場合と同様であり、
変調キヤリア周波数1800Hzにおいて90゜毎にサン
プリングした形となる。同様に乗算部１１におい
ても1650Hzに対する−sinθが乗算される。このよ
うにして乗算部１０からリアルつまりＸ座標値が
出力され、乗算部１１からイマジナリーつまりＹ
座標値が出力される。これらの各値はロールオフ
フイルタを経由して不必要な成分が除去され、判
定部１４において各ボーレート毎にそのデータ点
が判定されることになる。なおこの判定状態をか
んたんに図示すれば、第７図イのE1′，E2′が第７
図ロのＢ式復調部に入力されるとき、乗算部１０
からx1、x2が、乗算部１１からy1、y1が出力され
て判定部１４でそれぞれE1，E2として判定され
ることになる。 なお上記実施例において1650Hzを復調用のキヤ
リアとして算出したのは次の演算による。 第６図イに示すようにボーレートが1200Hzであ
りその１周期は1/1200である。そして第６図ロの
Ｂ点までの角度は540゜であり、また第６図ハのＣ
点までの角度は540゜−45゜である。したがつて求
める第６図ハの周波数をｘとすれば次式が成立す
る。 （1/1200）×（360゜／540゜−45゜）＝１／ｘ これよりｘを求め1650Hzが得られる。 なお上記説明において乗算部１０，１１に印加
されるcosθ、−sinθをROMテーブルで用意すれば
その構成をはるかに簡略化することができる。 発明の効果 本発明によれば、従来必要としていた第４図に
示す如きROM１のテーブルとその乗算部分を省
略することができるので、乗算部分およびその演
算量も節約できまたROMも節約することができ
るので、モデムの復調部を非常に簡素化すること
ができる。
第１図はデータ点及び送信信号状態説明図、第
２図はＡ方式とＢ方式の位相差説明図、第３図は
Ｂ方式をＡ方式に変換するときの変換状態説明
図、第４図は従来の可変位相回路方式を使用した
Ｂ方式復調部、第５図は本発明の一実施例構成
図、第６図はその動作説明図、第７図は本発明の
判定状態説明図である。 図中、１はROM、２，３はロールオフフイル
タ、４は判定部、１０，１１は乗算部、１２，１
３はロールオフフイルタ、１４は判定部である。
２図はＡ方式とＢ方式の位相差説明図、第３図は
Ｂ方式をＡ方式に変換するときの変換状態説明
図、第４図は従来の可変位相回路方式を使用した
Ｂ方式復調部、第５図は本発明の一実施例構成
図、第６図はその動作説明図、第７図は本発明の
判定状態説明図である。 図中、１はROM、２，３はロールオフフイル
タ、４は判定部、１０，１１は乗算部、１２，１
３はロールオフフイルタ、１４は判定部である。
Claims (1)
- １ 互に90゜位相の異なる４点をデータ点としこ
のデータ点を直角位相差分変調波で送出するとと
もに受信側でこの信号を90゜位相回転させて復調
を行うようにした復調装置において、受信した直
角位相差分変調波に対して該変調波のキヤリアと
45゜位相差を有するキヤリア信号を乗じてそれぞ
れ実軸（Ｘ軸）成分と虚軸（Ｙ軸）成分を得、こ
れらを判定部で判定して伝送データを得るように
したことを特徴とする復調器における可変位相方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17153282A JPS5961345A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 復調器における可変位相方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17153282A JPS5961345A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 復調器における可変位相方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5961345A JPS5961345A (ja) | 1984-04-07 |
| JPH0123981B2 true JPH0123981B2 (ja) | 1989-05-09 |
Family
ID=15924863
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17153282A Granted JPS5961345A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 復調器における可変位相方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5961345A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2715787B1 (fr) * | 1994-01-31 | 1996-03-29 | Hussein Zoghaib | Système de transmission de trains d'impulsions. |
| JP6967820B2 (ja) * | 2017-01-31 | 2021-11-17 | 日本信号株式会社 | 制御システム |
-
1982
- 1982-09-30 JP JP17153282A patent/JPS5961345A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5961345A (ja) | 1984-04-07 |
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