JPH07184396A - パルスモータの駆動装置 - Google Patents
パルスモータの駆動装置Info
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- JPH07184396A JPH07184396A JP5326474A JP32647493A JPH07184396A JP H07184396 A JPH07184396 A JP H07184396A JP 5326474 A JP5326474 A JP 5326474A JP 32647493 A JP32647493 A JP 32647493A JP H07184396 A JPH07184396 A JP H07184396A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
- H02P8/18—Shaping of pulses, e.g. to reduce torque ripple
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C22/00—Measuring distance traversed on the ground by vehicles, persons, animals or other moving solid bodies, e.g. using odometers, using pedometers
- G01C22/02—Measuring distance traversed on the ground by vehicles, persons, animals or other moving solid bodies, e.g. using odometers, using pedometers by conversion into electric waveforms and subsequent integration, e.g. using tachometer generator
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/32—Reducing overshoot or oscillation, e.g. damping
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 相間コンデンサを設けることなく、作動時の
異音発生を効果的に防止できる。 【構成】 車速の高低により変化する車速センサ４６か
らの入力信号に応じた電圧が所定の電圧ＶA と比較し高
いか若しくは低いかを判断して、それぞれの条件に応じ
て異なる信号を出力する（設定電圧ＶA を備えた）コン
パレータ５２を有する。そして、低い電圧に応じて出力
されるコンパレータ５２からの信号によりパルスモータ
の各相コイル１Ａ〜１Ｄへの励磁電流を段階的に増加せ
しめてパルスモータを段階的に駆動する第１の駆動手段
を有する。さらに、高い電圧に応じて出力されるコンパ
レータ５２からの信号によりパルスモータを１段階で駆
動せしめる第２の駆動手段を有する。
異音発生を効果的に防止できる。 【構成】 車速の高低により変化する車速センサ４６か
らの入力信号に応じた電圧が所定の電圧ＶA と比較し高
いか若しくは低いかを判断して、それぞれの条件に応じ
て異なる信号を出力する（設定電圧ＶA を備えた）コン
パレータ５２を有する。そして、低い電圧に応じて出力
されるコンパレータ５２からの信号によりパルスモータ
の各相コイル１Ａ〜１Ｄへの励磁電流を段階的に増加せ
しめてパルスモータを段階的に駆動する第１の駆動手段
を有する。さらに、高い電圧に応じて出力されるコンパ
レータ５２からの信号によりパルスモータを１段階で駆
動せしめる第２の駆動手段を有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はパルスモータの駆動装置
に関し、特にパルスモータにより駆動される後段ギヤ部
等における異音の発生を効果的に防止できる駆動装置に
関する。
に関し、特にパルスモータにより駆動される後段ギヤ部
等における異音の発生を効果的に防止できる駆動装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】パルスモータはオープンループ制御が可
能な簡易な位置決めモータとして、従来機械的に行われ
ていた車両各部の機器類の操作に使用されている。例え
ば実開平２−８０８７２号公報では、パルスモータを車
両の積算計に使用した例が示されており、モータ出力軸
に設けた回転ギヤを伝達ギヤに噛合せしめて駆動力の伝
達を行っている。
能な簡易な位置決めモータとして、従来機械的に行われ
ていた車両各部の機器類の操作に使用されている。例え
ば実開平２−８０８７２号公報では、パルスモータを車
両の積算計に使用した例が示されており、モータ出力軸
に設けた回転ギヤを伝達ギヤに噛合せしめて駆動力の伝
達を行っている。
【０００３】かかる使用において、パルスモータは励磁
パルスの入力時にステップ的に急速回転するため、ギヤ
のバックラッシュ等による異音が発生することがある。
そこで、従来はパルスモータの相コイル間に相間コンデ
ンサを設けて励磁電流の立ち上がりを緩慢なものにし、
モータの急回転を防止している。
パルスの入力時にステップ的に急速回転するため、ギヤ
のバックラッシュ等による異音が発生することがある。
そこで、従来はパルスモータの相コイル間に相間コンデ
ンサを設けて励磁電流の立ち上がりを緩慢なものにし、
モータの急回転を防止している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、相コイルの抵
抗値は一般に小さいため、充分な遅延効果を得るにはコ
ンデンサの容量を大きくする必要があり、相間コンデン
サの設置スペースの確保が問題となっている。そこで本
発明はかかる課題を解決するもので、相間コンデンサを
設けることなく、作動時の異音発生を効果的に防止でき
るパルスモータの駆動装置を提供することを目的とす
る。
抗値は一般に小さいため、充分な遅延効果を得るにはコ
ンデンサの容量を大きくする必要があり、相間コンデン
サの設置スペースの確保が問題となっている。そこで本
発明はかかる課題を解決するもので、相間コンデンサを
設けることなく、作動時の異音発生を効果的に防止でき
るパルスモータの駆動装置を提供することを目的とす
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の構成を説明する
と、請求項１において、入力信号に応じた電圧が所定の
電圧より高いか若しくは低いかを比較判断してそれぞれ
に応じて異なる信号を出力する手段と、前記低い電圧に
応じて出力される前記比較手段からの信号によりパルス
モータを段階的に駆動せしめる第１の駆動手段と、前記
高い電圧に応じて出力される前記比較手段からの信号に
より前記パルスモーを１段階で駆動せしめる第２の駆動
手段とを備えるという技術的手段を採用するものであ
る。
と、請求項１において、入力信号に応じた電圧が所定の
電圧より高いか若しくは低いかを比較判断してそれぞれ
に応じて異なる信号を出力する手段と、前記低い電圧に
応じて出力される前記比較手段からの信号によりパルス
モータを段階的に駆動せしめる第１の駆動手段と、前記
高い電圧に応じて出力される前記比較手段からの信号に
より前記パルスモーを１段階で駆動せしめる第２の駆動
手段とを備えるという技術的手段を採用するものであ
る。
【０００６】また、請求項２において、所定の導通抵抗
を有する複数のスイッチング手段をパルスモータの各相
コイルにそれぞれ接続し、入力信号に応じて前記各スイ
ッチング手段を順次導通作動せしめ前記各相コイルへ励
時信号を入力するスイッチング制御手段を接続したパル
スモータの駆動装置であって、前記入力信号に応じた電
圧が変化し所定の電圧以上になると前記各スイッチング
手段の順次導通作動をキャンセルせしめる信号を出力す
るキャンセル信号出力手段と、該キャンセル信号出力手
段からの信号により前記順次導通作動をキャンセルし所
望の励磁信号を少なくとも前記各相コイルのいずれか１
つに入力する切替え手段とを接続することを特徴とす
る。
を有する複数のスイッチング手段をパルスモータの各相
コイルにそれぞれ接続し、入力信号に応じて前記各スイ
ッチング手段を順次導通作動せしめ前記各相コイルへ励
時信号を入力するスイッチング制御手段を接続したパル
スモータの駆動装置であって、前記入力信号に応じた電
圧が変化し所定の電圧以上になると前記各スイッチング
手段の順次導通作動をキャンセルせしめる信号を出力す
るキャンセル信号出力手段と、該キャンセル信号出力手
段からの信号により前記順次導通作動をキャンセルし所
望の励磁信号を少なくとも前記各相コイルのいずれか１
つに入力する切替え手段とを接続することを特徴とす
る。
【０００７】
【作用】本発明によれば、入力信号に応じた電圧が増加
し、この電圧が所定の電圧に比して低い場合は第１の駆
動手段によってパルスモータを段階的に駆動せしめる信
号が出力され、ー方、高い場合は第２の駆動手段によっ
てパルスモータを１段階で駆動せしめる信号が出力され
る。これにより、パルスモータの急回転が効果的に抑え
られ、よって異音の発生が防止される。
し、この電圧が所定の電圧に比して低い場合は第１の駆
動手段によってパルスモータを段階的に駆動せしめる信
号が出力され、ー方、高い場合は第２の駆動手段によっ
てパルスモータを１段階で駆動せしめる信号が出力され
る。これにより、パルスモータの急回転が効果的に抑え
られ、よって異音の発生が防止される。
【０００８】相間コンデンサを使用することなく電気回
路により実現されるから、大きな設置スペースの確保は
不要である。
路により実現されるから、大きな設置スペースの確保は
不要である。
【０００９】
（第１実施例）以下、本発明の第１実施例を図に従って
説明する。図１は本第１実施例の駆動装置の全体回路図
であり、以下に説明する抵抗３４、３５を有するスイッ
チング手段３１、３２、３３とスイッチング制御手段２
Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄとをパルスモータ（図示せず）を
段階的に駆動する第１の駆動手段とするものである。
説明する。図１は本第１実施例の駆動装置の全体回路図
であり、以下に説明する抵抗３４、３５を有するスイッ
チング手段３１、３２、３３とスイッチング制御手段２
Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄとをパルスモータ（図示せず）を
段階的に駆動する第１の駆動手段とするものである。
【００１０】図１において、パルスモータは４つの相コ
イル１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄを有し、各相コイル１Ａ〜
１Ｄの一端は共通の電源Ｖｃｃに接続され、他端はそれ
ぞれ同一構成のトランジスタ群３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ
を介してアースされている。各トランジスタ群３Ａ〜３
Ｄは３つのトランジスタ３１、３２、３３を有し、トラ
ンジスタ３１、３２には抵抗３４、３５がそれぞれ直列
に接続されて、これらをトランジスタ３３と共に互いに
並列に接続したものを、各相コイル１Ａ〜１Ｄの他端に
接続してある。
イル１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄを有し、各相コイル１Ａ〜
１Ｄの一端は共通の電源Ｖｃｃに接続され、他端はそれ
ぞれ同一構成のトランジスタ群３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ
を介してアースされている。各トランジスタ群３Ａ〜３
Ｄは３つのトランジスタ３１、３２、３３を有し、トラ
ンジスタ３１、３２には抵抗３４、３５がそれぞれ直列
に接続されて、これらをトランジスタ３３と共に互いに
並列に接続したものを、各相コイル１Ａ〜１Ｄの他端に
接続してある。
【００１１】各トランジスタ群３Ａ〜３Ｄはスイッチン
グ制御回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄにより作動せしめら
れる。各制御回路２Ａ〜２Ｄは同一構成で、直列接続さ
れた３つのフリップフロップ（ＦＦ）２１、２２、２
３、ＮＡＮＤゲート２４、インバータ２５およびＮＯＲ
ゲート２６より構成されている。ゲート２４にはＦＦ２
１、２３の出力信号２１ａ、２３ａが入力し、その出力
はトランジスタ３１のベースに入力している。インバー
タ２５にはＦＦ２２の出力信号２２ａが入力し、その出
力はトランジスタ３２のベースに入力している。また、
ゲート２６にはＦＦ２１、２３の出力信号２１ａ、２３
ａが入力し、その出力はトランジスタ３３のベースに入
力している。
グ制御回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄにより作動せしめら
れる。各制御回路２Ａ〜２Ｄは同一構成で、直列接続さ
れた３つのフリップフロップ（ＦＦ）２１、２２、２
３、ＮＡＮＤゲート２４、インバータ２５およびＮＯＲ
ゲート２６より構成されている。ゲート２４にはＦＦ２
１、２３の出力信号２１ａ、２３ａが入力し、その出力
はトランジスタ３１のベースに入力している。インバー
タ２５にはＦＦ２２の出力信号２２ａが入力し、その出
力はトランジスタ３２のベースに入力している。また、
ゲート２６にはＦＦ２１、２３の出力信号２１ａ、２３
ａが入力し、その出力はトランジスタ３３のベースに入
力している。
【００１２】スイッチング制御回路２Ａ〜２Ｄの各ＦＦ
２１、２２、２３のＣＬ端子には、発振回路５からのク
ロックパルス５ａが入力しており、このクロックパルス
５ａの立ち下がりに周期して各ＦＦ２１、２２、２３の
Ｄ端子に入力する信号がＱ端子に出力される。各スイッ
チング制御回路２Ａ〜２Ｄの初段のＦＦ２１には、その
Ｄ端子にトランジスタ４１、４２、４３、４４からの
「Ｌ」レベルの励磁信号４１ａ、４２ａ、４３ａ、４４
ａが入力しており、これら励磁信号４１ａ〜４４ａは、
公知の構成を有する４相１−２相励磁回路４の出力に応
じて、各相コイル１Ａ〜１Ｄを励磁すべく出力される。
２１、２２、２３のＣＬ端子には、発振回路５からのク
ロックパルス５ａが入力しており、このクロックパルス
５ａの立ち下がりに周期して各ＦＦ２１、２２、２３の
Ｄ端子に入力する信号がＱ端子に出力される。各スイッ
チング制御回路２Ａ〜２Ｄの初段のＦＦ２１には、その
Ｄ端子にトランジスタ４１、４２、４３、４４からの
「Ｌ」レベルの励磁信号４１ａ、４２ａ、４３ａ、４４
ａが入力しており、これら励磁信号４１ａ〜４４ａは、
公知の構成を有する４相１−２相励磁回路４の出力に応
じて、各相コイル１Ａ〜１Ｄを励磁すべく出力される。
【００１３】上記構成の駆動装置で相コイル１Ａを励磁
する場合の作動を、図２のタイムチートで説明する。励
磁信号４１ａが「Ｌ」レベルになると、各ＦＦ２１〜２
３の出力はクロックパルス５ａの立ち下がり毎に順次
「Ｌ」レベルになる。しかして、ＮＡＮＤゲート２４の
出力を受けるトランジスタ３１は上記クロックパルス５
ａの最初の立ち下がりで導通作動し、抵抗３４の抵抗値
と相コイル１Ａの抵抗値で決まる励磁電流Ｉ１が相コイ
ル１Ａに供給される。
する場合の作動を、図２のタイムチートで説明する。励
磁信号４１ａが「Ｌ」レベルになると、各ＦＦ２１〜２
３の出力はクロックパルス５ａの立ち下がり毎に順次
「Ｌ」レベルになる。しかして、ＮＡＮＤゲート２４の
出力を受けるトランジスタ３１は上記クロックパルス５
ａの最初の立ち下がりで導通作動し、抵抗３４の抵抗値
と相コイル１Ａの抵抗値で決まる励磁電流Ｉ１が相コイ
ル１Ａに供給される。
【００１４】インバータ２５の出力を受けるトランジス
タ３２はクロックパルス５ａの次の立ち下がりで導通作
動し、これにより、抵抗３４、３５の並列抵抗値と相コ
イル１Ａの抵抗値で決まる、より大きな励磁電流Ｉ２が
相コイル１Ａに供給される。ＮＯＲゲート２６の出力を
受けるトランジスタ３３は、クロックパルス５ａのさら
に次の立ち下がりで導通作動し、相コイル１Ａには抵抗
を介することなく直接大きな励磁電流Ｉ３が供給され
る。
タ３２はクロックパルス５ａの次の立ち下がりで導通作
動し、これにより、抵抗３４、３５の並列抵抗値と相コ
イル１Ａの抵抗値で決まる、より大きな励磁電流Ｉ２が
相コイル１Ａに供給される。ＮＯＲゲート２６の出力を
受けるトランジスタ３３は、クロックパルス５ａのさら
に次の立ち下がりで導通作動し、相コイル１Ａには抵抗
を介することなく直接大きな励磁電流Ｉ３が供給され
る。
【００１５】かくして、相コイル１Ａへの励磁電流の供
給は段階的に時間をおいてなされ、パルスモータの急回
転が防止される。上記構成においては、励磁信号４１ａ
解消時に、トランジスタは３３より３１へ順次非導通と
なり、これに応じて相コイル１Ａへの励磁電流の供給停
止も段階的になされる。これによってもパルスモータの
急回転が有効に防止される。
給は段階的に時間をおいてなされ、パルスモータの急回
転が防止される。上記構成においては、励磁信号４１ａ
解消時に、トランジスタは３３より３１へ順次非導通と
なり、これに応じて相コイル１Ａへの励磁電流の供給停
止も段階的になされる。これによってもパルスモータの
急回転が有効に防止される。
【００１６】上記第１実施例において、トランジスタ群
３Ａ〜３Ｄのトランジスタおよびこれに対応するスイッ
チング制御回路２Ａ〜２ＤのＦＦを増設し、クロックパ
ルスの周期を適当に設定すれば、相コイル１Ａ〜１Ｄへ
の励磁電流の増減の程度をより細かく自由に設定するこ
とが可能となる。また、励磁回路４は上記第１実施例の
ものに限られず、４相２相励磁、２相２相励磁等、他の
励磁方式のものが使用できる。
３Ａ〜３Ｄのトランジスタおよびこれに対応するスイッ
チング制御回路２Ａ〜２ＤのＦＦを増設し、クロックパ
ルスの周期を適当に設定すれば、相コイル１Ａ〜１Ｄへ
の励磁電流の増減の程度をより細かく自由に設定するこ
とが可能となる。また、励磁回路４は上記第１実施例の
ものに限られず、４相２相励磁、２相２相励磁等、他の
励磁方式のものが使用できる。
【００１７】（第２実施例）以上詳述した第１実施例の
パルスモータの駆動装置では、パルスモータの駆動波形
を数段階に上昇させてパルスモータ作動時の段階ギヤ部
等での異音発生を効果的に防止することができた。とこ
ろで、半導体技術の進歩に伴い装置の小型化が重要とさ
れる昨今において、さらに本発明者らは鋭意試作検討を
試みたところ、上記パルスモータの駆動回路の異音発生
を効果的に防止しつつさらに小型化することを可能とし
た。そこで、このパルスモータの駆動装置を第２実施例
として以下図に従って説明する。
パルスモータの駆動装置では、パルスモータの駆動波形
を数段階に上昇させてパルスモータ作動時の段階ギヤ部
等での異音発生を効果的に防止することができた。とこ
ろで、半導体技術の進歩に伴い装置の小型化が重要とさ
れる昨今において、さらに本発明者らは鋭意試作検討を
試みたところ、上記パルスモータの駆動回路の異音発生
を効果的に防止しつつさらに小型化することを可能とし
た。そこで、このパルスモータの駆動装置を第２実施例
として以下図に従って説明する。
【００１８】なお、前記第１実施例と共通の構成および
作動について、特に前述した第１の駆動手段についての
詳細説明は簡略化する。また、同ー構成については同ー
の符号を付して表す。図３は本第２実施例の駆動装置の
全体ブロック図であり、以下に説明する所定のしきい値
電圧ＶA を有するコンパレータ５２と論理回路５３とを
パルスモータ（図示せず）を１段階に駆動する第２の駆
動手段とするものである。そして、このようなブロック
図で車両用積算計のＩＣ４５は構成されている。
作動について、特に前述した第１の駆動手段についての
詳細説明は簡略化する。また、同ー構成については同ー
の符号を付して表す。図３は本第２実施例の駆動装置の
全体ブロック図であり、以下に説明する所定のしきい値
電圧ＶA を有するコンパレータ５２と論理回路５３とを
パルスモータ（図示せず）を１段階に駆動する第２の駆
動手段とするものである。そして、このようなブロック
図で車両用積算計のＩＣ４５は構成されている。
【００１９】図３において、車速に応じて発生する車速
センサ４６からの信号が波形整形回路４７に入力され
る。ここで先ず、波形整形回路４７は入力信号のノイズ
の多い信号を波形整形した方形波として分周回路４８へ
送り、最後段の積算計５０を作動させるパルスモータを
駆動するために分周する。そして、分周された信号は後
段の３段ステップ出力回路４９Ａ、４９Ｂ、４９Ｃ、４
９Ｄへ送られ、第１実施例に示した４相１−２相励磁回
路４および発振回路５のクロックパルスの出力に応じた
図２のような波形として、各相コイル１Ａ、１Ｂ、１
Ｃ、１Ｄに順次励磁電流が供給される。
センサ４６からの信号が波形整形回路４７に入力され
る。ここで先ず、波形整形回路４７は入力信号のノイズ
の多い信号を波形整形した方形波として分周回路４８へ
送り、最後段の積算計５０を作動させるパルスモータを
駆動するために分周する。そして、分周された信号は後
段の３段ステップ出力回路４９Ａ、４９Ｂ、４９Ｃ、４
９Ｄへ送られ、第１実施例に示した４相１−２相励磁回
路４および発振回路５のクロックパルスの出力に応じた
図２のような波形として、各相コイル１Ａ、１Ｂ、１
Ｃ、１Ｄに順次励磁電流が供給される。
【００２０】ー方、波形整形回路４７により波形整形さ
れた方形波の周波数は、通常利用される周波数−電圧変
換回路５１（以下、ｆ／ｖ回路と呼ぶ）により電圧に変
換され、後段の３段ステップ出力キャンセル用のキャン
セル信号出力手段としてのコンパレータ５２に送られ
る。コンパレータ５２には車速に応じたキャンセル用の
所定のしきい値電圧ＶA を介してグランド端子ＧＮＤが
接続される。そして、ｆ／ｖ回路５１から出力された電
圧は車速に比例して変化し、ー定の車速の信号電圧ＶA
以上になると初めてコンパレータ５２によって端子に
３段ステップキャンセル信号が出力される。最後に、さ
らに後段の３段ステップ出力回路４９Ａ〜４９Ｄによ
り、３段ステップキャンセル信号を３段ステップから１
段ステップに切替えた出力信号としている。
れた方形波の周波数は、通常利用される周波数−電圧変
換回路５１（以下、ｆ／ｖ回路と呼ぶ）により電圧に変
換され、後段の３段ステップ出力キャンセル用のキャン
セル信号出力手段としてのコンパレータ５２に送られ
る。コンパレータ５２には車速に応じたキャンセル用の
所定のしきい値電圧ＶA を介してグランド端子ＧＮＤが
接続される。そして、ｆ／ｖ回路５１から出力された電
圧は車速に比例して変化し、ー定の車速の信号電圧ＶA
以上になると初めてコンパレータ５２によって端子に
３段ステップキャンセル信号が出力される。最後に、さ
らに後段の３段ステップ出力回路４９Ａ〜４９Ｄによ
り、３段ステップキャンセル信号を３段ステップから１
段ステップに切替えた出力信号としている。
【００２１】図４は、切替え手段としての論理回路５３
を構成する３段ステップ出力回路４９Ｄのー例であり、
他の３段ステップ出力回路４９Ａ〜４９Ｃは同様の回路
を構成する。図において、分周回路４８からの端子へ
の分周信号は、第１実施例と同様な処理が行われて３段
ステップ出力波形としてトランジスタ３１、３２、３３
に出力される。これに対して、コンパレータ５２からの
３段ステップキャンセル信号が「Ｌ」レベルから「Ｈ」
レベルに切替わり端子へ入力されることにより、後段
の論理回路５３でトランジスタ３１、３２はＯＦＦ固定
状態となり、トランジスタ３３のみが出力される端子
信号の反転信号となる。こうして相コイル１Ｄにのみ励
磁信号が入力され、パルスモータは回転して車両の走行
距離を積算する。
を構成する３段ステップ出力回路４９Ｄのー例であり、
他の３段ステップ出力回路４９Ａ〜４９Ｃは同様の回路
を構成する。図において、分周回路４８からの端子へ
の分周信号は、第１実施例と同様な処理が行われて３段
ステップ出力波形としてトランジスタ３１、３２、３３
に出力される。これに対して、コンパレータ５２からの
３段ステップキャンセル信号が「Ｌ」レベルから「Ｈ」
レベルに切替わり端子へ入力されることにより、後段
の論理回路５３でトランジスタ３１、３２はＯＦＦ固定
状態となり、トランジスタ３３のみが出力される端子
信号の反転信号となる。こうして相コイル１Ｄにのみ励
磁信号が入力され、パルスモータは回転して車両の走行
距離を積算する。
【００２２】このような回路構成の信号タイムチャート
を図５に示す。図５において、は分周回路４８から出
力される分周信号波形、はコンパレータ５２から出力
される３段ステップキャンセル信号波形、は３段ステ
ップ出力信号波形（出力トランジスタ３１、３２、３３
の信号波形）である。波形整形された車速センサ４６か
らの信号は車速の変化に比例し、車速が増加するとｆ／
ｖ回路５１において変換される出力電圧も比例して増加
する。このとき、信号切替え時間ｔが経過して予め設定
した所定のしきい値電圧ＶA を越えると、初めてコンパ
レータ５２は３段ステップキャンセル用の電圧を出力
し、信号波形のように反転した状態になる。即ち、し
きい値電圧ＶA を境に車速の低いときは５４の状態とな
るので、信号波形はステップ時間△ｔを有する３段ス
テップ波形５６となる。これに対して、車速の高いとき
は５５の状態となるので、信号波形はトランジスタ３
３のみの波形として１段ステップ波形５７に切替わる。
を図５に示す。図５において、は分周回路４８から出
力される分周信号波形、はコンパレータ５２から出力
される３段ステップキャンセル信号波形、は３段ステ
ップ出力信号波形（出力トランジスタ３１、３２、３３
の信号波形）である。波形整形された車速センサ４６か
らの信号は車速の変化に比例し、車速が増加するとｆ／
ｖ回路５１において変換される出力電圧も比例して増加
する。このとき、信号切替え時間ｔが経過して予め設定
した所定のしきい値電圧ＶA を越えると、初めてコンパ
レータ５２は３段ステップキャンセル用の電圧を出力
し、信号波形のように反転した状態になる。即ち、し
きい値電圧ＶA を境に車速の低いときは５４の状態とな
るので、信号波形はステップ時間△ｔを有する３段ス
テップ波形５６となる。これに対して、車速の高いとき
は５５の状態となるので、信号波形はトランジスタ３
３のみの波形として１段ステップ波形５７に切替わる。
【００２３】以上のような回路構成のパルスモータの駆
動装置を使用する場合、通常、後述する車速が早い領域
では、パルスモータの異音よりメカニカルノイズが大き
いため、しきい値電圧ＶA を越えた後の出力信号を１段
ステップ波形５７としても全く問題ない。さらに、１段
ステップ波形５７ではトランジスタ３３のみの飽和領域
を使用するので３段ステップに比して電力損失が小さく
て済む。よって、異音を効果的に防止する必要のある車
速の低い領域においては電力損失の大きい３段ステップ
波形５６とし、異音防止の必要のない車速の早い領域に
おいては３段ステップ波形５６をキャンセルした電力損
失の小さい１段ステップ波形５７として、総合的に電力
損失を低減している。電力損失を低減することで許容損
失が小さくなるので、その分装置全体のパッケージが小
型化することとなる。
動装置を使用する場合、通常、後述する車速が早い領域
では、パルスモータの異音よりメカニカルノイズが大き
いため、しきい値電圧ＶA を越えた後の出力信号を１段
ステップ波形５７としても全く問題ない。さらに、１段
ステップ波形５７ではトランジスタ３３のみの飽和領域
を使用するので３段ステップに比して電力損失が小さく
て済む。よって、異音を効果的に防止する必要のある車
速の低い領域においては電力損失の大きい３段ステップ
波形５６とし、異音防止の必要のない車速の早い領域に
おいては３段ステップ波形５６をキャンセルした電力損
失の小さい１段ステップ波形５７として、総合的に電力
損失を低減している。電力損失を低減することで許容損
失が小さくなるので、その分装置全体のパッケージが小
型化することとなる。
【００２４】次に、本発明者らは上記の電力損失につい
て考察したので、以下説明する。先ず、車両用積算計の
ＩＣ４５の消費電力と車速の関係を図６に示す。図６は
横軸に車速、縦軸に消費電力を示す消費電力−車速特性
であり、通常、車速が上がると消費電力Ｐは比例して上
がる。車速が低速から上がり始めＡに達すると、出力形
式を３段ステップから１段ステップに変更するので消費
電力Ｐは車速に関係なく小さい値Ｐｂでー定となる。即
ち、３段ステップはトランジスタ３１、３２、抵抗３
４、３５の消費する電力Ｐａが比例して増加するのに対
して、１段ステップはトランジスタ３３の消費電力Ｐｂ
だけで決まり、車速が早く変化した場合も出力トランジ
スタのＯＮ／ＯＦＦ比はー定となる。従って、消費電力
Ｐもー定となることになる。
て考察したので、以下説明する。先ず、車両用積算計の
ＩＣ４５の消費電力と車速の関係を図６に示す。図６は
横軸に車速、縦軸に消費電力を示す消費電力−車速特性
であり、通常、車速が上がると消費電力Ｐは比例して上
がる。車速が低速から上がり始めＡに達すると、出力形
式を３段ステップから１段ステップに変更するので消費
電力Ｐは車速に関係なく小さい値Ｐｂでー定となる。即
ち、３段ステップはトランジスタ３１、３２、抵抗３
４、３５の消費する電力Ｐａが比例して増加するのに対
して、１段ステップはトランジスタ３３の消費電力Ｐｂ
だけで決まり、車速が早く変化した場合も出力トランジ
スタのＯＮ／ＯＦＦ比はー定となる。従って、消費電力
Ｐもー定となることになる。
【００２５】次に、実際に測定し、数式１および数式２
により算出した消費電力を以下に述べる。３段ステップ
時の出力トランジスタの消費電力Ｐａは、
により算出した消費電力を以下に述べる。３段ステップ
時の出力トランジスタの消費電力Ｐａは、
【００２６】
【数１】Ｐａ＝Ｄ・ＶCESAT ・Ｉ＋ｆ・△Ｐ Ｄ：出力トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ比 ＶCESAT：出力トランジスタの飽和領域 Ｉ：トランジスタに流れる電流 △Ｐ：３段ステップの１回当たりのパワー ｆ：車速に応じた△Ｐの数 となり、１段ステップ時の出力トランジスタの消費電力
Ｐｂは、
Ｐｂは、
【００２７】
【数２】Ｐｂ＝Ｄ・ＶCESAT ・Ｉ となる。車両用積算計のＩＣ４５の保証温度Ｔａは１０
５℃（ｍａｘ）である。図示しないシリコン半導体（以
下、チップと呼ぶ）の動作保証温度Ｔｊは一般に１５０
℃（ｍａｘ）である。従って、Ｔｊ−Ｔａ＝１５０℃−
１０５℃＝４５℃のチップの発熱が許される。今回、車
両用積算計のＩＣ４５として最も適しているものとし
て、パッケージサイズ、コストの面から見て、図示しな
い０．３”幅シュリンク２４ピン樹脂モールドパッケー
ジ（以下、０．３”Ｓ２４パッケージと呼ぶ）を測定対
象とした。０．３”Ｓ２４パッケージの熱抵抗は５０℃
／Ｗであるので、チップの消費電力ＰMAX はＰMAX ＝４
５℃÷５０℃／Ｗ＝９００ｍＷとなる。ここで図３の回
路の定数を、保証温度Ｔａ＝１０５℃で電源ＩＧ＝１６
Ｖ、抵抗Ｒ34＝７７５Ω、抵抗Ｒ35＝１７８Ω、リアク
タンスＲL ＝２６４Ω、積算計保証抵抗Ｒ＝３０Ω、ト
ランジスタ３１、３２のＶCESATa＝０．９Ｖ、トランジ
スタ３３のＶCESATb＝１．１Ｖとする。また、使用する
定数を、ＯＮ／ＯＦＦ比Ｄ＝１５／４０、ステップ時間
△ｔ＝４．５ｍＳ、１００ｋｍ／ｈ入力時のｆ10 0 ＝２
２回／sec 、１８０ｋｍ／ｈ入力時のｆ180 ＝４０回／
sec とする。このとき、３段ステップの１００ｋｍ／ｈ
時の電力Ｐａ100 、３段ステップの１８０ｋｍ／ｈ時の
電力Ｐａ180 、１段ステップ（速度無関係）の電力Ｐｂ
は、数式１および数式２よりそれぞれＰａ100 ＝２３０
ｍＷ、Ｐａ180 ＝３４９ｍＷ、Ｐｂ＝８３．６ｍＷとな
る。
５℃（ｍａｘ）である。図示しないシリコン半導体（以
下、チップと呼ぶ）の動作保証温度Ｔｊは一般に１５０
℃（ｍａｘ）である。従って、Ｔｊ−Ｔａ＝１５０℃−
１０５℃＝４５℃のチップの発熱が許される。今回、車
両用積算計のＩＣ４５として最も適しているものとし
て、パッケージサイズ、コストの面から見て、図示しな
い０．３”幅シュリンク２４ピン樹脂モールドパッケー
ジ（以下、０．３”Ｓ２４パッケージと呼ぶ）を測定対
象とした。０．３”Ｓ２４パッケージの熱抵抗は５０℃
／Ｗであるので、チップの消費電力ＰMAX はＰMAX ＝４
５℃÷５０℃／Ｗ＝９００ｍＷとなる。ここで図３の回
路の定数を、保証温度Ｔａ＝１０５℃で電源ＩＧ＝１６
Ｖ、抵抗Ｒ34＝７７５Ω、抵抗Ｒ35＝１７８Ω、リアク
タンスＲL ＝２６４Ω、積算計保証抵抗Ｒ＝３０Ω、ト
ランジスタ３１、３２のＶCESATa＝０．９Ｖ、トランジ
スタ３３のＶCESATb＝１．１Ｖとする。また、使用する
定数を、ＯＮ／ＯＦＦ比Ｄ＝１５／４０、ステップ時間
△ｔ＝４．５ｍＳ、１００ｋｍ／ｈ入力時のｆ10 0 ＝２
２回／sec 、１８０ｋｍ／ｈ入力時のｆ180 ＝４０回／
sec とする。このとき、３段ステップの１００ｋｍ／ｈ
時の電力Ｐａ100 、３段ステップの１８０ｋｍ／ｈ時の
電力Ｐａ180 、１段ステップ（速度無関係）の電力Ｐｂ
は、数式１および数式２よりそれぞれＰａ100 ＝２３０
ｍＷ、Ｐａ180 ＝３４９ｍＷ、Ｐｂ＝８３．６ｍＷとな
る。
【００２８】これらの値に他の回路の消費電力６５０ｍ
Ｗを足した結果、Ｐａ100 は８８０ｍＷ、Ｐｂは７３
３．６ｍＷとなるのに対し、Ｐａ180 は９９９ｍＷとな
りチップの消費電力ＰMAX ＝９００ｍＷ以上となる。消
費電力が９００ｍＷ以上になると、チップは動作保証温
度Ｔｊ＝１５０℃（ｍａｘ）以上に発熱するので、回路
の誤動作が発生するという問題が生じてしまう。そこ
で、１００ｋｍ／ｈを越えた場合、３段ステップを１段
ステップに変更すれば０〜１８０ｋｍ／ｈの全域におい
て消費電力が９００ｍＷを越えることはなくなり、全く
問題なく０．３”Ｓ２４パッケージが採用可能となる。
Ｗを足した結果、Ｐａ100 は８８０ｍＷ、Ｐｂは７３
３．６ｍＷとなるのに対し、Ｐａ180 は９９９ｍＷとな
りチップの消費電力ＰMAX ＝９００ｍＷ以上となる。消
費電力が９００ｍＷ以上になると、チップは動作保証温
度Ｔｊ＝１５０℃（ｍａｘ）以上に発熱するので、回路
の誤動作が発生するという問題が生じてしまう。そこ
で、１００ｋｍ／ｈを越えた場合、３段ステップを１段
ステップに変更すれば０〜１８０ｋｍ／ｈの全域におい
て消費電力が９００ｍＷを越えることはなくなり、全く
問題なく０．３”Ｓ２４パッケージが採用可能となる。
【００２９】よって、第２実施例のような回路構成の駆
動装置を使用すれば、１００ｋｍ／ｈを越えるような車
速の早い領域では３段ステップ回路をキャンセルするの
で電力損失を小さくできる、換言すれば電力損失の大き
い領域の出力方式を変更して電力損失を小さくしている
ので小型のパッケージを提供することができる。なお、
本第２実施例に示す通常のｆ／ｖ回路５１にはリップル
が含まれているので、その信号を受けるコンパレータ５
２にはヒステリシスが必要である。従って、図７のよう
な回路構成のヒステリシス付きコンパレータを用いるこ
とが有効となる。この回路は、ＯＵＴからＮＰＮのベー
スへ戻る抵抗でヒステリシスを付けている。
動装置を使用すれば、１００ｋｍ／ｈを越えるような車
速の早い領域では３段ステップ回路をキャンセルするの
で電力損失を小さくできる、換言すれば電力損失の大き
い領域の出力方式を変更して電力損失を小さくしている
ので小型のパッケージを提供することができる。なお、
本第２実施例に示す通常のｆ／ｖ回路５１にはリップル
が含まれているので、その信号を受けるコンパレータ５
２にはヒステリシスが必要である。従って、図７のよう
な回路構成のヒステリシス付きコンパレータを用いるこ
とが有効となる。この回路は、ＯＵＴからＮＰＮのベー
スへ戻る抵抗でヒステリシスを付けている。
【００３０】図８は、通常のコンパレータ５２にヒステ
リシスを付けた場合の他の回路構成である。図７よび図
８いずれの場合でもヒステリシスを追加しているので、
３段ステップから１段ステップへの切替え時の出力の発
振による他の回路の誤動作は無くなる。よって、どの車
速域のおいても常時安定したパルスモータの駆動が可能
となる。
リシスを付けた場合の他の回路構成である。図７よび図
８いずれの場合でもヒステリシスを追加しているので、
３段ステップから１段ステップへの切替え時の出力の発
振による他の回路の誤動作は無くなる。よって、どの車
速域のおいても常時安定したパルスモータの駆動が可能
となる。
【００３１】また、第２実施例は３段ステップを１段ス
テップに切替えることにより発熱を減少させる構成をと
るものであるが、その出力方式の変更手段としては上記
のようなＩＣ４５内部のｆ／ｖ回路５１とコンパレータ
５２と論理回路５３を使用することに固守する必要は全
くなく、外部から切り換え信号を入力しても同様の効果
がある。つまり、出力の３段ステップを１段ステップに
切替える信号を出力する回路と、３段ステップをキャン
セルする回路があれば第２実施例は十分達成される。
テップに切替えることにより発熱を減少させる構成をと
るものであるが、その出力方式の変更手段としては上記
のようなＩＣ４５内部のｆ／ｖ回路５１とコンパレータ
５２と論理回路５３を使用することに固守する必要は全
くなく、外部から切り換え信号を入力しても同様の効果
がある。つまり、出力の３段ステップを１段ステップに
切替える信号を出力する回路と、３段ステップをキャン
セルする回路があれば第２実施例は十分達成される。
【００３２】
【発明の効果】以上の如く、本発明のパルスモータの駆
動装置によれば、相間コンデンサを使用することなくコ
ンパクトな構成で、パルスモータ作動時の段階ギヤ部等
での異音発生を効果的に防止することができると共に、
電力損失の大きい領域の出力方式を切替えて電力損失を
小さくすることができる。よって、小型のパッケージが
提供できるという優れた効果を奏する。
動装置によれば、相間コンデンサを使用することなくコ
ンパクトな構成で、パルスモータ作動時の段階ギヤ部等
での異音発生を効果的に防止することができると共に、
電力損失の大きい領域の出力方式を切替えて電力損失を
小さくすることができる。よって、小型のパッケージが
提供できるという優れた効果を奏する。
【図１】第１実施例の駆動装置の全体回路図である。
【図２】第１実施例の信号タイムチャートである。
【図３】第２実施例の駆動装置の全体ブロック図であ
る。
る。
【図４】第２実施例の３段ステップ出力回路図である。
【図５】第２実施例の信号タイムチャートである。
【図６】第２実施例の消費電力−車速特性である。
【図７】ヒステリシス付きコンパレータの回路構成であ
る。
る。
【図８】ヒステリシス付きの他の回路構成である。
１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ 相コイル ２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ スイッチング制御回路（スイ
ッチング制御手段） ３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ トランジスタ群 ３１、３２、３３ トランジスタ（スイッチング手段） ３４、３５ 抵抗 ４ 励磁回路 ４１ａ、４２ａ、４３ａ、４４ａ 励磁信号 ５１ 周波数−電圧変換回路（ｆ／ｖ回路） ５２ コンパレータ（キャンセル信号出力手段） ５３ 論理回路（切替え手段） ５６ ３段ステップ波形 ５７ １段ステップ波形
ッチング制御手段） ３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ トランジスタ群 ３１、３２、３３ トランジスタ（スイッチング手段） ３４、３５ 抵抗 ４ 励磁回路 ４１ａ、４２ａ、４３ａ、４４ａ 励磁信号 ５１ 周波数−電圧変換回路（ｆ／ｖ回路） ５２ コンパレータ（キャンセル信号出力手段） ５３ 論理回路（切替え手段） ５６ ３段ステップ波形 ５７ １段ステップ波形
Claims (3)
- 【請求項１】 入力信号に応じた電圧が所定の電圧より
高いか若しくは低いかを比較判断してそれぞれに応じて
異なる信号を出力する手段と、 前記低い電圧に応じて出力される前記比較手段からの信
号によりパルスモータを段階的に駆動せしめる第１の駆
動手段と、 前記高い電圧に応じて出力される前記比較手段からの信
号により前記パルスモーを１段階で駆動せしめる第２の
駆動手段とを備えることを特徴とするパルスモータの駆
動装置。 - 【請求項２】 所定の導通抵抗を有する複数のスイッチ
ング手段をパルスモータの各相コイルにそれぞれ接続
し、入力信号に応じて前記各スイッチング手段を順次導
通作動せしめ前記各相コイルへ励時信号を入力するスイ
ッチング制御手段を接続したパルスモータの駆動装置で
あって、 前記入力信号に応じた電圧が変化し所定の電圧以上にな
ると前記各スイッチング手段の順次導通作動をキャンセ
ルせしめる信号を出力するキャンセル信号出力手段と、
該キャンセル信号出力手段からの信号により前記順次導
通作動をキャンセルし所望の励磁信号を少なくとも前記
各相コイルのいずれか１つに入力する切替え手段とを接
続することを特徴とするパルスモータの駆動装置。 - 【請求項３】 パルスモータの各相コイルへそれぞれ直
列に接続される所定の導通抵抗を有する複数のトランジ
スタを互いに並列に接続し、互いに直列に接続された複
数のフリップフロップを論理回路を介して前記トランジ
スタの前段にそれぞれ接続して入力信号の変化に応じて
前記トランジスタを順次導通作動せしめ、ー方前記フリ
ップフロップより前段に周波数−電圧変換回路を接続
し、さらに所定のしきい値電圧を有するコンパレータを
接続し、前記入力信号が電圧に変換され前記しきい値電
圧以上になると前記コンパレータからの出力信号は前記
論理回路により少なくとも１つの前記トランジスタを導
通作動せしめることを特徴とするパルスモータの駆動装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5326474A JP2953284B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | パルスモータの駆動装置 |
| US08/362,933 US5563486A (en) | 1993-12-24 | 1994-12-23 | Pulse motor driver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5326474A JP2953284B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | パルスモータの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07184396A true JPH07184396A (ja) | 1995-07-21 |
| JP2953284B2 JP2953284B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=18188219
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5326474A Expired - Fee Related JP2953284B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | パルスモータの駆動装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5563486A (ja) |
| JP (1) | JP2953284B2 (ja) |
Cited By (2)
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