JPH07177183A - 伝送システム及び受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 複雑性を増大させることなく等化機能を向上
した伝送システムを提供する。 【構成】 伝送システムにおいて、デジタルシンボルａ
_k は、低域通過フィルタ（５０）及びＦＭ変調器（５
２）を含む送信機（２）に供給される。送信機（２）の
出力信号は、チャネル（４）によって受信機（６）へ伝
送される。受信信号が帯域通過フィルタ（５４）によっ
てろ波された後、続いてＦＭ復調器（５６）によって復
調されて復調信号が得られる。電力スペクトラムが周波
数と共に増加する雑音信号を抑圧するために、検波前フ
ィルタ（６０）が減算回路（５８）及び検波器（６２）
の間に提供される。検波前フィルタ（６０）によって生
成される符号間干渉を補償するために減算回路（５８）
の第２の入力にシンボル 【外１】 としてスケーリングされたバージョンが供給される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタルシンボルを表
す信号をチャネルへ供給する送信機と、前記チャネルか
らの出力信号を受信する受信機とよりなり、前記受信機
は、前記受信機の入力信号から抽出された補助信号とフ
ィードバック信号との合成から検波用信号を決定する決
定手段と、前記検波用信号から検波されたシンボル値を
決定する検波器と、前記検波されたシンボル値から前記
フィードバック信号を決定するフィードバック手段とよ
りなる伝送システムに関する。

【０００２】また、本発明は、このようなシステムのた
めの受信機にも同様に関連する。ここに示したシステム
は、米国特許第4,864,590 号によって知られる。

【０００３】

【従来の技術】この型の伝送システムは、例えば一般の
電話網を介したデジタルシンボル伝送、又は磁気テープ
或いはディスクからデジタルシンボルを再構成するため
に使用できる。デジタルシンボルが、それぞれ伝送媒体
を介して伝送される或いは記録媒体上に記録される場
合、伝送される或いは記録されるシンボルは、デジタル
シンボルを表す信号に変換される。これは一般的にアナ
ログパルスの形で生成され、連続的に伝送媒体或いは記
録媒体へそれぞれ供給され、さらにチャネルという用語
で参照されることになる。該チャネルの出力において、
アナログパルスが現れそれから伝送されたシンボルの値
を検波器なる手段によって決定できる。この検波器は簡
易な比較器より構成できるが、最尤シーケンス推定（Ｍ
ＬＳＥ）検波器として構成することも同様に考えられ
る。ＭＬＳＥ検波器の例は、ビタビ検波器である。

【０００４】チャネルの出力において、（所望の）アナ
ログパルスに加えて、そこの近くには常に（不都合な）
雑音信号が存在する。この雑音信号の存在によって、検
波器はしばしば、伝送されたシンボルの値に対して誤っ
た判定を行う。誤って判定を行う確率は、雑音信号の電
力が増加するに従い増える。いくつかのチャネルは、ア
ナログパルスを伝送するのに必要なバンド幅以上のより
大きいバンド幅を有しており、さらに周波数と共に増加
する雑音信号のスペクトラム電力密度も有する。チャネ
ルの実際のバンド幅とアナログパルスを伝送するのに必
要なバンド幅の比は、過剰バンド幅として参照される。
このようなチャネルにおいては、チャネルの出力信号の
信号対雑音比は、過剰バンド幅が高くなるに従って低く
なる。過剰バンド幅が高いと、伝送システムではかなり
低い信号対雑音比のために、一般的に誤った判定を行う
確率がかなり高くなる。

【０００５】この誤った判定の確率を下げるために、前
記米国特許の伝送システムの受信機では、低域通過フィ
ルタによって検波器の入力における雑音信号の電力を減
じている。この低域通過フィルタは、限られたバンド幅
を有しており、受信パルスの重なり合いを引き起こし、
これは多くの場合、検波器の入力信号が所定の時刻にお
ける１つのデータシンボルだけでなくその時刻のその隣
のシンボルにも依存するという事実に導く。この影響
は、符号間干渉と呼ばれている。符号間干渉の存在は、
多くの場合シンボル誤り率の増大に繋がる。

【０００６】低域通過フィルタによって生じる符号間干
渉を減ずるために、判定帰還型符号間干渉キャンセラ
が、前記米国特許で示された伝送システムでは使用され
ている。このキャンセラでは、補償信号が検波したシン
ボル値からフィードバック手段によって生成される。こ
の補償信号は、低域通過フィルタの出力における補助信
号から引算される。補償信号は、低域通過フィルタによ
って生じたすそを有する符号間干渉の推定値である。フ
ィードバック手段のインパルス応答は、出力信号が低域
通過フィルタによって生じたすそを有する符号間干渉に
等しくなるように選択されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の伝送システムは
このように、誤った判定の確率を減ずるために２つの付
加的なフィルタを必要としており、従って伝送システム
の複雑性が増大する。本発明の目的は、「産業上の利用
分野」で示した特徴を有し、かつ複雑性が低減された伝
送システムを提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この目的のために、本発
明では、前記検波用信号を決定する決定手段は、前記補
助信号と前記フィードバック信号との合成から検波用信
号を抽出する検波前フィルタを含むことを特徴としてい
る。フィルタの上流側に直接検波前フィルタを含ませる
ことによって、低域通過フィルタの機能とフィードバッ
ク手段のかなりの部分の機能とをこの１つのフィルタ、
即ち検波前フィルタで実現できる。

【０００９】従来の伝送システムにおいて低域通過フィ
ルタによって生じた符号間干渉を完全に補償するために
は、フィードバックフィルタのインパルス応答を低域通
過フィルタのインパルス応答のすその部分に等しくすべ
きである。これは、フィルタが正確に似る必要があり、
アナログフィルタでは実現が困難である。本発明に係わ
る伝送システムのさらなる利点は、これらの似させる要
求をなくせることで、これは低域通過フィルタの機能と
フィードバックフィルタの機能が１つのフィルタで実現
されるからである。

【００１０】C.A. Belfiore 及びJ.H. Park 著のジャー
ナルの論文 "Decision Feedback Equalisation" Procee
dings of the IEEE, vol.67, no.8,1979年８月発行、に
代替の伝送システムが示されており、該システムでは、
検波用信号と検波器の出力信号との差が、フィードバッ
クフィルタによって生成され、検波用信号から引算され
ている。この方法は、検波用信号が検出器へ供給される
前に検波用信号からチャネルの出力における雑音信号の
推定できる部分を減算するものと考えられる。このよう
な構成もまた、１つのフィルタのみを必要とする。この
代替の伝送システムの第１の欠点は、 Belfiore 及び P
ark のジャーナルの論文に示されているように、この伝
送システムが全ての環境下で実現できないことである。
さらに、検波用信号と検波器の出力信号との差を決定す
るために、２つの信号が等しく長い遅延を通る必要があ
る。アナログでの受信機の実施においては、実現が困難
であり、そのため代替の伝送システムにおけるアナログ
のフィードバックフィルタの使用は関心が引かれない。

【００１１】本発明の実施例は、フィードバック手段は
フィードバックフィルタを含むことを特徴としている。
フィードバック手段に他のフィードバックフィルタを含
むことで、雑音信号電力の減少によって生じた符号間干
渉だけでなく、チャネルの限られたバンド幅或いはこの
送信機によって送信されたパルスの送信におけるろ波に
よって生じた符号間干渉も補償することが可能である。

【００１２】本発明のさらなる実施例は、前記フィード
バック手段は、少なくとも２つのフィードバック信号を
供給するように構成され、前記検波用信号を決定する決
定手段は、少なくとも２つの並列なブランチを含み該ブ
ランチの各々が前記補助信号を前記フィードバック信号
のうちの１つと合成するように構成され、前記ブランチ
の各々は、前記補助信号と関連する前記フィードバック
信号と合成物をろ波する検波前副フィルタを含み、前記
検波用信号を決定する決定手段は、前記ブランチの出力
信号を前記検波用信号に合成する合成手段を含むことを
特徴としている。

【００１３】出力信号が合成される少なくとも２つの検
波前副フィルタとして検波前フィルタを構成し、また検
波前副フィルタの各入力信号を補助信号及びそれ自身の
フィードバック信号から形成することによって、１より
も高い次数の伝達関数を有する検波前フィルタを簡単に
実施することができる。

【００１４】

【実施例】本発明を図面を参照してさらに説明する。図
１に示す伝送システムでは、送信シンボル値ａ_k が送信
機２に供給される。送信機２の出力はチャネル４の入力
に結合されている。チャネル４の出力は受信機６の入力
に接続されている。

【００１５】受信機６の入力は、検波用信号を決定する
ための決定手段９の第１の入力に接続されている。検波
用信号を決定するための決定手段９の出力は、検波器１
２の入力に接続されている。検波器１２の出力は受信機
６の出力を形成し、またこの場合フィードバックフィル
タ１４よりなるフィードバック手段の入力に接続されて
いる。フィードバック信号をその出力信号として運ぶフ
ィードバックフィルタ１４の出力は、検波用信号を決定
するための決定手段の第２の入力に接続されている。

【００１６】検波用信号を決定するための決定手段の第
１の入力は、減算回路８の第１の入力を形成し、検波用
信号を決定するための決定手段の第２の入力は、減算回
路８の第２の入力を形成している。減算回路８の出力
は、検波前フィルタ１０の入力に接続されている。検波
前フィルタ１０の出力は検波用信号を決定するための決
定手段の出力を形成する。

【００１７】送信機２では、提供されたシンボル値ａ_k
がチャネル４を通して転送されるのに適したパルスへ変
換される。それらは、例えば、各シンボルａ_k が１つの
パルスで表される場合の所謂完全応答パルスであり、ま
たは、各シンボルａ_k が１より多いパルスで表される場
合の所謂部分応答パルスを使用することも考えられる。

【００１８】減算回路８は、フィードバックフィルタ１
４から到来するフィードバック信号を受信信号ｒ（ｔ）
から引算する。検波前フィルタ１０は、減算回路８の出
力信号から検波用信号を抽出する。この検波前フィルタ
の伝達関数は、検波器１２の判定時刻において検波器１
２の入力における雑音成分の一連の瞬時的な値が白色雑
音信号になるように選定され、一方、フィードバックフ
ィルタ１４の伝達はチャネル４によって導入された符号
間干渉によって決定される。検波前フィルタ１０及びフ
ィードバックフィルタ１４の次数は、後述する本発明の
実施例においてさらに説明する。

【００１９】図２に示される伝送システムでは、送信シ
ンボル値は送信フィルタ５０の入力へＮＲＺのパルスと
して供給される。送信フィルタ５０の出力は、ＦＭ変調
器５２の入力に接続されている。ＦＭ変調器５２の出力
はまた送信機２の出力を形成し、チャネル４の入力に接
続されている。チャネル４の出力は、受信機６の入力に
接続されている。

【００２０】受信機６では、受信機の入力信号は、帯域
通過フィルタ５４に供給される。帯域通過フィルタ５４
の出力は、ＦＭ復調器５６の入力に接続されている。Ｆ
Ｍ復調器５６の出力は、減算回路５８の第１の入力に接
続されている。減算回路５８の出力は、検波前フィル
タ、この場合はアナログの１次の低域通過フィルタ６０
の第１の入力に接続されている。低域通過フィルタ６０
の出力は、検波器６２の入力に接続されている。検波用
信号を決定するための決定手段は、減算回路５８と低域
通過フィルタ６０とによって形成されている。検波器の
出力は、乗算回路６６の第１の入力に接続されている。
乗算回路６６の第２の入力には、定数値αが供給され
る。乗算回路６６の出力は、減算回路５８の第２の入力
に接続されている。フィードバック手段は、ここでは乗
算回路６６によって形成されている。

【００２１】送信機２では、シンボル値ａ_k を表すＮＲ
Ｚのパルスが、送信フィルタ５０によってろ波される。
このフィルタは、シンボル周波数の半分に等しい遮断周
波数を有する５次のベッセルフィルタである。このフィ
ルタによって、送信信号のバンド幅は制限される。ＦＭ
変調器５２では、送信フィルタ５０の出力信号が、周波
数変調によって搬送波に変調される。ＦＭ信号の周波数
回転は、０．３５・ｆ _S に等しく、但しｆ_S はシンボル
周波数で、この場合変調指数ηは０．５となる。送信フ
ィルタは、近似されたガウシアン伝達関数を有してお
り、従って送信信号は近似的に、ガウシアン最小シフト
キーイング（ＧＭＳＫ）信号となる。

【００２２】受信機６では、受信信号は帯域通過フィル
タ５４によってろ波される。この帯域通過フィルタは、
１．８・ｆ_S のハンド幅を有し、また５次のベッセルフ
ィルタの低域通過／帯域通過の変換によって得られた伝
達特性を有している。ＦＭ信号は、ＦＭ復調器５６によ
って復調され、その後でＦＭ復調器５６の出力信号とフ
ィードバック信号との差が低域通過フィルタ６０によっ
てろ波される。この低域通過フィルタ６０は、０．０５
・ｆ_S の遮断周波数を有している。このフィルタ６０の
出力において、検波用信号が有効である。ＦＭ復調器５
６の出力信号は（任意の最大周波数まで）周波数に対し
て自乗で増加する電力スペクトラムを有する雑音成分を
含み、また低域通過フィルタ６０は遮断周波数より高域
で周波数に対して自乗で減少する電力伝達関数を有する
ため、（任意の最大周波数まで）十分な白色雑音の成分
を有する検波用信号が検波器６２の入力において得られ
る。

【００２３】図３は、受信機の入力における１つの受信
パルスの検波用信号への寄与の様子が時間に対してプロ
ットされている。この曲線より、低域通過フィルタ６０
がかなりの量の符号間干渉を生じさせていることが明ら
かに分かる。検波器６２は、時刻ｋ．Ｔでこの時刻に受
信したシンボル値について判定を行う。このシンボル値
は、検波器６２の出力において時間Ｔの期間保持され
る。図３で示されたパルスによって生成した検波器６２
の出力信号が図４に示されている。この出力信号は、ま
た乗算回路６６及び減算回路５８を介して低域通過フィ
ルタ６０へ供給される。検波器の出力シンボル

【００２４】

【外１】

【００２５】の低域通過フィルタ６０の出力信号への貢
献の様子が図５に示されている。最終的な検波用信号
は、図３及び図５に示される信号の差に等しくなる。こ
の検波用信号は、図６に示される。αの値は、図３及び
図５で示される信号が互いに時刻ｔ≧３Ｔのときに相殺
しあうように選択されている。この相殺は、時刻ｔ≧３
Ｔのときに図３に示されるパルスが時間に対する指数関
数として近似することができるため可能となる。ｔ≧３
Ｔの時刻では、検波器の出力信号の検波用信号への貢献
も時間シフト、指数関数以外は似ているので、αによる
正確なスケーリングによって、２つの指数関数の値はｔ
≧３Ｔに対して等しくできる。その結果、理想的な補償
が、低域通過フィルタによって導かれた符号間干渉に対
して可能となる。従って、チャネル４及び低域通過フィ
ルタ６０によって生じた符号間干渉に対する補償に対し
て、一般的に以下の式がもたらされる。

【００２６】 （ｈ＊Ｗ）（ｔ）−（ｇ＊Ｗ）（ｔ−ｍＴ）＝０ ｔ≧ｍＴ （１） ここで、ｈはチャネルのインパルス応答、Ｗは検波前フ
ィルタのインパルス応答、ｇはフィードバック手段のイ
ンパルス応答、Ｔはシンボル周期、＊は畳み込み演算
子、さらにｍはシンボル値

【００２７】

【外２】

【００２８】の検波のために使用されるチャネルのイン
パルス応答の標本の数である。チャネルインパルス応答
が、δ（ｔ）で近似できる場合は、（１）式は以下のよ
うに変形される。 Ｗ（ｔ）−（ｇ＊Ｗ）（ｔ−ｍＴ）＝０ ｔ≧ｍＴ （２） Ｗ（ｔ）が指数関数ｃ・ｅｘｐ(-t/τ) ・Ｕ（ｔ）で、
ｇ（ｔ）が因果の場合、（２）式は以下のように変形さ
れる。

【００２９】

【数１】

【００３０】（３）式は次のように変形できる

【００３１】

【数２】

【００３２】（４）式から、解式ｇ（ｔ）＝ｅｘｐ(-mT
/ τ) ・δ（ｔ）が式（４）を満足するものとして導か
れる。これにより、フィードバック手段６６における一
定の係数αがｅｘｐ(-mT/ τ) に等しいことが示され
る。検波器６２が比較器から構成されるとすると、ｍの
値は１に等しくなり、しかしビタビ復号器が使用される
とするとビタビ復号器は低域通過フィルタ６０のインパ
ルス応答のすその部分におけるエネルギーの部分を使用
できるため、ｍは有益的に１より大きな値に設定され
る。

【００３３】図７に示される受信機６では、入力信号が
検波用信号を決定するための決定手段９に供給される。
検波用信号を決定するための決定手段９の出力は検波器
１２の入力に接続され、かつ減算回路１８の第１の入力
に接続されている。検波器１２の出力は受信機の出力を
形成し、それはまた乗算回路１７の入力に接続され、さ
らに乗算回路１５の入力に接続されている。乗算回路１
５の出力は減算回路１８の第２の入力に接続され、また
遅延Ｔを有する遅延素子２３の入力に接続されている。
遅延素子２３の出力は乗算回路１９の第１の入力、乗算
回路２１の第１の入力及び遅延素子２２の入力に接続さ
れている。遅延素子２２の出力は減算回路２５の第１の
入力に接続されている。減算回路２５の出力は、検波用
信号を決定するための決定手段９の第２の入力に接続さ
れている。フィードバック手段は、遅延素子２２及び２
３、乗算回路２１並びに減算回路２５によって形成され
ている。

【００３４】減算回路１８の出力は、乗算回路１７の第
２の入力及び乗算回路１９の第２の入力に接続されてい
る。乗算回路１７の出力は、反転積分器１６の入力に接
続されており、その出力は乗算回路１５の第２の入力に
接続されている。乗算回路１９の出力は、積分器２０の
入力に接続されている。積分器２０の出力は、乗算回路
２１の第２の入力に接続されている。乗算回路２１の出
力は、減算回路２５の第２の入力に接続されている。

【００３５】図７に示される受信機は、所謂クラス５の
部分応答伝送を有するチャネルに対して構成されてい
る。このチャネルの離散時間のインパルス応答に対し
て、標本化周期はシンボル間隔に等しい、即ちｑ（ｋ）
＝δ（ｋ）−δ（ｋ−２）と書ける。但し、δ（ｋ）は
クロネッカーのデルタ関数である。受信機の入力信号の
雑音成分が周波数に対して自乗で増加すると仮定する
と、これは磁気記録チャネルにおいてしばしば現れるケ
ースであるが、検波前フィルタ１０として１次低域通過
フィルタが、有効な雑音成分が白色である検波用信号を
得られるように選択される。

【００３６】検波前フィルタ１０の離散時間のインパル
ス応答に対して、下記の式が成り立つ。 Ｗ（ｋ）＝（１−α）^k ・Ｕ（ｋ） （５） （５）式において、αは低域通過フィルタの時定数の測
定値、Ｕ（ｋ）はｋ＜０に対しては０でｋ≧０に対して
は１なるユニットステップ関数である。チャネルと検波
前フィルタの合成の離散時間のインパルス応答ｑ'(ｋ）
に対しては、以下の式が見いだされる。

【００３７】 ｑ'(ｋ）＝（１−α）^k ・Ｕ（ｋ）−（１−α）^k-2 ・Ｕ（ｋ−２） （６） （６）式のインパルス応答から、ｋ＞０に対する全ての
値はフィードバックフィルタ１４と検波前フィルタ１０
との合成によって除去される。従って、フィードバック
フィルタ１４と前置フィルタ１０との合成のインパルス
応答は次式に等しくなる。

【００３８】 ｈ'(ｋ）＝（１−α）^k ・Ｕ（ｋ−１）−（１−α）^k-2 ・Ｕ（ｋ−２） （７） （７）式はまた次のように書ける。 ｈ'(ｋ）＝（１−α）・（１−α）^k-1 ・Ｕ（ｋ−１） −（１−α）^k-2 ・Ｕ（ｋ−２） （８） （８）式は、前置フィルタ１０の応答が次式に等しい信
号と考えられる。

【００３９】 ｆ（ｋ）＝（１−α）・δ（ｋ−１）−δ（ｋ−２） （９） これは、フィードバックフィルタの離散時間のインパル
ス応答ｈ（ｋ）が、（１−α）・δ（ｋ−１）−δ（ｋ
−２）に等しくなることを意味している。検波前フィル
タ１０が離散時間フィルタとして構成され、また減算回
路８の入力信号の振幅を正確に知ることができれば（例
えば、ＡＧＣ増幅器を適用することによって）、乗算回
路２１の係数は簡単に１−αに等しく選択できる。検波
前フィルタ１０がアナログフィルタとして構成されてい
るならば、或いは減算回路の入力信号の振幅を正確に知
ることができないならば、係数αもまた正確に知ること
ができない。この場合、フィードバックフィルタを、検
波用信号と検波されたシンボルから乗算係数の正確な値
を決定する適応フィルタとして構成することが望まし
い。図７に示す受信機６では、フィードバックフィルタ
は適応バージョンとして構成されている。加えて、受信
機は、検波用信号の異なる振幅に対して正確に受信機を
動作させる適応システムを含んでいる。

【００４０】遅延素子２３の入力に、再構成された検波
用信号が与えられ、該信号は検波されたシンボル値を表
し、また検波用信号の振幅に等しい振幅を有する。減算
回路１８の出力には、再構成された検波用信号と現在の
検波用信号との差に比例する信号が与えられる。乗算回
路１９によって、差の信号ｅ（ｋ）と再構成された検波
用信号の値との間の相関が決定される。係数（１−α）
が正確な値を有するならば、差の信号ｅ（ｋ）と再構成
された検波用信号との間の相関値は零に等しくなるであ
ろう。（１−α）なる値を表す積分器２０の出力信号
は、実際の値を保持し続ける。（１−α）の値が非常に
小さい場合、検波前フィルタ１０によって導かれた符号
間干渉は、フィードバック信号によって一部だけが補償
される。このとき、そこには差の信号ｅ（ｋ）と再構成
された検波用信号

【００４１】

【外３】

【００４２】との間の相関が存在する。乗算回路１９の
出力信号は、この相関に対する測定値である。非常に小
さい（１−α）の値では、乗算回路１９の出力信号は、
平均的に正となる。その結果、積分器の出力信号は、ｅ
（ｋ）と再構成された検波用信号との相関値が零に等し
くなるまで、増加する。（１−α）の値が非常に大きい
場合、検波前フィルタによって導かれた符号間干渉は、
フィードバックフィルタによって過度に補償される。こ
のとき、そこにもまた差の信号ｅ（ｋ）と再構成された
検波用信号との相関が存在する。非常に大きい（１−
α）の値では、乗算回路１９の出力信号は、平均的に負
となる。その結果、積分器の出力信号は、ｅ（ｋ）と再
構成された検波用信号との間の相関値が零に等しくなる
まで、減少する。

【００４３】乗算回路１５によって、再構成された検波
用信号は、検波されたシンボル

【００４４】

【外４】

【００４５】から反転積分器１６の出力信号によって形
成される。理想的な状態では、再構成された検波用信号
の振幅は、実際の検波用信号の振幅に等しい。減算回路
１８によって、再構成された検波用信号と実際の検波用
信号との差が見いだされる。乗算回路１７によって、差
の信号ｅ（ｋ）が検波用信号と乗算され、従って誤差信
号、即ち再構成された検波用信号の振幅と実際の検波用
信号の振幅との間の差の測定値は乗算回路の出力におい
て、検波用信号の符号に係わらず有効となる。再構成さ
れた検波用信号の振幅が非常に大きい場合、乗算回路１
７の出力信号は正である。その結果、反転積分器１６の
出力信号は、誤差信号の平均値が零に等しくなるまで減
少する。再構成された検波用信号の振幅が非常に小さい
場合は、乗算回路１７の出力信号は負である。その結
果、反転積分器１６の出力信号は、誤差信号の平均値が
零に等しくなるまで増加する。減算回路１８、乗算回路
１７、積分器１６、及び乗算回路１５によって行われる
制御の代わりにＡＧＣ制御を使用することも可能である
ことは注意すべきである。このとき、減算回路８の入力
信号の振幅は所望の値に制御される。

【００４６】図８に示される受信機では、受信機６の入
力信号は減算回路８の第１の入力にまた減算回路４４の
第１の入力に供給されている。減算回路４４の出力は乗
算回路３８の第１の入力に接続されている。乗算回路３
８の第２の入力によって、定数γが供給される。乗算回
路３８の出力は、第１の検波前副フィルタ４０に接続さ
れている。第１の検波前副フィルタ４０の出力は、加算
回路４２の第１の入力に接続されている。減算回路８の
出力は、乗算回路３６の第１の入力に接続されている。
乗算回路３６の第２の入力によって、定数１−γが供給
される。乗算回路３６の出力は、第２の検波前副フィル
タ１０に接続されている。第２の検波前副フィルタ１０
の出力は、加算回路４２の第２の入力に接続されてい
る。検波用信号を決定するための決定手段９は、この場
合減算回路８及び４４、乗算回路３６及び３８、検波前
副フィルタ１０及び４０、並びに加算回路４２によって
形成される。

【００４７】加算回路４２の出力は、検波器１２の入力
及び減算回路１８の第１の入力に接続されている。検波
器１２の出力は、乗算回路１７の第１の入力、乗算回路
２６の第１の入力、遅延素子２７の入力、及び受信機６
の出力に接続されている。遅延素子２７の出力は、遅延
素子３２の入力、乗算回路３６の入力、乗算回路２８の
入力、及び乗算回路２１の入力に接続されている。

【００４８】乗算回路３６の出力は、減算回路４４の第
２の入力に接続されている。乗算回路２１の出力は、減
算回路８の第２の入力に接続されている。乗算回路２６
の出力は、減算回路１８の第２の入力に接続されてい
る。減算回路１８の出力は、出力信号としてｅ（ｋ）を
提供し、乗算回路１７の第２の入力及び乗算回路２８の
第２の入力に接続されている。乗算回路１７の出力は、
反転積分器２４の入力に接続されている。反転積分器２
４の出力は、乗算回路２６の第２の入力に接続されてい
る。

【００４９】乗算回路２８の出力は、積分器２０の入力
に接続されている。積分器２０の出力は、乗算回路２１
の第２の入力に接続されている。図８に示された受信機
は、所謂バイポーラ転送を有するチャネルを受信するよ
うに構成されている。このチャネルの離散時間のインパ
ルス応答ｑ（ｋ）は、シンボル間隔に等しい標本化周期
に対して、ｑ（ｋ）＝δ（ｋ）−δ（ｋ−１）、但しδ
（ｋ）はクロネッカのデルタ関数、として書くことがで
きる。検波前フィルタが、２次の低域通過特性を有する
ならば、検波前フィルタの離散時間のインパルス応答
は、下記のように書くことができる。

【００５０】 Ｗ（ｋ）＝γ（１−α）^k ＋（１−γ）（１−β）^k （１０） （１０）式のα及びβは、２次の低域通過フィルタの２
つの時定数の測定値で、γは、０よりも大きくかつ１よ
りも小さい定数である。ことのき、チャネルと検波前フ
ィルタとの合成の離散時間のインパルス応答は、次式の
ように見いだされる。

【００５１】 ｑ''（ｋ）＝｛γ（１−α）^k ＋（１−γ）（１−β）^k ｝・Ｕ（ｋ） −｛γ（１−α）^k-1 ＋（１−γ）（１−β）^k-1 ｝・Ｕ（ｋ−１） （１１） （１１）式によるインパルス応答から、ｋ＞０に対する
全ての値は、フィードバック手段と検波前フィルタとの
合成によって除去されることになる。このとき、この合
成のインパルス応答は、次式に等しくなる。

【００５２】 ｈ''（ｋ）＝｛γ（１−α）^k ＋（１−γ）（１−β）^k −γ（１−α）^k-1 −（１−γ）（１−β）^k-1 ｝・Ｕ（ｋ−１） （１２） （１２）式は、また次のようにも書ける。 ｈ''（ｋ）＝−γ・α（１−α）^k-1 ・Ｕ（ｋ−１） −（１−γ）・β（１−β）^k-1 ・Ｕ（ｋ−１） （１３） もし、２次の低域通過フィルタが、αで決まる時定数を
有する第１の低域通過フィルタとβで決まる時定数を有
する第２の低域通過フィルタからなる並列回路によって
実現されるならば、そのインパルス応答は２つのフィー
ドバックフィルタを用いて（１３）式によって実現でき
る。この場合、第１のフィードバックフィルタの出力信
号は、第１の低域通過フィルタの入力信号から引算さ
れ、第２のフィードバックフィルタの出力信号は、第２
の低域通過フィルタの入力信号から引算される。このと
き、第１のフィードバックフィルタのインパルス応答
は、α・δ（ｋ−１）に等しくなり、第２のフィードバ
ックフィルタのインパルス応答は、β・δ（ｋ−１）に
等しくなる。

【００５３】検波前副フィルタ１０及び４０とフィード
バックフィルタの両方ともデジタルフィルタで構成され
ている場合、α、β、及びγの値は固定値に設定でき
る。検波前副フィルタ１０及び４０がアナログフィルタ
として構成されている場合、そのアナログ検波前副フィ
ルタ１０及び４０のα及びβの値を不正確性を補償でき
るような適応フィルタとして、フィードバックフィルタ
を構成する必要がある。そのとき、検波前副フィルタ１
０はかなり小さい時定数を有しており、また検波前副フ
ィルタ４０はかなり大きい時定数を有すると推定され
る。

【００５４】フィードバックフィルタがα及びβの実際
の値へ適応化するために、差の信号ｅ（ｋ）が決定さ
れ、それは再構成された検波用信号と実際の検波用信号
との差を表す。乗算回路２８によって、シンボル値

【００５５】

【外５】

【００５６】と差の信号ｅ（ｋ）との間の相関値が決定
される。もし第１のフィードバック信号が正しいなら
ば、この相関値は零に等しい。もし、相関値が零と異な
るならば、この誤差は積分器２０によって積分され、従
って第１のフィードバック信号の振幅は正しい方向に適
応化される。乗算回路３０によって、シンボル値

【００５７】

【外６】

【００５８】と差の信号ｅ（ｋ）との間の相関値が決定
される。この相関値は、第２のフィードバック信号の振
幅が正しければ零に等しい。もし、この相関値が零と異
なるならば、この誤差は積分器３４によって積分され、
従って第２のフィードバック信号の振幅は、正しい方向
に適応化される。検波前フィルタ４０はかなり大きい時
定数を有しているので、シンボル

【００５９】

【外７】

【００６０】の差の信号ｅ（ｋ）への寄与は、主に第２
のフィードバック信号の振幅の偏位によって決定され
る。差の信号ｅ（ｋ）とシンボル値

【００６１】

【外８】

【００６２】との間の相関値を決定し、該相関値に応答
して積分器３４によって第２のフィードバック信号の振
幅を適応化することによって、フィードバック信号の振
幅の正しい値が、第１のフィードバック信号によってそ
の計算が妨害されることなく得られる。第２のフィード
バック信号もまた、第１のフィードバック信号の振幅の
計算に影響を与えない。ただしこの場合、２つのフィル
タの時定数は十分に離れていることが条件である。乗算
回路１７及び２６、減算回路１８、並びに積分器２４に
よって形成される制御システムによって、再構成された
検波用信号の平均振幅が検波用信号の平均振幅に等しく
なり続ける。この制御回路は、図７で示した受信機の制
御と同一である。

【００６３】図７及び図８に示された受信機では、検波
前フィルタは、適応的に構成されていない。チャネルの
雑音成分および／又は伝達関数の特性に受信機を適応さ
せるために、検波前フィルタを適応的に構成することは
可能であることは言うまでもない。この適応化は、例え
ば、ＬＭＳ評価基準或いは所謂零フォーシング評価基準
に基づくことができる。この適応化の実施は、差の信号
ｅ（ｋ）に基づく。

【００６４】この受信機は完全にハードウェアにて実施
可能であるが、代替的に受信機の全体或いは一部を信号
プロセッサで実現することができる。この場合、信号プ
ロセッサは、適切なソフトウェアで制御される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる伝送システムを示す図である。

【図２】デジタル周波数変調を用いた本発明に係わる伝
送システムを示す図である。

【図３】受信機の入力における１つの受信パルスの検波
用信号への寄与の様子を示す図である。

【図４】図３で示されたパルスによって生成した検波器
の出力信号を示す図である。

【図５】図４で示された検波器の出力シンボルの低域通
過フィルタの出力信号への寄与の様子を示す図である。

【図６】最終的な検波用信号を示す図である。

【図７】図１に示された伝送システムで使用される受信
機の実施例を示す図である。

【図８】図１に示された伝送システムで使用される受信
機の他の実施例を示す図である。

【符号の説明】

２ 送信機 ４ チャネル ６ 受信機 ８ 減算回路 ９ 決定手段 １０ 検波前フィルタ １２ 検波器 １４ フィードバックフィルタ １５、１７、１９、２１ 乗算回路 １６ 反転積分器 １８、２５ 減算回路 ２０ 積分器 ２２、２３ 遅延素子 ２４ 反転積分器 ２６、２８、３０、３６、３８ 乗算回路 ２７ 遅延素子 ３２ 遅延素子 ３４ 積分器 ４０ 検波前フィルタ ４２ 加算回路 ４４ 減算回路 ５０ 送信フィルタ ５２ ＦＭ変調器 ５４ 帯域通過フィルタ ５６ ＦＭ復調器 ５８ 減算回路 ６０ 低域通過フィルタ ６２ 検波器 ６６ 乗算回路

フロントページの続き (72)発明者 ロベルト ヨハネス スルイテル オランダ国 5621 ビーエー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 ヨハネス ヴィルヘルムス マリア ベル グマン オランダ国 5621 ビーエー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デジタルシンボルを表す信号をチャネル
   へ供給する送信機と、前記チャネルからの出力信号を受
   信する受信機とよりなり、前記受信機は、前記受信機の
   入力信号から得られた補助信号とフィードバック信号と
   の合成から検波用信号を決定する決定手段と、前記検波
   用信号から検波されたシンボル値を決定する検波器と、
   前記検波されたシンボル値から前記フィードバック信号
   を決定するフィードバック手段とよりなる伝送システム
   であって、 前記検波用信号を決定する決定手段は、前記補助信号と
   前記フィードバック信号との合成から検波用信号を抽出
   する検波前フィルタを含むことを特徴とする伝送システ
   ム。
2. 【請求項２】 前記検波前フィルタは、アナログフィル
   タよりなることを特徴とする請求項１記載の伝送システ
   ム。
3. 【請求項３】 前記検波前フィルタは、固定伝達関数を
   有するフィルタよりなることを特徴とする請求項１又は
   ２記載の伝送システム。
4. 【請求項４】 前記フィードバック手段は、フィードバ
   ックフィルタを含むことを特徴とする請求項１乃至３の
   うちいずれか１項記載の伝送システム。
5. 【請求項５】 前記フィードバックフィルタは、適応フ
   ィルタよりなることを特徴とする請求項４記載の伝送シ
   ステム。
6. 【請求項６】 前記フィードバック手段は、少なくとも
   ２つのフィードバック信号を供給するように構成され、 前記検波用信号を決定する決定手段は、少なくとも２つ
   の並列なブランチを含み該ブランチの各々が前記補助信
   号を前記フィードバック信号のうちの１つと合成するよ
   うに構成され、 前記ブランチの各々は、前記補助信号と関連する前記フ
   ィードバック信号との合成物をろ波する検波前副フィル
   タを含み、 前記検波用信号を決定する決定手段は、前記ブランチの
   出力信号を前記検波用信号に合成する合成手段を含むこ
   とを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか１項記載
   の伝送システム。
7. 【請求項７】 チャネルからデジタルシンボルを表す信
   号を受信するための受信機であって、 前記受信機の入力信号から抽出された補助信号とフィー
   ドバック信号との合成から検波用信号を決定する決定手
   段と、 前記検波用信号から検波されたシンボル値を決定する検
   波器と、 前記検波されたシンボル値から前記フィードバック信号
   を決定するフィードバック手段とよりなり、 前記検波用信号を決定する決定手段は、前記補助信号と
   前記フィードバック信号との合成物をろ波する検波前フ
   ィルタを含むことを特徴とする受信機。
8. 【請求項８】 前記検波前フィルタは、アナログフィル
   タよりなることを特徴とする請求項７記載の受信機。