JPH072039B2 - 滑り角周波数補正方法 - Google Patents
滑り角周波数補正方法Info
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- JPH072039B2 JPH072039B2 JP57056233A JP5623382A JPH072039B2 JP H072039 B2 JPH072039 B2 JP H072039B2 JP 57056233 A JP57056233 A JP 57056233A JP 5623382 A JP5623382 A JP 5623382A JP H072039 B2 JPH072039 B2 JP H072039B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、誘導電動機のトルク制御装置に係わる滑り
角周波数補正方法に関する。
角周波数補正方法に関する。
従来、誘導電動機のトルク制御装置として第１図に示す
ものがあった。第１図において、１はトルクの指定値Tr
を発生するトルク指令発生器、２はトルクの指令値Trを
入力しこれと所定の対応関係をもつトルク電流（信号）
Ｉτを発生する回路、３は回転数Ｎにより励磁電流（信
号）IEを発生する回路、4-1,4-2,4-3はトルク電流Ｉτ
及び励磁電流IEを入力し、後述する演算をして電流I
M（ω，θτ）の絶対値IM，位相θτ及び滑り角周波数
ωｓなる信号をそれぞれ発生する回路、５は滑り角周波
数ωｓを後述の動作により補正した滑り角周波数（信
号）ωｓ′を発生する回路、６は回転数Ｎに含まれる回
転角周波数ωｍを入力し、後述する機能により電流I
M（ω，θτ）を得る駆動回路、７は電流IM（ω，θ
τ）により駆動される誘導電動機、即ちモータ、８はモ
ータ７の回転を検出して回転数Ｎを発生する検出器であ
る。
ものがあった。第１図において、１はトルクの指定値Tr
を発生するトルク指令発生器、２はトルクの指令値Trを
入力しこれと所定の対応関係をもつトルク電流（信号）
Ｉτを発生する回路、３は回転数Ｎにより励磁電流（信
号）IEを発生する回路、4-1,4-2,4-3はトルク電流Ｉτ
及び励磁電流IEを入力し、後述する演算をして電流I
M（ω，θτ）の絶対値IM，位相θτ及び滑り角周波数
ωｓなる信号をそれぞれ発生する回路、５は滑り角周波
数ωｓを後述の動作により補正した滑り角周波数（信
号）ωｓ′を発生する回路、６は回転数Ｎに含まれる回
転角周波数ωｍを入力し、後述する機能により電流I
M（ω，θτ）を得る駆動回路、７は電流IM（ω，θ
τ）により駆動される誘導電動機、即ちモータ、８はモ
ータ７の回転を検出して回転数Ｎを発生する検出器であ
る。
ここで、回路4-1〜4-3は次式で示す演算処理を行う回路
である。
である。
θτ＝tan-1・（Ｉτ／IE） …（２） ただし、R2はモータ７の二次巻線の抵抗、L2はモータ７
の二次巻線のインダクタンスである。
の二次巻線のインダクタンスである。
第２図は以上の関係をベクトル表示したベクトル図であ
る。励磁電流IEを横軸にとりトルク電流Ｉτを縦軸にと
ると、絶対値IMはそれらの合成ベクトルとなり、トルク
電流Ｉτの変化に対して縦軸上を移動する。
る。励磁電流IEを横軸にとりトルク電流Ｉτを縦軸にと
ると、絶対値IMはそれらの合成ベクトルとなり、トルク
電流Ｉτの変化に対して縦軸上を移動する。
また、駆動回路６から出力される電流IM（ω，θτ）
は、 である。ただし、ω＝ωｍ＋ωｓ このような関係により、トルク変化後の定常条件が完全
に満足され、かつモータ７の回転子に対する磁束の変化
が殆んどない状態ではモータ７のトルクτ，滑り角周波
数ωｓ及びトルク電流Ｉτは、互に直線的な比例関係を
保つものとなり、モータ７のトルクτは電流IM（ω，θ
τ）に従ったものとなる。このようにして装置は、指定
値Trに対して線形な応答を示すものとなる。この他、空
隙磁界の弱め制御（弱磁界制御）は、回路３の励磁電流
IEにより行なうことができる。
は、 である。ただし、ω＝ωｍ＋ωｓ このような関係により、トルク変化後の定常条件が完全
に満足され、かつモータ７の回転子に対する磁束の変化
が殆んどない状態ではモータ７のトルクτ，滑り角周波
数ωｓ及びトルク電流Ｉτは、互に直線的な比例関係を
保つものとなり、モータ７のトルクτは電流IM（ω，θ
τ）に従ったものとなる。このようにして装置は、指定
値Trに対して線形な応答を示すものとなる。この他、空
隙磁界の弱め制御（弱磁界制御）は、回路３の励磁電流
IEにより行なうことができる。
しかし、上記のような特性は、抵抗R2が温度等によって
変化しない場合にのみ成立するのであって、実際の場合
は、抵抗R2が温度によって変化するので、励磁電流IE及
びトルク電流Ｉτも温度の変化によって影響されたもの
となっている。このため、温度の変化により、モータ７
は定常負荷であっても磁束を変化させたり、またトルク
の誤差が発生したりする。
変化しない場合にのみ成立するのであって、実際の場合
は、抵抗R2が温度によって変化するので、励磁電流IE及
びトルク電流Ｉτも温度の変化によって影響されたもの
となっている。このため、温度の変化により、モータ７
は定常負荷であっても磁束を変化させたり、またトルク
の誤差が発生したりする。
このため、第１図に示すように補正回路として回路５が
設けられ、滑り角周波数ωｓを次式で補正していた。
設けられ、滑り角周波数ωｓを次式で補正していた。
第３図は（５）式を実現した回路５の詳細を示すブロッ
ク図であり、（５）式の演算を得るように構成されてい
る。即ち、回路９はモータ７の超電力Emを検出し、回路
10はモータ７の指令値Em′を発生し、回路11に入力して
偏差ΔEmを検出し、偏差ΔEmによって抵抗R2の基準温度
での値R20を補正して抵抗値R2′を求め、更に は回路12で滑り角周波数ωｓと掛算され、ωｓ′となっ
て出力される。
ク図であり、（５）式の演算を得るように構成されてい
る。即ち、回路９はモータ７の超電力Emを検出し、回路
10はモータ７の指令値Em′を発生し、回路11に入力して
偏差ΔEmを検出し、偏差ΔEmによって抵抗R2の基準温度
での値R20を補正して抵抗値R2′を求め、更に は回路12で滑り角周波数ωｓと掛算され、ωｓ′となっ
て出力される。
例えば、モータ７の温度がｔ℃、抵抗R2が75℃で与えら
れたとすると、 となる。
れたとすると、 となる。
通常は（６）式で表わされる補正により、実際の滑り角
周波数ωｓ′を（５）式で求め、補正された状態でモー
タ７を制御している。この状態で抵抗R2の温度変化Δｔ
を考えると、モータ７の特性，励磁電流IE又はトルク電
流Ｉτの指令値と実際値が変化し、超電力Emが変化す
る。その結果、装置は回路11の入力における偏差ΔEmを
ゼロにするように制御し、最終的にモータ７はある定常
状態に落ちつく。
周波数ωｓ′を（５）式で求め、補正された状態でモー
タ７を制御している。この状態で抵抗R2の温度変化Δｔ
を考えると、モータ７の特性，励磁電流IE又はトルク電
流Ｉτの指令値と実際値が変化し、超電力Emが変化す
る。その結果、装置は回路11の入力における偏差ΔEmを
ゼロにするように制御し、最終的にモータ７はある定常
状態に落ちつく。
従来の電動機のトルク制御装置は以上のように構成され
ており、運転状態においてモータの二次巻線の抵抗の温
度変化に対処すべく、滑り角周波数を補正していたが、
その起動直後等においては補正が行なわれず、低速領域
においては、起電力Emが小さな値となるため、検出誤差
が発生しやすいなどの欠点があった。
ており、運転状態においてモータの二次巻線の抵抗の温
度変化に対処すべく、滑り角周波数を補正していたが、
その起動直後等においては補正が行なわれず、低速領域
においては、起電力Emが小さな値となるため、検出誤差
が発生しやすいなどの欠点があった。
この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、二次銅損より二次巻線の温度上
昇を推定し、その結果で滑り角周波数を補正することに
より、短時間停止の再起動時や、低速域に於ても、温度
変化によるトルク制御誤差を補正できる誘導電動機のト
ルク制御装置の滑り角周波数補正方法を提供することを
目的としている。
ためになされたもので、二次銅損より二次巻線の温度上
昇を推定し、その結果で滑り角周波数を補正することに
より、短時間停止の再起動時や、低速域に於ても、温度
変化によるトルク制御誤差を補正できる誘導電動機のト
ルク制御装置の滑り角周波数補正方法を提供することを
目的としている。
以下に、この発明の一実施例を図について説明する。
第４図において、（20）は自乗器であって、回路（２）
からトルク電流Ｉτを受けトルク電流の自乗値Ｉτ２を
演算する。（21）は二次銅損演算器（乗算器）であっ
て、自乗器（20）の出力と加算器（27）の出力を乗算す
る。加算器（27）の出力は、二次抵抗R2の温度変化後に
おける抵抗値R2t″と基準温度（この実施例では零度と
する。）における抵抗値R20の比（変化率）R2t″／R20
をその内容とする。（22）は減算器、（30）は積分器及
び（23）は増巾器であって、これらは、後述する一次遅
れ特性を持つ一次遅れ系（24）を構成し、モータ（７）
の二次銅損による発熱に基づく二次抵抗R2の抵抗変化分
ΔR2とR20との比ΔR2/R20に相当する電圧を出力する。
減算器（22）は、二次銅損演算器（21）の出力から増巾
器（23）の出力を減じる動作を行い、第６図に示すトル
ク電流Ｉτ｛（２）の出力｝に対して、絶対値が漸減す
る交番波形の出力｛（22）の出力｝を発する。（25）は
誘導電動機（７）内部の周囲温度ｔ℃を測定する温度セ
ンサである。（通常は排気温を計測しており、誘導電動
機の固定子と回転子のエアギャップの空気温度を計測し
ている。）（26）は演算器であって、温度センサ（25）
により検出された周囲温度ｔ℃に基いて、下式を演算し
て出力する。
からトルク電流Ｉτを受けトルク電流の自乗値Ｉτ２を
演算する。（21）は二次銅損演算器（乗算器）であっ
て、自乗器（20）の出力と加算器（27）の出力を乗算す
る。加算器（27）の出力は、二次抵抗R2の温度変化後に
おける抵抗値R2t″と基準温度（この実施例では零度と
する。）における抵抗値R20の比（変化率）R2t″／R20
をその内容とする。（22）は減算器、（30）は積分器及
び（23）は増巾器であって、これらは、後述する一次遅
れ特性を持つ一次遅れ系（24）を構成し、モータ（７）
の二次銅損による発熱に基づく二次抵抗R2の抵抗変化分
ΔR2とR20との比ΔR2/R20に相当する電圧を出力する。
減算器（22）は、二次銅損演算器（21）の出力から増巾
器（23）の出力を減じる動作を行い、第６図に示すトル
ク電流Ｉτ｛（２）の出力｝に対して、絶対値が漸減す
る交番波形の出力｛（22）の出力｝を発する。（25）は
誘導電動機（７）内部の周囲温度ｔ℃を測定する温度セ
ンサである。（通常は排気温を計測しており、誘導電動
機の固定子と回転子のエアギャップの空気温度を計測し
ている。）（26）は演算器であって、温度センサ（25）
により検出された周囲温度ｔ℃に基いて、下式を演算し
て出力する。
但し、R20：基準温度（この実施例では０℃）における
二次抵抗R2の抵抗値 R2t′：周囲温度ｔ℃における二次抵抗R2の抵抗
値 α０：温度係数 （27）は加算器であって、一次遅れ系（24）の出力と演
算器（26）の出力を和算して前記R2t″／R20を内容とす
る出力を回路（12）に入力する。他の構成については、
第１図のものと同じであるので、その説明は省略する。
二次抵抗R2の抵抗値 R2t′：周囲温度ｔ℃における二次抵抗R2の抵抗
値 α０：温度係数 （27）は加算器であって、一次遅れ系（24）の出力と演
算器（26）の出力を和算して前記R2t″／R20を内容とす
る出力を回路（12）に入力する。他の構成については、
第１図のものと同じであるので、その説明は省略する。
上記積分器（30）は、第５図の如く構成される。
図において、（31）は絶対値回路であって、加算器（2
2）の出力の絶対値波形を出力する。（32）は電圧制御
発振器であって、入力される上記絶対値波形のレベルに
比例した周波数のパルスを発生する。（33）は極性検出
回路であって、加算器（22）の出力の極性が正及び負で
ある場合に夫々“H"及び“L"となる論理値信号を出力す
る。（35）及び（36）はアンド回路であって、前者は論
理値信号が“H"である間、上記パルスを計算器（アップ
ダウンカウンタ）（37）の加算端子UPに入力し、後者
は、論理値信号が“L"である間、上記パルスを計算器
（37）の減算端子DOWNに入力する。（34）はインバータ
である。計算器（37）の出力はD/A変換器（38）でアナ
ログ信号に変換されて増巾器（23）へ出力される。この
ように積分器（30）は大きさが時間と共に漸減する入力
を積分するので、一次遅れ特性で増加，減少する出力を
発生する。第６図に、一次遅れ系（24）を構成する要素
の出力波形｛（22）（31）〜（38）（23）の出力｝を示
す。この積分器（30）では、入力をデジタル変換して積
分する構成となっているが、これは誘導電動機（７）の
二次回路の温度上昇の時定数が非常に大きく、アナログ
増巾器ではドリフトの問題が生じる為である。
2）の出力の絶対値波形を出力する。（32）は電圧制御
発振器であって、入力される上記絶対値波形のレベルに
比例した周波数のパルスを発生する。（33）は極性検出
回路であって、加算器（22）の出力の極性が正及び負で
ある場合に夫々“H"及び“L"となる論理値信号を出力す
る。（35）及び（36）はアンド回路であって、前者は論
理値信号が“H"である間、上記パルスを計算器（アップ
ダウンカウンタ）（37）の加算端子UPに入力し、後者
は、論理値信号が“L"である間、上記パルスを計算器
（37）の減算端子DOWNに入力する。（34）はインバータ
である。計算器（37）の出力はD/A変換器（38）でアナ
ログ信号に変換されて増巾器（23）へ出力される。この
ように積分器（30）は大きさが時間と共に漸減する入力
を積分するので、一次遅れ特性で増加，減少する出力を
発生する。第６図に、一次遅れ系（24）を構成する要素
の出力波形｛（22）（31）〜（38）（23）の出力｝を示
す。この積分器（30）では、入力をデジタル変換して積
分する構成となっているが、これは誘導電動機（７）の
二次回路の温度上昇の時定数が非常に大きく、アナログ
増巾器ではドリフトの問題が生じる為である。
次に、この制御装置の動作を説明する。まずトルク指定
値Trが与えられ、これに対応するトルク電流Ｉτが回路
（２）から出力されると、二次銅損演算器（乗算器）
（21）から が出力される。ベクトル制御の誘導電動機（７）では、
二次巻線に流れる二次電流はトルク電流Ｉτに比例する
ので、トルク電流Ｉτ２と抵抗R2の温度変化率 との積であるPLは二次銅損に比例する。
値Trが与えられ、これに対応するトルク電流Ｉτが回路
（２）から出力されると、二次銅損演算器（乗算器）
（21）から が出力される。ベクトル制御の誘導電動機（７）では、
二次巻線に流れる二次電流はトルク電流Ｉτに比例する
ので、トルク電流Ｉτ２と抵抗R2の温度変化率 との積であるPLは二次銅損に比例する。
この二次銅損により二次巻線が発熱して昇温するが、強
制通風冷却される誘導電動機では、二次巻線の温度上昇
巾Δｔは該二次銅損に比例し、その温度特性は一次遅れ
特性で近似されることが実験的に確認されている。実施
例の一次遅れ系（24）は増巾器（23）のゲイン即ち系の
時定数を調整して上記温度特性を模擬させたもので、下
式に示す抵抗変化率を出力する。
制通風冷却される誘導電動機では、二次巻線の温度上昇
巾Δｔは該二次銅損に比例し、その温度特性は一次遅れ
特性で近似されることが実験的に確認されている。実施
例の一次遅れ系（24）は増巾器（23）のゲイン即ち系の
時定数を調整して上記温度特性を模擬させたもので、下
式に示す抵抗変化率を出力する。
なお、誘導電動機の初期状態においては、誘導電動機二
次電流Ｉτ｛（２）の出力｝は零であり、第４図の二次
銅損演算器（21）の出力PL｛（８）式｝は零となる。そ
して一次遅れ系（24）の出力は初期値としては零であ
る。
次電流Ｉτ｛（２）の出力｝は零であり、第４図の二次
銅損演算器（21）の出力PL｛（８）式｝は零となる。そ
して一次遅れ系（24）の出力は初期値としては零であ
る。
周囲温度がt1℃である状態で、トルク指定値Trが与えら
れている場合の、加算器（27）の出力は となって、二次巻線の温度が（t1＋Δｔ）である時の二
次抵抗R2の抵抗値R2t″が求まり、角速度ωｓは回路（1
2）において のように補正される。即ち周囲温度t1℃と二次巻線の発
熱による温度上昇分Δｔ℃とに基づいた補正がなされ
る。
れている場合の、加算器（27）の出力は となって、二次巻線の温度が（t1＋Δｔ）である時の二
次抵抗R2の抵抗値R2t″が求まり、角速度ωｓは回路（1
2）において のように補正される。即ち周囲温度t1℃と二次巻線の発
熱による温度上昇分Δｔ℃とに基づいた補正がなされ
る。
このように周囲温度t1℃と二次巻線の発熱による温度上
昇分Δｔ℃に基づいて補正するのは次の理由による。
昇分Δｔ℃に基づいて補正するのは次の理由による。
すなわち、まず誘導電動機の構造を考えると、周知のよ
うに固定子と回転子から構成され、求めようとしている
二次側抵抗の温度は、次のようにして決まる。
うに固定子と回転子から構成され、求めようとしている
二次側抵抗の温度は、次のようにして決まる。
（ａ）第４図の温度センサ（25）は通常排気温を計測し
ており、固定子と回転子間のエアギャップの空気温度を
検出していることになり、その温度と（ｂ）二次回路銅
損を熱源とする構造体（回転子本体）の温度変化分との
和にて、回転子に配置された二次巻線の温度が決まるこ
とが熱伝導工学的に知られている。
ており、固定子と回転子間のエアギャップの空気温度を
検出していることになり、その温度と（ｂ）二次回路銅
損を熱源とする構造体（回転子本体）の温度変化分との
和にて、回転子に配置された二次巻線の温度が決まるこ
とが熱伝導工学的に知られている。
エアギャプの温度t1℃が検出された場合、回転子に配置
された二次巻線の温度t2℃は、二次巻線自体が銅損を有
するため熱源Ｐとなり、二次巻線とエアギャップ間には
熱インピーダンス（一次遅れ特性）Ｚが存在するためt2
＝t1＋ZPで求められる。
された二次巻線の温度t2℃は、二次巻線自体が銅損を有
するため熱源Ｐとなり、二次巻線とエアギャップ間には
熱インピーダンス（一次遅れ特性）Ｚが存在するためt2
＝t1＋ZPで求められる。
これは周囲温度t1℃における抵抗変化率 と二次巻線の発熱による温度上昇分ZP＝Δｔ℃による抵
抗変化率 とを加えたものが になることに対応している。
抗変化率 とを加えたものが になることに対応している。
二次抵抗R2の温度補正ファクタである は、二次銅損の関数であり、演算により与えられる為、
誘導電動機（７）の短時間停止再起動時や低速運転時に
も温度補正ファクタとしての機能は失われず確実に温度
補値を与える。
誘導電動機（７）の短時間停止再起動時や低速運転時に
も温度補正ファクタとしての機能は失われず確実に温度
補値を与える。
すなわち、誘導電動機の運転開始時の初期状態では は零であるが、 は存在しており、また一次遅れ系（24）の時定数に起因
し、途中で停止しても再起動するとき、その停止期間が
一次遅れ要素（24）の時定数の２倍程度までは、 は零ではなく、有効な出力を保有していると見なすこと
ができる、従って全く初期状態では は零でも短時間停止で再起動するときは は有効な出力を保有している。
し、途中で停止しても再起動するとき、その停止期間が
一次遅れ要素（24）の時定数の２倍程度までは、 は零ではなく、有効な出力を保有していると見なすこと
ができる、従って全く初期状態では は零でも短時間停止で再起動するときは は有効な出力を保有している。
この実施例では、二次抵抗R2の温度特性を一次遅れ系
（24）で模擬させてある為、極めて精度の高い温度補正
が行われ、非常に高精度なトルク制御が実現される。
（24）で模擬させてある為、極めて精度の高い温度補正
が行われ、非常に高精度なトルク制御が実現される。
なお、上記実施例では二次銅損の演算に、トルク分電流
の指令値を使ったが、二次電流の計測値を使用しても同
様の効果を奏することはいうまでもない。また、誘導電
動機が強制通風式で無い場合には、回転数に応じて、一
次遅れ系のゲインが補正される構成とすればよい。
の指令値を使ったが、二次電流の計測値を使用しても同
様の効果を奏することはいうまでもない。また、誘導電
動機が強制通風式で無い場合には、回転数に応じて、一
次遅れ系のゲインが補正される構成とすればよい。
以上のように、この発明は二次銅損を、トルク電流指令
もしくは二次電流の自乗に比例した量と、誘導電動機内
部温度で補正した基準温度での二次抵抗値に対する第１
の二次抵抗変化率R2t′／R20に上記銅損から演算した基
準温度での二次抵抗値に対する第２の二次抵抗変化率Δ
R2／R20の値を加算した量とを乗算して求め、第２の二
次抵抗変化率ΔR2/R20は、上記二次銅損を一次遅れ要素
を介して導出しており、滑り角周波数は、第１の二次抵
抗変化率R2t′／R20と第２の二次抵抗変化率ΔR2/R20の
値を加算した量が乗算されて補正されるようにするもの
であるので、誘導電動機の短時間（一次遅れ要素（24）
の時定数の２倍程度まで）停止再起動時や低速運動時に
も二次抵抗の温度補正が確実に行われ、誘導電動機がト
ルク指定値に従ったトルクを発生するよう滑り角周波数
が制御されるので、誘導電動機の広運転範囲に亘って、
高精度のトルク制御を行うことができる。
もしくは二次電流の自乗に比例した量と、誘導電動機内
部温度で補正した基準温度での二次抵抗値に対する第１
の二次抵抗変化率R2t′／R20に上記銅損から演算した基
準温度での二次抵抗値に対する第２の二次抵抗変化率Δ
R2／R20の値を加算した量とを乗算して求め、第２の二
次抵抗変化率ΔR2/R20は、上記二次銅損を一次遅れ要素
を介して導出しており、滑り角周波数は、第１の二次抵
抗変化率R2t′／R20と第２の二次抵抗変化率ΔR2/R20の
値を加算した量が乗算されて補正されるようにするもの
であるので、誘導電動機の短時間（一次遅れ要素（24）
の時定数の２倍程度まで）停止再起動時や低速運動時に
も二次抵抗の温度補正が確実に行われ、誘導電動機がト
ルク指定値に従ったトルクを発生するよう滑り角周波数
が制御されるので、誘導電動機の広運転範囲に亘って、
高精度のトルク制御を行うことができる。
第１図は従来の誘導電動機のトルク制御装置の回路図、
第２図は上記トルク制御装置の電流ベクトル図、第３図
は、上記装置の滑り角周波数補正回路の回路図、第４図
はこの発明による滑り角周波数補正方法を適用した誘導
電動機のトルク制御装置の実施例の回路図、第５図は上
記実施例における積分器の回路図、第６図は上記実施例
の各部の動作波形図である。 なお、図中同一符号は同一もしくは相当部分を示す。 図において、（１）……トルク指令発生器、（２）……
トルク電流を発生する回路、（20）……自乗器、（21）
……二次銅損演算器、（22）……減算器、（23）……増
巾器、（24）……一次遅れ系要素、…（25）……温度セ
ンサ、（26）……演算器、（27）……加算器、（30）…
…積分器、（31）……絶対値回路、（32）……電圧制御
発振回路、（33）……極性検出器、（34）……インバー
タ、（35），（36）……アンド回路、（37）……計数
器、（38）……D/A変換器である。
第２図は上記トルク制御装置の電流ベクトル図、第３図
は、上記装置の滑り角周波数補正回路の回路図、第４図
はこの発明による滑り角周波数補正方法を適用した誘導
電動機のトルク制御装置の実施例の回路図、第５図は上
記実施例における積分器の回路図、第６図は上記実施例
の各部の動作波形図である。 なお、図中同一符号は同一もしくは相当部分を示す。 図において、（１）……トルク指令発生器、（２）……
トルク電流を発生する回路、（20）……自乗器、（21）
……二次銅損演算器、（22）……減算器、（23）……増
巾器、（24）……一次遅れ系要素、…（25）……温度セ
ンサ、（26）……演算器、（27）……加算器、（30）…
…積分器、（31）……絶対値回路、（32）……電圧制御
発振回路、（33）……極性検出器、（34）……インバー
タ、（35），（36）……アンド回路、（37）……計数
器、（38）……D/A変換器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−20189（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−36622（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−86089（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機のトルク電流指令、励磁電流指
令、及び回転数を導入して、上記誘導誘導電動機に給電
する電流IM、位相θτ、滑り角周波数ωｓ、及び回転角
周波数ωｍを導出し、これら電流IM、位相θτ、滑り角
周波数ωｓ、及び回転角周波数ωｍに基づいて上記誘導
電動機に給電し、駆動制御する誘導電動機のトルク制御
装置の滑り角周波数補正方法に於て、 二次銅損を、トルク電流指令の自乗もしくは二次電流の
自乗値に、誘導電動機内部温度ｔで補正して求めた二次
抵抗値R2t′と基準温度での二次抵抗値R20との比である
ところの第１の二次抵抗変化率（R2t′／R20）と上記二
次銅損から一次遅れ要素を介して導出、演算して求めた
二次抵抗値ΔR2と基準温度での二次抵抗値R20との比で
あるところの第２の二次抵抗変化率（ΔR2/R20）とを加
算した値を乗算して求めるとともに、 上記滑り角周波数には上記第１の二次抵抗変化率と第２
の二次抵抗変化率とを加算した値が乗算されて補正され
ることを特徴とする滑り角周波数補正方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57056233A JPH072039B2 (ja) | 1982-04-02 | 1982-04-02 | 滑り角周波数補正方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57056233A JPH072039B2 (ja) | 1982-04-02 | 1982-04-02 | 滑り角周波数補正方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58172987A JPS58172987A (ja) | 1983-10-11 |
| JPH072039B2 true JPH072039B2 (ja) | 1995-01-11 |
Family
ID=13021381
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57056233A Expired - Lifetime JPH072039B2 (ja) | 1982-04-02 | 1982-04-02 | 滑り角周波数補正方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH072039B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103269199B (zh) * | 2013-05-22 | 2015-02-18 | 电子科技大学 | 一种电动汽车感应电机转矩电流给定装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5720189A (en) * | 1980-07-09 | 1982-02-02 | Hitachi Ltd | Controller for induction motor |
-
1982
- 1982-04-02 JP JP57056233A patent/JPH072039B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58172987A (ja) | 1983-10-11 |
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