JPH07210950A - トラッキング制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】ＡＴＦ方式のヘリカル走査型磁気記録再生装置
のトラッキング制御装置において、パイロット信号処理
を含めたＡＴＦ制御系を全ディジタル処理化し、回路の
高集積化を行う。 【構成】再生パイロット信号を複数のパイロット信号周
波数の公倍数周波数でサンプリングする手段と、サンプ
リング周波数を検出すべきパイロット信号周波数に等し
く且つ所定のサンプリング位相差に変換する２つのサン
プリングデータ間引き手段と、不要高域成分を抑圧する
２個のディジタルＬＰＦと、ディジタルＬＰＦの出力デ
ータからベクトル演算によりパイロット信号レベルを演
算する手段とを備え、検出したパイロット信号レベルに
応じたトラッキングエラー信号をテープ駆動手段に帰還
するように構成する。 【効果】高性能なトラッキング制御装置が実現可能とな
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ヘリカル走査型の磁気
記録再生装置等のトラッキング装置に係り、特にヘリカ
ルトラックに多重記録されたパイロット信号を用いてト
ラッキング制御を行うトラッキング制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のヘリカル走査型の磁気記録再生装
置におけるトラッキング制御は、ＶＨＳ方式のＶＴＲ等
に用いられているＣＴＬ方式（テープ長手方向に形成さ
れるリニアトラックからのコントロール信号を用い
る。）と８ミリＶＴＲ等に用いられているＡＴＦ方式
（ヘリカルトラックから再生される情報信号に多重され
たパイロット信号を用いる。）とが一般的である。これ
らＣＴＬ方式とＡＴＦ方式のトラッキング制御動作原理
については周知でありここでの説明は省略するが、それ
ぞれの特徴は、ＣＴＬ方式では信号処理が簡単である反
面、専用のリニアトラックおよび固定ヘッドが必要であ
る。また、互換再生時には手動あるいは自動のトラッキ
ング調整が必要である。一方ＡＴＦ方式では、専用のリ
ニアトラックや固定ヘッドおよびトラッキング調整が不
要である反面、パイロット信号処理が複雑となり回路ブ
ロックが大きくなる。このように両方式ともそれぞれ短
・長所がありどちらが優れているかは一概に論ぜられな
いが、テープ幅を狭くし、メカニズム部分の小型化を図
る必要のあるシステム（ＶＴＲ）ではＡＴＦ方式が適す
ると言える。更に電気回路系（信号処理系）は、集積回
路技術の進歩によりメカ的な小型化に比べて小型化が容
易になってきている。

【０００３】上記ＡＴＦ方式におけるパイロット信号処
理では、情報信号に多重されているパイロット信号を再
生時に正しく抽出することが重要課題であり、一般に掛
け算回路による周波数変換と周波数変換されたパイロッ
ト信号を抽出する帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと記
す）により構成されている。これらの技術については、
例えば特開昭５９−６８８６２号公報、５９−７５４５
０号公報、５９−３６３５８号公報等に記載されてい
る。しかしこれらの技術は、今後記録密度の向上を狙っ
た狭トラック化を図る場合や、ディジタル信号に変換さ
れた情報信号に多重されたパイロット信号を抽出する場
合等、パイロット信号のＳ／Ｎが劣化するような装置に
おいては、パイロット信号抽出用ＢＰＦのＱを大きくす
る必要が生じ、信号処理回路の複雑化を招くことにな
る。

【０００４】この問題を解決するために、狭帯域ＢＰＦ
（高Ｑ型ＢＰＦ）を用いることなく再生パイロット信号
を高Ｓ／Ｎで抽出・検出する装置として、例えば特開平
４−２５８８０７号公報に記載のトラッキング誤差検出
装置が提案されている。このトラッキング誤差検出装置
の基本構成を図２に示す。この装置は、パイロット信号
の抽出・検出に際し、パイロット周波数信号発生回路
（１、２）にて両隣接トラックからの再生パイロット信
号各々に対し同一周波数で位相差が９０゜となる２つの
ローカルパイロット信号を発生し、再生パイロット信号
と各々のローカルパイロット信号とを掛け算回路（３、
４、５、６）にて乗算し、２つのＬＰＦ（７、８、９、
１０）で不要高域周波数成分を除去した後に、２乗回路
（１１、１２、１３、１４）で２乗し、この２乗した信
号を加算回路（１５、１６）で加算した後、加算信号の
平方根を平方根回路（１７、１８）にて演算することに
より、再生パイロット信号のレベル情報を得るものであ
る。上記パイロット信号処理では、ＬＰＦの遮断周波数
を低くすることにより、従来のＢＰＦの帯域を狭帯域化
することと等価の効果が得られる。したがって、ＬＰＦ
の狭帯域化はＢＰＦの狭帯域化に比べてはるかに容易で
あり、再生パイロット信号の高Ｓ／Ｎでの抽出・検出が
可能になるものである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記ト
ラッキング誤差検出装置では、４つの同期検波回路（掛
け算回路およびＬＰＦ）を初めとする再生パイロット信
号の抽出および検出回路系がアナログ信号処理を前提と
した構成になっている。そのため、上記のようなトラッ
キング誤差検出系（再生パイロット信号処理系）は、現
在ではそのほとんどがディジタル処理化あるいはマイク
ロコンピュータによるソフト処理化されているＶＴＲに
おけるテープの速度制御系や回転ヘッドを搭載したドラ
ムの速度および位相制御系との整合性が悪くなってい
る。言い換えれば、再生パイロット信号処理系がアナロ
グ信号処理であるため、他のディジタル制御系と一体化
した高集積化が難しくなっている。

【０００６】そこで本発明の目的は、再生パイロット信
号の抽出および検出を小規模の回路構成にてディジタル
信号処理化することにより、高集積化を可能とするとと
もに構成部品のバラツキや経年変化等による性能劣化の
無いトラッキング制御装置及びこれを用いた情報再生装
置を提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のトラッキング制御装置に用いた第１の実現手
段は、再生パイロット信号をパイロット信号各々の４倍
周波数の公倍数に等しい周波数の信号でサンプリングし
てディジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、このＡＤ
変換手段の出力を第１のパイロット信号に等しい周波数
で且つ相対的位相差が９０゜になるように変換する第
１、第２のサンプリングデータの間引き手段と、間引き
データに含まれる不要高域成分を抑圧する第１、第２の
ディジタル低域通過フィルタ（以下、Ｄ−ＬＰＦと記
す）と、Ｄ−ＬＰＦの出力データのサンプリング周波数
を低減する即ちデータレートを低減する第１、第２のデ
ータレート変換手段と、データレート変換された第１、
第２のパイロット信号データから、第１のパイロット信
号のレベルを算出する第１の演算手段と、上記ＡＤ変換
手段の出力を第２のパイロット信号に等しい周波数で且
つ相対的位相差が９０゜になるように変換する第３、第
４のサンプリングデータの間引き手段と、間引きデータ
に含まれる不要高域成分を抑圧する第３、第４のＤ−Ｌ
ＰＦと、Ｄ−ＬＰＦの出力データのサンプリング周波数
を低減する即ちデータレートを低減する第３、第４のデ
ータレート変換手段と、データレート変換された第３、
第４のパイロット信号データから、第２のパイロット信
号のレベルを算出する第２の演算手段と、上記第１の演
算手段の出力と第２の演算手段の出力との差分を求める
減算手段と、上記減算手段の出力をテープ駆動手段に帰
還する手段とにより構成している。なお、上記第１の演
算手段は、上記第１、第２のデータレート変換手段の出
力データを、２乗加算した後平方根を求める演算を行
い、上記第２の演算手段は、上記第３、第４のデータレ
ート変換手段の出力データを、２乗加算した後平方根を
求める演算を行う。

【０００８】上記目的を達成するための第２の実現手段
は、再生パイロット信号をパイロット信号各々の周波数
の公倍数の信号でサンプリングしてディジタル信号に変
換するＡＤ変換手段と、このＡＤ変換手段の出力を第１
のパイロット信号に等しい周波数で且つ相対的位相差が
φ１゜（φ１≠１８０）になるように変換する第１、第
２のサンプリングデータの間引き手段と、間引きデータ
に含まれる不要高域成分を抑圧する第１、第２のＤ−Ｌ
ＰＦと、Ｄ−ＬＰＦの出力データのサンプリング周波数
を低減する即ちデータレートを低減する第１、第２のデ
ータレート変換手段と、データレート変換された第１、
第２のパイロット信号データから、第１のパイロット信
号のレベルを算出する第１の演算手段と、上記ＡＤ変換
手段の出力を第２のパイロット信号に等しい周波数で且
つ相対的位相差がφ２゜（φ２≠１８０）になるように
変換する第３、第４のサンプリングデータの間引き手段
と、間引きデータに含まれる不要高域成分を抑圧する第
３、第４のＤ−ＬＰＦと、Ｄ−ＬＰＦの出力データのサ
ンプリング周波数を低減する即ちデータレートを低減す
る第３、第４のデータレート変換手段と、データレート
変換された第３、第４のパイロット信号データから、第
２のパイロット信号のレベルを算出する第２の演算手段
と、上記第１の演算手段の出力と第２の演算手段の出力
との差分を求める減算手段と、上記減算手段の出力をテ
ープ駆動手段に帰還する手段とにより構成している。な
お、上記第１の演算手段は、上記第１、第２のデータレ
ート変換手段の出力データ値をＡ１及びＡ２とした時、
下式（数２）を求める演算を行っており、上記第２の演
算手段は、上記第３、第４のデータレート変換手段の出
力データ値をＢ１及びＢ２とした時、下式（数３）を求
める演算を行っている。

【０００９】

【数２】

【００１０】

【数３】

【００１１】

【作用】第１の実現手段において、再生パイロット信号
をパイロット信号各々の４倍周波数の公倍数に等しい周
波数の信号でサンプリングしてディジタル信号に変換す
るＡＤ変換手段と該ＡＤ変換手段の出力を第１のパイロ
ット信号に等しい周波数で且つ相対的位相差が９０゜に
なるように変換する第１、第２のサンプリングデータの
間引き手段は、１個のＡＤ変換手段でディジタル信号に
変換された各再生パイロット信号を、各パイロット信号
周波数に等しい周波数で且つ相対的位相差が９０゜とな
るサンプルポイントのデータを抽出する。これは等価的
に、各再生パイロット信号をその周波数に等しく相対的
位相差が９０゜である２つの信号と掛け算することに等
しい。第１、第２のＤ−ＬＰＦは、パイロット信号と周
波数多重されている情報信号成分を抑圧すると共にサン
プリングデータの間引き手段により生じた不要折り返し
信号を抑圧する。第１、第２のデータレート変換手段
は、上記Ｄ−ＬＰＦの出力データのデータレートを低減
し、以降のデータ演算における動作速度の低減を可能に
する。第１の演算手段は、第１、第２のＤ−ＬＰＦによ
り抽出された第１の再生パイロット信号のサイン成分と
コサイン成分から再生パイロット信号レベル（振幅情報
に相当する）を算出する。なお、第３、第４のサンプリ
ングデータの間引き手段と、第３、第４のＤ−ＬＰＦ
と、第３、第４のデータレート変換手段および第２の演
算手段とは、上記説明と同様に第２の再生パイロット信
号レベル（振幅情報に相当する）を算出するものであ
る。

【００１２】また第２の実現手段として設けた、再生パ
イロット信号を各パイロット信号周波数の公倍数に等し
い周波数の信号でサンプリングしてディジタル信号に変
換するＡＤ変換手段と、このＡＤ変換手段の出力を第１
のパイロット信号に等しい周波数で且つ相対的位相差が
φ１゜になるように変換する第１、第２のサンプリング
データの間引き手段は、サンプリング周波数が上記第１
の実現手段より低いサンプリング周波数で動作する１個
のＡＤ変換手段で、各再生パイロット信号を各パイロッ
ト信号周波数に等しい周波数で且つ相対的位相差がφ１
゜となるサンプルポイントのデータを抽出する。第３、
第４のサンプリングデータの間引き手段も相対的位相差
がφ２゜となり上記と同様に動作する。そして第１〜第
４のＤ−ＬＰＦと、第１〜第４のデータレート変換手段
は、上記第１の実現手段における各手段と同様の働きを
するものである。第１および第２の演算手段は、サンプ
リングの相対的位相差がφ１゜あるいはφ２゜であり、
９０゜ではないので単なる２乗加算の平方根では正しい
振幅成分が得られないので、上記数式（数２）および
（数３）に示した演算を行い再生パイロット信号のレベ
ルを算出する。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に
説明する。図１は、本発明を適用したパイロット信号を
用いたＡＴＦ方式のトラッキング制御装置を示すブロッ
ク図である。本実施例では具体的例として、図３に示す
ような４周波のパイロット信号（ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ
４と記す。）を用いる場合について説明する。図３にお
いて（１）はパイロット信号の記録トラックパターンを
示し、（２）の表は４周波のパイロット信号の周波数を
示す。４周波のパイロット信号の周波数は、映像信号の
垂直同期信号をｆＨ（例えばＮＴＳＣ方式の映像信号の
場合はｆＨ＝１５．７３４ｋＨｚ）とした時、パイロッ
ト信号周波数は、周波数を３７８ｆＨの源振をそれぞれ
１／５８、１／５０、１／３６、１／４０に分周した周
波数に設定している。トラッキング制御の原理は、図３
の（１）の場合を例に説明すると、磁気ヘッド２２は、
ｆ1トラックを走査しているので、検出すべきパイロッ
ト信号はｆ４およびｆ２信号となり、この２つの再生パ
イロット信号のレベルが等しくなるように制御される。
以下、図１のブロック図等を用いてその動作を説明す
る。

【００１４】図１において、２０は磁気テープ、２１は
ドラム、２２ａ、ｂは磁気ヘッド、２３、２４はキャプ
スタンおよびキャプスタンモーター、２５はプリアン
プ、２６は映像信号と音声信号の処理回路、２７は帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）、２８はＡＤ変換器、２９〜３
２はラッチ回路、３３、３４はサンプリング用およびラ
ッチ用クロックの発生回路、３５〜３８はディジタル低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）、３９〜４２はレート変換回
路、４３、４４はデータ演算回路、４５は比較回路、４
６はトラッキングエラー処理回路、４７は速度エラー処
理回路、４８は加算回路、４９はＤＡ変換器、５０はモ
ータードライバーアンプ、そして５１〜５４は入出力端
子である。

【００１５】図１において、磁気ヘッド２２ａ、ｂによ
り磁気テープ２０から検出された再生信号は、プリアン
プ２５により十分増幅された後、映像・音声信号処理回
路２６およびＢＰＦ２７へ供給される。ＢＰＦ２７で
は、トラッキング制御に不要な映像あるいは音声情報等
の高域成分および直流成分を抑圧した後、再生パイロッ
ト信号をＡＤ変換器２８へ供給する。ＡＤ変換器２８
は、再生パイロット信号をサンプリングクロック発生回
路３３より供給されるクロックを用いてｆ１〜ｆ４のパ
イロット信号各々の４倍周波数の公倍数に等しい周波数
の信号でサンプリングしてディジタル信号に変換する。
本実施例ではサンプリング周波数を公倍数の中の最小周
波数である７５６ｆＨ（約１２ＭＨｚ）に設定してい
る。

【００１６】ディジタル信号に変換された再生パイロッ
ト信号は、ラッチ回路２９〜３２に供給される。ラッチ
回路２９〜３２には、ラッチクロック発生回路３４から
供給されるクロックに従いＡＤ変換器２８の出力である
再生パイロット信号データをラッチする。ここで、ラッ
チクロック発生回路３４の動作は重要であり、以下に詳
細に説明する。

【００１７】ラッチクロック発生回路３４は、所定の２
つの再生パイロット信号に対し、それぞれのパイロット
信号の周波数に等しく且つ相対的位相差が９０゜になる
ようラッチ用クロックをラッチ回路２９、３０とラッチ
回路３１、３２に供給する。例えば、図３の（１）に示
したように、磁気ヘッド２２がパイロット信号ｆ１のト
ラックを走査する場合は、検出すべき再生パイロット信
号はｆ４とｆ２になる。従って、パイロット信号ｆ４の
検出系を点線部５５に設定すると、ラッチ回路２９、３
０に供給するラッチクロックは周波数がｆ４で、互いの
ラッチ間隔（サンプリング間隔）がパイロット信号ｆ４
の周波数における９０゜位相差に相当するタイミングに
設定する必要がある。これは、ＡＤ変換器２８における
サンプリング周波数が、パイロット信号ｆ４の周波数の
８０倍であるため、サンプリングクロックを８０分周し
たクロックはｆ４パイロット信号周波数と等しくなり、
この分周クロックをラッチ回路２９、３０に供給する。
ただし、ラッチ回路２９とラッチ回路３０のラッチタイ
ミングは、パイロット信号ｆ４の周波数における９０゜
位相差に相当するタイミング差を設ける必要があるの
で、サンプリングクロックの２０クロック期間に相当す
る時間だけずらせた分周クロックを発生する。以上のラ
ッチタイミングを図４に示す。図４は、パイロット信号
ｆ４に対するラッチ回路２９とラッチ回路３０のラッチ
クロックのタイミングを示す。上記と同様にｆ２パイロ
ットの検出系を点線部５６に設定すると、ラッチ回路３
１、３２に供給するラッチクロックは周波数がｆ２で、
互いのラッチ間隔（サンプリング間隔）がパイロット信
号ｆ２の波数における９０゜位相差に相当するタイミン
グに設定する必要がある。これは、ＡＤ変換器２８にお
けるサンプリング周波数が、パイロット信号ｆ２の波数
の１００倍であるため、サンプリングクロックを１００
分周したクロックはｆ２パイロット信号周波数と等しく
なり、この分周クロックをラッチ回路３１，３２に供給
する。ただし、ラッチ回路３１とラッチ回路３２のラッ
チタイミングは、パイロット信号ｆ２の周波数における
９０゜位相差に相当するタイミング差を設ける必要があ
るので、サンプリングクロックの２５クロック期間に相
当する時間だけずらせた分周クロックを発生する。以上
のラッチクロック発生回路３４の動作（分周率等）は、
検出する再生パイロット信号の種類によって変更され
る。図５にラッチクロック発生回路３４における検出す
べき再生パイロット信号に対するクロックの分周率およ
び９０゜位相差を発生させるのに必要なクロックカウン
ト数Ｎ１、Ｎ２を示す。なお、上記ラッチクロック発生
回路３４における検出パイロット信号の設定は、入力端
子５１、５２を介して供給される２ビット（４通り）の
制御信号に応じておこなわれる。この制御信号は磁気ヘ
ッド２２のトラック走査周期で切り替えられ、磁気ヘッ
ド２２が順次ｆ１→ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ１のトラック
を走査するように、点線部５５がｆ４→ｆ１→ｆ２→ｆ
３→ｆ４の再生パイロット信号を検出し、点線部５６が
ｆ２→ｆ３→ｆ４→ｆ１→ｆ２の再生パイロット信号を
検出するように設定する。

【００１８】ラッチ回路２９〜３２によってラッチされ
た（サンプリング周波数を間引きされた）再生パイロッ
ト信号データは、それぞれＤ−ＬＰＦ３５〜３８に供給
され、不要高域成分（映像・音声信号や不要再生パイロ
ット信号の折り返し信号等）を抑圧し、データレート変
換回路３９〜４２に供給される。上記Ｄ−ＬＰＦ３５〜
３８およびデータレート変換回路３９〜４２の具体的構
成例（１系統分）を図６に示す。図６において、６０、
６１はデータの入出力端子、６２、６３はクロックの入
力端子、６４、６５は加算回路、６６、７１はラッチ回
路、６７、６８は乗算回路、６９、７０は係数発生回路
である。そして、点線部７２がＤ−ＬＰＦ部であり、ラ
ッチ回路７１がデータレート変換回路に相当する。図６
の点線部７２に示したＤ−ＬＰＦはＩＩＲ型の１次のＬ
ＰＦであり、その伝達関数Ｈ（Ｚ）は下式（数４）に示
す通りである。

【００１９】

【数４】

【００２０】たとえば、このＤ−ＬＰＦのサンプリング
周波数をパイロット信号ｆ４の周波数に設定し、（この
場合ラッチ回路６６のクロック周波数は、パイロット信
号ｆ４の周波数となる）遮断周波数を１００Ｈｚに設定
するとすれば、周知の双１次変換等の手法により、係数
発生回路６９、７０の係数データはα＝２．１０８４Ｅ
（−３）、β＝０．９９５７８となる。

【００２１】ラッチ回路７１に示した構成のデータレー
ト変換回路３９〜４２は、Ｄ−ＬＰＦ２９〜３２の出力
データレートが検出すべき再生パイロット信号の種類に
より異なっているのを等しくすることと、後に説明する
データ演算回路４３、４４の動作周波数を低く設定し処
理を簡略化することを目的に、データレートを低減・一
定化するものである。このデータレートは、サンプリン
グクロック発生回路３３にて発生されるＡＤ変換器２８
に供給されるクロックを一定分周率で分周したクロック
にてＤ−ＬＰＦの出力データをラッチすることにより行
われる。なお、この動作はサンプリング周波数を低下す
ることになるが、先のＤ−ＬＰＦにて高域成分は充分減
衰されているので、不要な折り返し信号成分の発生は考
えなくても良い。

【００２２】データレート変換回路３９〜４２により等
しいデータレートに変換された再生パイロット信号デー
タは、それぞれデータ演算回路４３および４４に供給さ
れる。データ演算回路４３、４４の具体的構成例（１系
統分）を図７に示す。図７において、７３、７４はサン
プリング位相差が９０゜である２つのパイロット信号デ
ータの入力端子、７５は演算結果データ（再生パイロッ
ト信号のレベルデータ）の出力端子、７６、７７は２乗
演算回路、７８は加算回路、そして７９は平方根演算回
路である。このデータ演算回路４３、４４では、位相差
が９０゜である２つの再生パイロット信号データを２乗
加算の後平方根をとっているので、再生パイロット信号
のレベルを算出することになる。

【００２３】以上の動作により、たとえば先の図３の
（１）に示す磁気ヘッドの走査状態では、データ演算回
路４３、４４から出力されるデータは再生パイロット信
号ｆ４のレベルデータと再生パイロット信号ｆ２のレベ
ルデータとなる。上記２つの再生パイロット信号のレベ
ルデータは、比較回路４５で比較演算されトラッキング
エラーデータをトラッキングエラー処理回路４６に供給
する。トラッキングエラー処理回路４６は、トラッキン
グエラーデータに制御回路で言うところの特性補償等の
処理を施した後、加算回路４８に供給する。加算回路４
８では、上記トラッキングエラーデータと速度エラー処
理回路４７から供給される速度エラーデータとを加算し
キャプスタン制御信号としてＤＡ変換器４９に供給す
る。ＤＡ変換器４９でアナロク信号に変換されたキャプ
スタン制御信号は、モータードライバーアンプで電力増
幅されキャプスタンモータ２４に供給される。これによ
り、キャプスタン２３は一定速回転の所定の位相で回転
され、トラッキング制御が行われる。

【００２４】なお、プリアンプ２５の出力である再生Ｒ
Ｆ信号が供給されている映像・音声信号の処理回路は、
周波数復調等の処理が行われ、再生映像信号と再生音声
信号を復元し、出力端子５３、５４より出力する。

【００２５】以上説明したように、本実施例に依れば４
周波の再生パイロット信号をディジタル的に処理する際
に、ＡＤ変換時のサンプリング周波数を各パイロット信
号の４倍周波数の公倍数の周波数にすることにより、サ
ンプリングデータを間引くだけで、検出すべき再生パイ
ロット信号をそのパイロット信号の周波数で且つ９０゜
の位相差でサンプリングすることが可能となり、複数の
ＡＤ変換器あるいは別個の同期検波用掛け算回路を設け
る必要は無く、回路の小規模化が実現できる。また、検
出すべき各再生パイロット信号を等価的に９０゜の位相
差でサンプリングすることにより、再生パイロット信号
をサイン成分とコサイン成分として検出できるので、こ
れらの成分より容易に振幅レベルを算出できる。さら
に、再生パイロット信号のレベル検出をディジタル回路
のみで実現でき、アナログ信号処理時に問題となった構
成部品のバラツキや経年変化による特性劣化を防止する
ことができる。

【００２６】次に、第２の実施例について図８及び図９
を用いて説明する。なお、基本的な全体構成図は先の第
１実施例における図１と同様である。本実施例では比較
的動作の遅いＡＤ変換器で実現することを目的とし、第
１実施例と異なる点は、図１におけるＡＤ変換手段２８
のサンプリング周波数の設定と、データの間引きを行う
ラッチ回路２９〜３２およびラッチクロック発生回路３
４の動作、そしてデータ演算回路４３、４４の演算動作
である。まずＡＤ変換手段２８では、サンプリングクロ
ック発生回路３３から供給されるサンプリングクロック
によりディジタル信号に変換するが、本実施例ではこの
時のサンプリング周波数を、ｆ１〜ｆ４のパイロット信
号の各周波数の最小公倍数の周波数である１８９ｆＨの
周波数（約３ＭＨｚ）に設定しディジタル信号に変換す
る。このＡＤ変換手段２８にてディジタル信号に変換さ
れた再生パイロット信号は、ラッチクロック発生回路３
４から供給されるラッチクロックにしたがってラッチ回
路２９〜３２にて間引きされる。

【００２７】ラッチクロック発生回路３４は、所定の２
つの再生パイロット信号に対し、それぞれのパイロット
信号の周波数に等しく且つ相対的位相差がφｎ゜（φｎ
≠１８０、ｎは検出したいパイロット信号の種類を示
す）になるようにラッチ回路２９、３０とラッチ回路３
１、３２にクロックを供給する。例えば、先の図３の
（１）に示したように、磁気ヘッド２２がパイロット信
号ｆ１のトラックを走査する場合は、検出すべき再生パ
イロット信号はｆ４とｆ２になる。従って、パイロット
信号ｆ４の検出系を点線部５５に設定すれば、ラッチ回
路２９、３０に供給されるラッチクロックは周波数がｆ
４で、互いのラッチ間隔（サンプリング間隔）がパイロ
ット信号ｆ４の周波数におけるφ４゜の位相差に相当す
るタイミングに設定する必要がある。これは、ＡＤ変換
器２８におけるサンプリング周波数が、パイロット信号
ｆ４の周波数の２０倍であるため、サンプリングクロッ
クを２０分周したクロックはｆ４パイロット信号周波数
と等しなり、この分周クロックをラッチ回路２９、３０
に供給する。ただし、ラッチ回路２９とラッチ回路３０
のラッチタイミングは、パイロット信号ｆ４の周波数に
おけるφ４゜の位相差に相当するタイミング差を設ける
必要がある。この場合ラッチクロックの分周率は２０で
あり４の倍数であるので５クロックずらせることによ
り、サンプリングタイミングの位相差φ４゜は９０゜に
設定できる。したがってサンプリングクロックの５クロ
ック期間に相当する時間だけずらせた２０分周のクロッ
クを発生する。次にパイロット信号ｆ２の検出系を点線
部５６に設定すると、ラッチ回路３１、３２に供給する
ラッチクロックは周波数がｆ２で、互いのラッチ間隔
（サンプリング間隔）がパイロット信号ｆ２の周波数に
おけるφ２゜の位相差に相当するタイミングに設定する
必要がある。これは、ＡＤ変換器２８におけるサンプリ
ング周波数が、パイロット信号ｆ２の周波数の２５倍で
あるため、サンプリングクロックを２５分周したクロッ
クはｆ２パイロット信号周波数と等しくなり、この分周
クロックをラッチ回路３１、３２に供給する。ただし、
ラッチ回路３１とラッチ回路３２のラッチタイミング
は、パイロット信号ｆ２の周波数におけるφ２゜の位相
差に相当するタイミング差を設ける必要がある。この場
合ラッチクロックの分周率は２５であり４の倍数ではな
いのでサンプリングタイミングの位相差φ２゜を９０゜
に設定することはできない。そこで精度的に優れるよう
に位相差φ２゜が９０゜付近になるようサンプリングク
ロックの６クロック期間に相当する時間だけずらせた２
５分周のクロックを発生する。この場合パイロット信号
ｆ２を検出するラッチ回路３１と３２のサンプリングタ
イミングの位相差φ２゜は８６．４゜となる。以上のラ
ッチクロック発生回路３４の動作（クロック分周率等）
は、検出する再生パイロット信号の種類によって変更さ
れる。図８にラッチクロック発生回路３４における検出
すべき再生パイロット信号に対するクロックの分周率お
よび位相差φｎ゜の値およびこの位相差を発生させるに
必要なクロックカウント数Ｎ１を示す。なお、上記ラッ
チクロック発生回路３４における検出パイロット信号の
設定は、第１の実施例と同様に入力端子５１、５２を介
して供給される２ビット（４通り）の制御信号に応じて
おこなわれる。

【００２８】ラッチ回路２９〜３２によってラッチされ
た（サンプリング周波数を間引きされた）再生パイロッ
ト信号データは、それぞれＤ−ＬＰＦ３５〜３８に供給
され、不要高域成分（映像・音声信号や不要再生パイロ
ット信号の折り返し信号等）が抑圧され、データレート
変換回路３９〜４２に供給される。上記Ｄ−ＬＰＦ３５
〜３８およびデータレート変換回路３９〜４２の詳細は
第１の実施例と同様でありここでの説明は省略する。

【００２９】データレート変換回路３９〜４２により等
しいデータレートに変換された再生パイロット信号デー
タは、それぞれデータ演算回路４３および４４に供給さ
れる。データ演算回路４３、４４は、先の（数２）ある
いは（数３）の数式に示した演算を行う回路であり、そ
の具体的構成例（１系統分）を図９に示す。図９におい
て、８０、８１は乗算回路、８２、８５は係数発生回
路、８３は加減算回路、８４は除算回路である。なお、
５１、５２、７３〜７７および７９の各端子および回路
ブロックは先の第１実施例で説明したものと同様であ
る。このデータ演算回路４３、４４では、位相差がφｎ
゜である２つの再生パイロット信号データを用いて再生
パイロット信号のレベルを算出するものである。係数発
生回路８２、８５で発生される係数データは、係数発生
回路８２にて２倍のｃｏｓ（φｎ゜）を発生し、係数発
生回路８５にてｓｉｎ（φｎ゜）の２乗データを発生し
ており、検出すべき再生パイロット信号に対する各デー
タ値は先の図８に示した表の通りである。なお、図９に
おいて除算回路８４を用いているが、これは係数発生回
路８５のデータを逆数にすることで除算回路を乗算回路
にすることは、もちろん可能である。

【００３０】データ演算回路４３、４４にて算出された
２つの再生パイロット信号のレベルデータは比較回路４
５に供給され、以下第１の実施例と同様に処理されキャ
プスタンモータに供給される。これにより、キャプスタ
ン２３は一定速回転の所定の位相で回転され、トラッキ
ング制御が行われる。

【００３１】以上説明したように、本実施例に依れば４
周波の再生パイロット信号をディジタル的に処理する際
に、ＡＤ変換時のサンプリング周波数を各パイロット信
号周波数の公倍数の周波数にすることにより、第１の実
施例に比べて比較的動作速度の遅いＡＤ変換器が利用で
きる。そして、サンプリングデータを間引くだけで、検
出すべき再生パイロット信号をそのパイロット信号の周
波数で且つ所定の位相差φｎ゜でサンプリングすること
が可能となり、第１の実施例と同様に複数のＡＤ変換器
あるいは別個の同期検波用掛け算回路を設ける必要は無
く、回路の小規模化が実現できる。また、等価的に検出
すべき各再生パイロット信号をφｎ゜（φｎ≠１８０）
の位相差の２ポイントでサンプリングすることにより、
第１の実施例に比べて若干複雑となるが純粋に算術演算
のみで再生パイロット信号の振幅レベル情報を得ること
ができる。さらに、第１の実施例と同様に再生パイロッ
ト信号のレベル検出をディジタル回路のみで実現でき、
アナログ信号処理時に問題となった構成部品のバラツキ
や経年変化による特性劣化を防止することができる。

【００３２】なお、以上までの実施例において、ＡＤ変
換手段２８とラッチ回路２９〜３２の間にパイロット信
号周波数の２分の１を超えるような不要高域成分を抑圧
するディジタルＬＰＦを設ければ、ＢＰＦ２７の必要な
高域遮断特性はゆるやかなものになり、アナログ回路の
負担を低減することができる。

【００３３】次に、第３の実施例を図１０を用いて説明
する。図１０は、本発明を適用したパイロット信号を用
いたＡＴＦ方式のトラッキング装置を示すブロック図で
ある。この図１０の装置と先の図１の装置とにおける相
違点は、新たにクロックオア回路９０とクロック遅延回
路９１を設けたことによるＡＤ変換器２８の動作の違い
である。先の第１、第２の実施例では、ＡＤ変換におけ
るサンプリング周波数を、複数のパイロット信号周波数
の公倍数周波数あるいは４倍の公倍数周波数に設定して
いる。しかし、このサンプリング周波数によってサンプ
リングされた多くの再生パイロット信号データは、次段
のラッチ回路２９〜３２以降未使用となる。そこで、図
１０のＡＤ変換器２８では、図１に示したラッチ回路２
９〜３２に供給されるクロックのオア（状態信号のオア
ではなくトリガー信号のオアである。）をとったクロッ
クを、ＡＤ変換器にサンプリングクロックとして供給
し、必要なタイミングのサンプリングデータのみをディ
ジタル信号に変換するようにしている。なお、クロック
遅延回路９１はＡＤ変換器の出力タイミングとラッチ回
路２９〜３２以降の動作タイミングを合わせるためのも
のである。

【００３４】以上説明したように、本実施例に依れば先
に述べた第１、第２の実施例における効果に加えて、Ａ
Ｄ変換器２８の平均動作速度を大幅に低減することが可
能であり、回路の消費電力の削減に効果がある。

【００３５】以上説明してきた実施例において、ラッチ
回路２９〜３２以降のディジタル信号処理系は、ハード
ウエアとしてのディジタル回路で実現できるだけでな
く、マイコンを用いたソフトウエアにおいても実現でき
ることは明らかである。

【００３６】また、上記した実施例においては４周波の
パイロット信号を順次トラックに連続的に記録されてい
る場合について述べてきたが、パイロット信号の周波数
は４周波に限らず２周波の場合においても、またトラッ
ク毎に連続でなく間欠的であっても上記実施例と同様に
ディジタル的に高精度でパイロット信号を検出するトラ
ッキング装置を実現できることは明らかである。

【００３７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＡＴＦトラッキング制御系を、小規模の回路構成にてデ
ィジタル信号処理化することにより高集積化を可能とす
るとともに、構成部品のバラツキや経年変化による性能
劣化の無い高性能なトラッキング制御装置を実現するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用したトラッキング制御装置のブロ
ック図である。

【図２】従来のパイロット信号を用いたトラッキング誤
差検出装置のブロック図である。

【図３】４周波パイロット信号の記録トラックパターン
図およびパイロット信号周波数の一例を示す図である。

【図４】第１の実施例における検出パイロット信号のサ
ンプリングタイミングを示す図である。

【図５】第１の実施例における検出パイロット信号のサ
ンプリングタイミングを示す図である。

【図６】Ｄ−ＬＰＦの具体的構成例を示すブロック図で
ある。

【図７】第１の実施例におけるデータ演算回路の具体的
構成例を示すブロック図である。

【図８】第２の実施例における検出パイロット信号のサ
ンプリングタイミングを示す図である。

【図９】第２の実施例におけるデータ演算回路の具体的
構成例を示すブロック図である。

【図１０】第３の実施例におけるトラッキング装置のブ
ロック図である。

【符号の説明】

２０…磁気テープ、 ２１…ドラム、２２ａ、 ２２ｂ…磁気ヘッド、 ２３…キャプスタン、 ２４…キャプスタンモーター、 ２８…ＡＤ変換器、 ２９〜３２…ラッチ回路、 ３３…サンプリングクロック発生回路、 ３４…ラッチクロック発生回路、 ３５〜３８…ディジタルＬＰＦ、 ４３、４４…データ演算回路、 ４５…比較回路、 ４６…トラッキングエラー処理回路、 ４７…速度エラー処理回路、 ４８…加算回路、 ４９…ＤＡ変換器、 ５０…モータードライバーアンプ、 ９０…クロックオア回路、 ９１…クロック遅延回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三辺 晃史 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所映像メディア研究所内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】回転磁気ヘッドのヘリカル走査により形成
   されるトラック毎に周波数の異なる複数のパイロット信
   号が逐次循環的に情報信号に多重して記録されている磁
   気記録媒体から、再生時に上記磁気ヘッドが走査すべき
   トラックの両隣接トラックからの再生パイロット信号の
   レベル差に応じてトラッキング制御を行うトラッキング
   制御装置において、 上記検出すべき再生パイロット信号を、該パイロット信
   号の１周期に対して少なくとも２ポイントでの振幅情報
   をサンプリングしてディジタル信号に変換するＡＤ変換
   手段と、 上記ＡＤ変換手段の出力データを、上記パイロット信号
   の１周期に対する上記２ポイントのサンプリングポイン
   トの位相差情報に応じて予め決められた所定の演算を行
   う演算手段と、 上記演算手段の出力データからトラッキングエラー信号
   を発生するトラッキングエラー発生手段と、を備えたこ
   とを特徴とするトラッキング制御装置。
2. 【請求項２】上記再生パイロット信号を、上記複数のパ
   イロット信号各々の４倍の周波数の公倍数に等しい周波
   数の信号でサンプリングしてディジタル信号に変換する
   ＡＤ変換手段と、 上記ＡＤ変換手段の出力を、検出すべきパイロット信号
   に等しい周波数で、且つ互いに相対的位相差が９０゜と
   なる２種類のデータとする第１、第２のサンプリングデ
   ータの間引き手段と、 上記間引き手段からの出力データに含まれる不要高域周
   波数成分を抑圧する第１、第２のディジタル低域通過フ
   ィルタと、 上記第１、第２のディジタル低域通過フィルタの出力デ
   ータ値を２乗する第１、第２の２乗演算手段と、 上記第１、第２の２乗演算手段の出力データを加算する
   加算手段と、 上記加算手段の出力データ値の平方根を求める平方根演
   算手段と、 上記平方根演算手段の出力データからトラッキングエラ
   ー信号を発生するトラッキングエラー発生手段と、を備
   えたことを特徴とする請求項１に記載のトラッキング制
   御装置。
3. 【請求項３】上記再生パイロット信号を、上記複数のパ
   イロット信号各々の周波数の公倍数に等しい周波数の信
   号でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡＤ変
   換手段と、 上記ＡＤ変換手段の出力を、検出すべきパイロット信号
   に等しい周波数で、且つ相対的位相差がφｎ゜（φｎ≠
   １８０）となる２種類のデータとする第１、第２のサン
   プリングデータの間引き手段と、 上記間引き手段からの出力データに含まれる不要高域周
   波数成分を抑圧する第１、第２のディジタル低域通過フ
   ィルタと、 上記第１、第２のディジタル低域通過フィルタの出力デ
   ータ値をＡ１およびＡ２とした時に下式（数１）に示す
   演算を行う演算手段と、 【数１】 上記演算手段の出力データからトラッキングエラー信号
   を発生するトラッキングエラー発生手段と、を備えたこ
   とを特徴とする請求項１に記載のトラッキング制御装
   置。
4. 【請求項４】一方の隣接トラックからの第１の再生パイ
   ロット信号を、該第１の再生パイロット信号に等しい周
   波数で、且つ相対的位相差が９０゜になる２種類のサン
   プリング信号でディジタル信号に変換する第１のＡＤ変
   換手段と、 上記第１のＡＤ変換手段の２種類の出力データに含まれ
   る不要高域周波数成分を抑圧する第１、第２のディジタ
   ル低域通過フィルタと、 上記第１、第２のディジタル低域通過フィルタの出力デ
   ータ値を２乗する第１、第２の２乗演算手段と、 上記第１、第２の２乗演算手段の出力データを加算する
   第１の加算手段と、 上記加算手段の出力データ値の平方根を求める第１の平
   方根演算手段と、 他方の隣接トラックからの第２の再生パイロット信号
   を、該第２の再生パイロット信号に等しい周波数で、且
   つ相対的位相差が９０゜になる２種類のサンプリング信
   号でディジタル信号に変換する第２のＡＤ変換手段と、 上記第２のＡＤ変換手段の２種類の出力データに含まれ
   る不要高域周波数成分を抑圧する第３、第４のディジタ
   ル低域通過フィルタと、 上記第３、第４のディジタル低域通過フィルタの出力デ
   ータ値を２乗する第３，第４の２乗演算手段と、 上記第３、第４の２乗演算手段の出力データを加算する
   第２の加算手段と、 上記加算手段の出力データ値の平方根を求める第２の平
   方根演算手段と、 上記第１及び第２の平方根演算手段の出力データを比較
   することによりトラッキングエラー信号を発生するトラ
   ッキングエラー発生手段と、を備え、上記第１のＡＤ変
   換手段と第２のＡＤ変換手段とを１個のＡＤ変換手段の
   時分割処理により行うようにしたことを特徴とする請求
   項１に記載のトラッキング制御装置。
5. 【請求項５】一方の隣接トラックからの第１の再生パイ
   ロット信号を、該第１の再生パイロット信号に等しい周
   波数で、且つ相対的位相差がφ１゜（φ１≠１８０）に
   なる２種類のサンプリング信号でディジタル信号に変換
   する第１のＡＤ変換手段と、 上記第１のＡＤ変換手段の２種類の出力データに含まれ
   る不要高域周波数成分を抑圧する第１、第２のディジタ
   ル低域通過フィルタと、 上記第１、第２のディジタル低域通過フィルタの出力デ
   ータ値をＡ１およびＡ２とした時に下式（数２）に示す
   演算を行う第１の演算手段と、 【数２】 他方の隣接トラックからの第２の再生パイロット信号
   を、該第２の再生パイロット信号に等しい周波数で、且
   つ相対的位相差がφ２゜（φ２≠１８０）になる２種類
   のサンプリング信号でディジタル信号に変換する第２の
   ＡＤ変換手段と、 上記第２のＡＤ変換手段の２種類の出力データに含まれ
   る不要高域周波数成分を抑圧する第３、第４のディジタ
   ル低域通過フィルタと、 上記第３、第４のディジタル低域通過フィルタの出力デ
   ータ値をＢ１およびＢ２とした時に下式（数３）に示す
   演算を行う第２の演算手段と、 【数３】 上記第１及び第２の演算手段の出力データを比較するこ
   とによりトラッキングエラー信号を発生するトラッキン
   グエラー発生手段と、を備え、上記第１のＡＤ変換手段
   と第２のＡＤ変換手段とを１個のＡＤ変換手段の時分割
   処理により行うようにしたことを特徴とする請求項１に
   記載のトラッキング制御装置。