JPH0720573U - 電圧監視回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 省電力化を計るとともに、スナップ特性、ヒ
ステリシス特性を有する電圧監視回路を提供する。 【構成】 定電圧を発生するトランジスタＱ₂₀〜Ｑ₂₂と
複数の抵抗Ｒ₁₈〜Ｒ₂₄との直列回路の両端に被監視電圧
が印加され、一つの抵抗Ｒ₂₂の両端電圧を互いに電流密
度の異なる第１及び第２のトランジスタＱ₂₅，Ｑ₂₆から
なる差動増幅器からなるコンパレータの入力に与え、前
記二つのトランジスタのベース間に電流密度の相違によ
る差電圧のオフセット入力電圧が発生し、被監視電圧の
変化に応じてコンパレータ出力が反転するようにしてい
る。被監視電圧がＳｉエネルギーバンドギャップに相当
する電圧のｎ倍のとき、コンパレーターの出力が反転す
るようにされる。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、電圧監視回路に係り、ＣＰＵシステム及びロジックシステム等にお いて電源の投入時の初期リセットや電源の瞬断時の電源電圧の異常を検出し、確 実にシステムのリセットをかける為の電圧監視回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

図１０は、従来の電圧監視回路を示す。Ｖ_CCは被測定電源で、この電源は例え ばＣＰＵ等の電源に使用されている。ツェナーダイオードＤ₁ ，抵抗Ｒ₁ 〜Ｒ₄ 及びトランジスタＱ₁ 〜Ｑ₄ により検出回路が構成されている。この検出回路は 、Ｖ_CCの電圧が低下して、後述するトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ からリセット信号を 出力する為の電源Ｖ_CCに対するリセット電圧を設定してそれを検出する回路であ る。

【０００３】 トランジスタＱ₅ 及び抵抗Ｒ₅ は駆動回路で検出回路の出力により、オン・オ フ動作をする。

【０００４】 抵抗Ｒ₆ ，Ｒ₇ 及びトランジスタＱ₆ ，Ｑ₇ は出力回路を構成し、駆動回路の Ｑ₅ の出力により制御される。

【０００５】 図１１にトランジスタＱ₅ の動作タイミングを示す。被測定電源Ｖ_CCの電圧が 、リセット電圧Ｖ_L （出力回路Ｑ₆ ，Ｑ₇ がリセット出力を出力するときの被測 定電源Ｖ_CCの電圧）以下でトランジスタＱ₅ はオフとなり、又それ以上でオンと なる。

【０００６】 図１２は、電圧監視回路の消費電流Ｉ，被測定電源Ｖ_CCの電圧及び駆動トラン ジスタＱ₅ の動作の関係を示した図で、リセット電圧Ｖ_L 以上でＱ₅ がオンとな り、それ以下でオフとなっている。又、この動作に応じて、Ｖ_L 以上で消費電流 （点線）が大でそれ以下で小となっているのが分る。

【０００７】

【考案が解決しようとする課題】

最近はＣＰＵシステムの電源にバッテリが多く使われる様になっている。この 様な関係からシステムの各装置は省電力化が望まれている。そこで、図１０によ る従来例では、被測定電源Ｖ_CCの電圧がリセットをかけるリセット電圧Ｖ_L 以上 ではトランジスタＱ₅ がオンとなっている。これにより、電源Ｖ_CCが正常で、シ ステムを動作させている間中、電圧監視回路のＱ₅ に電流が流れており、この分 バッテリの消耗が大きくなるという問題点がある。

【０００８】 次に、電源Ｖ_CCが正常値から低下してリセット電圧がＶ_L 以下になると、検出 回路がそれを検知してＱ₅ をオフにし、出力トランジスタＱ₆ ，Ｑ₇ がオン動作 してリセット信号が出力される。このリセット信号が出力される際のリセット動 作が緩慢（スナップ特性を有していない）な為、被測定電源がリセット電圧Ｖ_L に達した後、リセット出力が出力されるまで時間遅れがあるという問題点があっ た。

【０００９】 また、この電圧監視回路には、ヒステリシス特性を有していない為、被測定電 源Ｖ_CCがリセット電圧Ｖ_L を中心にして短周期で変動する様な場合、リセット出 力がチャタリングを起こすという問題があった。

【００１０】 また、回路中に使用されるトランジスタやダイオードは温度変化の影響を受け やすく、電圧監視回路の検出出力が温度に対して不安定になるという問題もある 。

【００１１】 本考案は、上記種々の問題点を解決するものであり、電圧監視回路と被測定電 源Ｖ_CCとの間に電圧降下素子を接続し、被測定電源Ｖ_CCがリセット電圧Ｖ_L 以上 或いは以下で駆動回路をオフ或いはオンにする事により、省電力化を計り、スナ ップ特性、ヒステリシス特性を有し、また、温度変化に対して安定な電圧監視回 路を提供する事を目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】

本考案の電圧監視回路は、被測定電源に接続された電源ラインを電源とし、該 電源の電圧レベルによってオン或いはオフの切換出力を出力する電圧監視回路に おいて、 複数の抵抗とシリコンダイオードの順方向電圧降下のｎ倍の定電圧を発生する 定電圧素子との直列回路の両端に該電圧を印加し、該複数の抵抗のいずれか一つ の抵抗の両端電圧をエミッタの電流密度の互いに異なる第１及び第２のトランジ スタからなる差動増幅器の入力に与え、 該差動増幅器の入力となる該第１及び第２のトランジスタのベース間に該電流 密度の相違により差電圧ΔＶ_BEのオフセット電圧が発生し、該電圧の変化に応じ て差動増幅器の出力が反転するようになし、 該定電圧素子と複数の抵抗との直列回路の両端電圧が、絶対零度におけるＳｉ エネルギーバンドギャップに相当する電圧Ｖ_goのｎ倍となる電圧Ｖ_LOのとき、該 複数の抵抗のいずれか一つの抵抗の両端電圧と該差動増幅器の該オフセット電圧 が一致したとき差動増幅器の出力が反転するようにしたことを特徴とする。

【００１３】

【作用】

本考案によれば、差動増幅器の平衡するときの両入力端電位差と、抵抗とダイ オオード（トランジスタ）との直列回路の両端電圧が絶対零度でのＳｉのエネル ギーバンドギャップに相当する電圧Ｖ_GOのｎ倍のときの差動増幅器の入力に電圧 を与える抵抗の両端電圧と等しくなるようにすることにより、差動増幅器反転す る監視電圧の温度係数を零にすることができる。

【００１４】

【実施例】

図１は、本考案の第１の実施例になる電圧監視回路を示す。抵抗Ｒ₈ 〜Ｒ₁₀， ツェナーダイオードＤ₂ 及びトランジスタＱ₈ 〜Ｑ₁₁による作動増幅器からなる 検出回路が構成され、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，増幅素子であるトランジスタＱ₁₂により 駆動回路が構成され、トランジスタＱ₁₃により出力回路が構成されている。３は 出力端子、ＧＮＤはアース端子を示す。Ｒは電圧監視回路の電源ラインと被測定 電源Ｖ_CCとの間に接続された抵抗である。

【００１５】 図２は、図１に示す回路のＱ₁₂の動作タイミングを示す。被測定電源Ｖ_CCの電 圧が検出回路の抵抗Ｒ₈ 〜Ｒ₁₀及びツェナーダイオードＤ₂ により設定されたリ セット開始電圧Ｖ_L 以下でＱ₁₂はオンとなり、それ以上の定常電圧ではオフとな る。Ｖ_CCがＶ_L 以下になると検出回路でそれを検出し、Ｑ₁₂及びＱ₁₃をオンにし て端子３よりリセット信号を出力する。これを更に詳細に図３の動作説明図と共 に説明する。電源Ｖ_CC投入後、Ｖ_CCは零から上昇してリセット電圧Ｖ_L 迄はＱ₁₂ はオンであり、点線で示す消費電流Ｉは零から上昇してＶ_L に達する点で最高と なり、Ｖ_CCがＶ_L 以上になると、検出回路によりＱ₁₂がオフとなり（実線）Ｉは 急減する。他方、Ｖ_CCが定常状態からＶ_L 以下に減少する場合について説明する 。Ｖ_CCが減少していきＶ_L に達してもＱ₁₂は反転（オンせず）、Ｖ_L'点迄達した 時点でＱ₁₂は反転（オン）する。これに対応して消費電流ＩはＶ_L'の時点でＱ₁₂ のオン動作に伴い急増する。その後Ｖ_CCの更なる低下につれてＩも減少する。こ の様にＱ₁₂の反転する電圧差（Ｖ_L −Ｖ_L'）はヒステリシス特性が付与された事 になる。

【００１６】 検出回路の検知電圧をＶ_L0とすると、 Ｖ_L0＝Ｖ_Z2（１＋Ｒ₈ ／Ｒ₉ ） （1) 但し、Ｖ_Z2はツェナーダイオードＤ₂ の電圧、Ｖ_CCが低い方からＶ_L に達したと きの消費電流Ｉ_L とすると、 Ｖ_L ＝Ｖ_L0＋Ｒ・Ｉ_L (2) Ｖ_CCが高い方からＶ_L'に達したときの消費電流をＩ_L'とすると、 Ｖ_L'＝Ｖ_L0＋Ｒ・Ｉ_L' (3) よって、ヒステリシス電圧ΔＶ_SHは、 ΔＶ_SH＝Ｖ_L −Ｖ_L'＝Ｒ（Ｉ_L ＋Ｉ_L'） (4) となる。Ｉ_L ≫Ｉ_L'に設定すれば、ΔＶ_SH≒Ｒ・Ｉ_L となる。

【００１７】 次に、抵抗Ｒ，検出回路及び駆動回路における正帰還作用につき述べる。被測 定電源Ｖ_CCが定常状態から異常状態（Ｖ_L'以下）に変動した場合、Ｖ_CCがＶ_L'以 下になると、Ｑ₁₀のベース電位が下がり、これによりＱ₁₁のコレクタ電位が低下 する事によりＱ₁₂がオンとなる。これによる動作電流Ｉ₁₂が抵抗Ｒを流れる為、 消費電流Ｉも増大する事になる。すると、抵抗Ｒ₈ ，Ｒ₉ の両端電圧Ｖ_L0は増々 下がり、これによりＱ₁₀のベース電位も更に下がり、Ｑ₁₂のＩ₁₂は更に増える。 この繰り返しにより正帰還がかかる。以上の動作によりＱ₁₂のスイッチングにス ナップ特性が付与され、Ｑ₁₃のスイッチング速度が早まる。

【００１８】 この図１に示す第１の実施例はリセット電圧以下でローレベルのリセット信号 が出力されるローリセット方式であったが、次の図４において、ハイレベルのリ セット信号を出力するハイリセット方式の電圧監視回路（本考案の第２の実施例 ）を示す。抵抗Ｒ₁₃〜Ｒ₁₅，ツェナーダイオードＤ₃ 及びトランジスタＱ₁₄〜Ｑ ₁₇ で検出回路を構成し、トランジスタＱ₁₈，抵抗Ｒ₁₆，Ｒ₁₇により駆動回路を構 成し、トランジスタＱ₁₉で出力回路を構成している。４は出力端子を示す。基本 的回路動作は、図１と同じであり、リセット電圧以下におけるリセット出力にハ イレベルの信号が端子４から出力される点が異なる。

【００１９】 図５は本考案の第３の実施例を示す。抵抗Ｒ₁₈〜Ｒ₂₆及びトランジスタＱ₂₀〜 Ｑ₂₇により検出回路を構成し、抵抗Ｑ₂₇〜Ｑ₃₁及びトランジスタＱ₂₈〜Ｑ₃₁によ り駆動回路が構成され、トランジスタＱ₃₂により出力回路が形成されている。Ｒ は上記電圧監視回路と被測定電源Ｖ_CC間に接続された抵抗、５は出力端子を示す 。

【００２０】 差動増幅器を構成するトランジスタＱ₂₅及びＱ₂₆の電流密度は例えば８：１に 設定されている。これにより差動増幅器の２入力はΔＶ_BEのオフセット電圧を有 している。この電圧監視回路の検出回路の出力が反転するリセット検出電圧Ｖ_L0 即ち、Ｑ₂₀〜Ｑ₂₂及び抵抗Ｒ₂₁〜Ｒ₂₄の両端の電圧は絶対零度におけるＳｉエネ ルギーバンドギャップに相当する電圧（Ｖ_go）のｎ倍とされている。そして、そ のときの抵抗Ｒ₂₂の両端に発生する電圧と差動増幅器（Ｑ₂₅，Ｑ₂₆）のオフセッ ト入力電圧と一致したとき差動増幅器の出力は反転する。

【００２１】 図６は本実施例による電圧監視回路の動作原理図を説明する為の原理回路図を 示す。

【００２２】 被監視電圧Ｖ_inが印加される入力端子１０，２０間に抵抗Ｒ₃ ，Ｒ₄ ，及びダ イオードＤが直列に接続され、Ｒ₄ の両端電圧がコンパレータ６０の二つの入力 ７０，８０に印加される。このコンパレータ６０の電源は、被監視電圧Ｖ_inを電 源としてもよいが、これとは別の電源でもよい。

【００２３】 通常のコンパレータは入力オフセット電圧を零とすべく、バランスのとれた差 動入力を有するが、図６のコンパレータ６０は、図７に示す構成を有する。９０ は増幅器を示す。トランジスタＱ₁ の大きさに対しトランジスタＱ₂ のエミッタ 面積をｎ₁ 倍にし、Ｑ₁ ，Ｑ₂ の電流密度 Ｊ₁ ／Ｊ₂ ＝ｎ₁ とし、 故意にΔＶ_BEのオフセット電圧を有するコンパレータを形成している。

【００２４】 この場合、トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の負荷側を変えてコレクタ電流でＩ_C1，Ｉ _C2 の比をｎ₂ 倍の関係にしても良い。又、このコレクタ電流比と前記トランジス タＱ₁ ，Ｑ₂ の面積比の両方をとりｎ₁ ×ｎ₂ で総合的にｎ₀ 倍の電流密度を得 る事も可能である。

【００２５】 差動トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のベースエミッタ間電圧差ΔＶ_BEは、 ΔＶ_BE＝ΔＶ_BE1 −ΔＶ_BE2 ＝ｋＴ／ｑＩｎ（ｎ₁ ） （５） で表わされる。

【００２６】 又一般的にダイオードの両端電圧源Ｖ_BEは、 Ｖ_BE＝Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀ ）＋Ｖ_BE0 （Ｔ／Ｔ₀ ）＋ｎ₁ ｋＴ／ｑ・Ｉｎ（Ｔ ₀ ／Ｔ）＋ｋＴ／ｑ・Ｉｎ（Ｉ_C ／Ｉ_C ） （６） で表わされる。

【００２７】 ここでＶ_g0は絶対零度でのＳｉエネルギーバンドギャップに相当する電圧、ｑ は電子の電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｔ₀ は基準となる動作温度 、 Ｉ_C ＝Ｉ_C0（Ｔ＝Ｔ₀ 時）Ｖ_BE＝Ｖ_BE0 （Ｔ＝Ｔ₀ ，Ｉ_C ＝Ｉ_C0）である。 ところで、 ｎ₁ ｋＴ／ｑ・Ｉｎ（Ｔ₀ ／Ｔ）＋ｋＴ／ｑ・Ｉｎ（Ｉ_C ／Ｉ_C0） は理論的表現からのずれの程度は小さいので無視する事ができる。よって、 Ｖ_BE≒Ｖ_g0（１−Ｔ／Ｔ₀ ）＋Ｖ_BE0 （Ｔ／Ｔ₀ ） （７） 今、図６においてコンパレータが反転する被監視電圧Ｖ_inの電圧Vinoffset は 、抵抗Ｒ₄ の両端の電圧がΔＶ_BEと一致する時である。コンパレータ６０の入力 電流を無視すると（実際にはこの電流は極小の為無視できる）、Vinoffset は、 Vinoffset ＝（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）ΔＶ_BE＋Ｖ_BE （８） で表わされる。

【００２８】 （８）式、（５）式及び（７）式から、 Vinoffset ≒（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）・ｋＴ／ｑ・Ｉｎ（ｎ₁ ）＋Ｖ_g0（１−Ｔ／ Ｔ₀ ）＋Ｖ_BE0 （Ｔ／Ｔ₀ ） （９） が得られる。

【００２９】 ここで（９）式をＴで偏微分としたものを零にすることによりVinoffset の温 度係数が零になるための条件を求めることができる。

【００３０】 Vinoffset の温度係数が零になるには（９）式をＴで偏微分したものが零にな る事である。従って、 ∂Vinoffset ／∂Ｔ＝（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）・ｋ／ｑ・Ｉｎ（ｎ₁ ）−Ｖ_gO／ Ｔ₀ ＋Ｖ_BEO ／Ｔ₀ ＝０ （１０） ∴Ｖ_g0＝（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）・ｋＴ₀ ／ｑ・Ｉｎ（ｎ₁ ）＋Ｖ_BE0 （１１） 一方、Ｔ＝Ｔ₀ におけるVinoffset の値は（９）式より Vinoffset ＝（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）・ｋＴ₀ ／ｑ・Ｉｎ（ｎ₁ ） ＋Ｖ_BE0 （１２） （１１）と（１２）式より、 Vinoffset ＝Ｖ_g0 即ち、動作温度でのVinoffset ＝Ｖ_g0と等しく設定すれば、温度変化に対して 安定な電圧監視回路が実現できる。このときの抵抗Ｒ₃ ，Ｒ₄ 及びＶ_BEの関係は 、 ΔＶ_BE＝（Ｖ_g0−Ｖ_BE）・Ｒ₄ ／（Ｒ₃ ＋Ｒ₄ ） （１３） となる。

【００３１】 尚、図６の原理回路図ではダイオードＤが１個であるので、Vinoffset が1.2 Ｖの電圧監視回路しか提供できないが広範囲のVinoffset を得るには図８に示す 様な変形例の原理回路図の構成とすれば容易に可能となる。以下この図８につい て説明する。尚、図６と同一構成部分には同一符号を付しその説明は省略する。 図６との相違点はダイオードＤの複数ｎ_X とした点である。

【００３２】 ΔＶ_BE＝（Ｖ_g0−Ｖ_BE）Ｒ₄ ／（Ｒ₃ ＋Ｒ₄ ）・ｎ_X ／（Ｒ₃ ＋Ｒ₄ ） （１４） の関係を成立させる事により、 Vinoffset ＝ｎ_X ・Ｖ_g0 （１５） となる温度変化に対して安定な電圧監視回路を作る事ができる。尚、ΔＶ_BEは ｋＴ／ｑ・ Ｉｎ（ｎ） で表わされ、通常ｎを８位に設定し、このときのΔＶ_BEは５６ｍＶ位となり、こ れで充分に安定な電圧比較回路を構成し得る。

【００３３】 この様に任意の数のダイオードＤを使用する事により簡易な構成で所望のVino ffset 電圧を得る事ができる。

【００３４】 図９は図６のダイオードＤの部分に、抵抗Ｒ₅ ，Ｒ₆ の直列接続の中点にトラ ンジスタＱ₃ を接続した点である。この構成によるVinoffset は、 Vinoffset ≒（１＋ Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）ΔＶ_BE＋Ｋ・Ｖ_BE （１６） 但し、Ｋ＝１＋Ｒ₅ ／Ｒ₆ である。 （１６）式、（５）式及び（７）式より、 Vinoffset ≒（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）・ｋＴ／ｑ・Ｉｎ（ｎ₁ ）＋ＫＶ_g0（１−Ｔ ／Ｔ₀ ）＋Ｋ・Ｖ_BE0 （Ｔ／Ｔ₀ ） （１７） となる。Vinoffset の温度係数が零になる為には（１７）式をＴで偏微分したも のが零となる事である。

【００３５】 従って、 ∂Vinoffset ／∂Ｔ＝（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）・ｋ／ｑ・Ｉｎ（ｎ₁ ）− ＫＶ_g0 ／Ｔ₀ ＋ＫＶ_BE0 ／Ｔ₀ ＝０ （１８） ∴ＫＶ_g0＝（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）ｋＴ₀ ／ｑ・Ｉｎ（ｎ₁ ）＋ＫＶ_BEO （１９） 一方、Ｔ＝Ｔ₀ におけるVinoffset の値は（１７）式より、 Vinoffset ＝（１＋Ｒ₃ ／Ｒ₄ ）ｋＴ／ｑ・Ｉｎ（ｎ）＋Ｋ・Ｖ_BE0 （２０） （１９），（２０）式より、 Vinoffset ＝Ｋ・Ｖ_g0 （２１） となる。即ちこの（２１）式より、Vinoffset はＫを任意の値に選定する事によ り、任意のVinoffset を選定する事が可能になる。

【００３６】 上記から明らかな通り、差動増幅器（Ｑ₁ ，Ｑ₂ ）の平衡するときの両入力端 電位差と、抵抗Ｒ₃ ，Ｒ₄ とダイオードとの直列回路両端電圧が絶対零度でのＳ ｉのエネルギーバンドギャップに相当するＶ_g0のｎ倍のときの抵抗Ｒ₄ の両端電 位差とが等しくなる様にすることにより、Vinoffset の温度係数が零のものが得 られる。そしてこの様な簡易な構成で従来の基準電圧源を省略できる。

【００３７】 次に図５の回路動作について説明する。尚、この動作は図３により説明できる 。被測定電源が正規の電圧から低下していき、リセット電圧Ｖ_L'に達すると、抵 抗Ｒ₁₈〜Ｒ₂₄及びトランジスタＱ₂₀〜Ｑ₂₂が接続された両端の電圧はリセット検 出電圧Ｖ_L0と一致し、同時にＲ₂₂の両端電圧と差動増幅器の入力オフセット電圧 が一致し、差動増幅器の出力が反転して、駆動回路のトランジスタＱ₂₈〜Ｑ₃₁は オンとなり、出力回路のトランジスタＱ₃₂もオンとなり、ローレベルのリセット 信号を出力する。

【００３８】 正帰還作用は、第１及び第２実施例と同様に抵抗Ｒ，検出回路の差動増幅器及 び駆動回路のトランジスタからなる増幅素子により形成されており、この正帰還 回路の利得は１より充分大きく、スナップ特性及びヒステリシス特性も有してい る。

【００３９】 尚、第１乃至第３実施例において、電圧監視回路と被測定電源Ｖ_CCとの間に接 続した電圧降下用素子は抵抗について説明したがこれに限定されるものではなく 、電流が流れる事により電圧降下が発生する素子（例えばダイオード等）であれ ば何でもよい。

【００４０】 上述した本考案になる電圧監視回路では、被測定電源と電圧監視回路との電源 となる電源ラインとの間に電圧降下素子を接続し、被測定電圧が正常状態のとき は駆動回路をオフとし、異常電圧に迄低下するとオンになる様に構成し、又、電 圧降下素子、検出回路及び駆動回路により正帰還がかかる様にされている為、消 費電流が極めて少なくなり、省電力化が達成されている。因みに消費電流（被測 定電源が正常の時）は従来７０〜８０μＡであったものが本考案の実施例では１ ０μＡ程度に減少されている。又、正帰還作用により駆動回路及び出力回路にス ナップ特性が付与されており、電源変動に対する応答性が改善されている。又、 同時にヒステリシス特性を有している為、短周期の電源電圧の変動に対してリセ ット出力のチャタリング現象をなくす事ができるものである。

【００４１】 電圧監視回路をモノリシックＩＣで構成し、電源端子、リセット出力端子及び アース端子の三つの端子を外部端子とした３端子型の電圧監視回路とすれば電源 ラインに抵抗を１本接続するだけでヒステリシスを自由に可変できる電圧監視回 路を実現できる。

【００４２】

【考案の効果】

本考案の電圧監視回路によれば、差動増幅器の平衡するときの両入力端電位差 と、抵抗とトランジスタとの直列回路両端電圧が絶対零度でのＳｉのエネルギー バンドギャップに相当する電圧Ｖ_gOのｎ倍のときの差動増幅器の入力に電圧を与 える抵抗の電位差とが等しくなるようにすることにより、差動増幅器の出力が反 転する被監視電圧の温度係数が零のものが得られる。そして、簡易な構成で、基 準電圧回路を有さない低消費電力の電圧監視回路を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の第１実施例である。

【図２】図１の回路動作を説明する為の図である。

【図３】図１の回路動作を説明する為の図である。

【図４】本考案の第２の実施例である。

【図５】本考案の第３の実施例になる夫々電圧監視回路
を示す図である。

【図６】本考案の原理回路図である。

【図７】本考案の差動増幅器の原理回路図である。

【図８】本考案の原理を適用した他の基本回路図であ
る。

【図９】本考案の原理を適用した他の基本回路図であ
る。

【図１０】従来の電圧監視回路図である。

【図１１】図６の回路動作を説明する為の図である。

【図１２】図６の回路動作を説明する為の図である。

【符号の説明】

Ｒ₁ 〜Ｒ₃₁，Ｒ 抵抗 Ｄ₁ 〜Ｄ₃ ツェナーダイオード Ｑ₁ 〜Ｑ₃₂ トランジスタ Ｖ_CC 被測定電源 １〜５ リセット出力端子 １０、２０ 被監視電圧の入力端子 ５０ 出力端子 ６０ 差動増幅器（コンパレータ）

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 被測定電源に接続された電源ラインを電
   源とし、該電源の電圧レベルによってオン或いはオフの
   切換出力を出力する電圧監視回路において、 複数の抵抗とシリコンダイオードの順方向電圧降下のｎ
   倍の定電圧を発生する定電圧素子との直列回路の両端に
   該電圧を印加し、該複数の抵抗のいずれか一つの抵抗の
   両端電圧をエミッタの電流密度の互いに異なる第１及び
   第２のトランジスタからなる差動増幅器の入力に与え、 該差動増幅器の入力となる該第１及び第２のトランジス
   タのベース間に該電流密度の相違により差電圧ΔＶ_BEの
   オフセット電圧が発生し、該電圧の変化に応じて差動増
   幅器の出力が反転するようになし、 該定電圧素子と複数の抵抗との直列回路の両端電圧が、
   絶対零度におけるＳｉエネルギーバンドギャップに相当
   する電圧Ｖ_goのｎ倍となる電圧Ｖ_LOのとき、該複数の抵
   抗のいずれか一つの抵抗の両端電圧と該差動増幅器の該
   オフセット電圧が一致したとき該差動増幅器の出力が反
   転するようにしたことを特徴とする電圧監視回路。