JPH07213058A - トリム型共振タイプコンバータ - Google Patents
トリム型共振タイプコンバータInfo
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- JPH07213058A JPH07213058A JP6213966A JP21396694A JPH07213058A JP H07213058 A JPH07213058 A JP H07213058A JP 6213966 A JP6213966 A JP 6213966A JP 21396694 A JP21396694 A JP 21396694A JP H07213058 A JPH07213058 A JP H07213058A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/3372—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration of the parallel type
-
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
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- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣ／ＤＣコンバータ動作時におけるスイッ
チング変換周波数の変化幅が従来のコンバータに比較し
て大幅に低減された共振タイプコンバータを提供するこ
とによって、設計者が、９０％近くの効率を有するオフ
ライン用スイッチング電源を開発できるようにする。 【構成】 極めて小さいスイッチング変換周波数変動範
囲内で動作すると共に、共通の磁心構造を有するトリム
型共振タイプＤＣ／ＤＣコンバータである。
チング変換周波数の変化幅が従来のコンバータに比較し
て大幅に低減された共振タイプコンバータを提供するこ
とによって、設計者が、９０％近くの効率を有するオフ
ライン用スイッチング電源を開発できるようにする。 【構成】 極めて小さいスイッチング変換周波数変動範
囲内で動作すると共に、共通の磁心構造を有するトリム
型共振タイプＤＣ／ＤＣコンバータである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この技術は、ＤＣ／ＤＣコンバー
タに関し、更に詳細には共振タイプＤＣ／ＤＣコンバー
タに関するものである。この発明は、本発明と同一の発
明者であるマイケル ピー アーチャー（Ｍｉｃｈａｅ
ｌ Ｐ．Ａｒｃｈｅｒ）に付与された米国特許第５，１
７７，６７５号（１９９３年１月５日；対応日本出願：
特開平５−１１５１７７号公報）に開示されている発明
の改良である。
タに関し、更に詳細には共振タイプＤＣ／ＤＣコンバー
タに関するものである。この発明は、本発明と同一の発
明者であるマイケル ピー アーチャー（Ｍｉｃｈａｅ
ｌ Ｐ．Ａｒｃｈｅｒ）に付与された米国特許第５，１
７７，６７５号（１９９３年１月５日；対応日本出願：
特開平５−１１５１７７号公報）に開示されている発明
の改良である。
【０００２】
【従来技術の説明】ある大きさの直流電圧を他の大きさ
の直流電圧に変換するために種々のコンバータの方式が
ある。フォワード方式及びフライバック方式のコンバー
タが従来技術として広く知られている。ジョージ クラ
イシス著（Ｇｅｏｒｇｅ Ｃｈｒｙｓｓｉｓ）「高周波
スイッチング電源の理論と設計（Ｈｉｇｈ−Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐ
ｌｉｅｓ： Ｔｈｅｏｒｙａｎｄ Ｄｅｓｉｎｇ）」
「マグロウヒル・ブック・カンパニー（ＭｃＧｒａｗＨ
ｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃｏ．）刊」等多くの文献にこの種
のコンバータの動作が説明されている。
の直流電圧に変換するために種々のコンバータの方式が
ある。フォワード方式及びフライバック方式のコンバー
タが従来技術として広く知られている。ジョージ クラ
イシス著（Ｇｅｏｒｇｅ Ｃｈｒｙｓｓｉｓ）「高周波
スイッチング電源の理論と設計（Ｈｉｇｈ−Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐ
ｌｉｅｓ： Ｔｈｅｏｒｙａｎｄ Ｄｅｓｉｎｇ）」
「マグロウヒル・ブック・カンパニー（ＭｃＧｒａｗＨ
ｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃｏ．）刊」等多くの文献にこの種
のコンバータの動作が説明されている。
【０００３】零電流、零電圧スイッチング共振タイプコ
ンバータの分野において、設計者の共通の目的は、材料
費の低減、高効率、及び高実装密度の達成である。この
分野におけるコンバータ技術の現状としては、過去数年
の間に実装密度が０．１２Ｗ／ｃｍ3 （２Ｗ／ｉｎｃｈ
3 ）から０．２４Ｗ／ｃｍ3 （４Ｗ／ｉｎｃｈ3 ）に増
大してきている。しかしながら、常に改良と改善が企て
られる電力変換技術分野において、現在の共振タイプコ
ンバータはその共振技術の実施にあたって多数の困難な
問題点に直面して、コンバータの実装密度をより上げる
ことが難しい状況となってきている。
ンバータの分野において、設計者の共通の目的は、材料
費の低減、高効率、及び高実装密度の達成である。この
分野におけるコンバータ技術の現状としては、過去数年
の間に実装密度が０．１２Ｗ／ｃｍ3 （２Ｗ／ｉｎｃｈ
3 ）から０．２４Ｗ／ｃｍ3 （４Ｗ／ｉｎｃｈ3 ）に増
大してきている。しかしながら、常に改良と改善が企て
られる電力変換技術分野において、現在の共振タイプコ
ンバータはその共振技術の実施にあたって多数の困難な
問題点に直面して、コンバータの実装密度をより上げる
ことが難しい状況となってきている。
【０００４】マイケル ピー アーチャーに付与された
前記米国特許第５，１７７，６７５号に開示されている
従来技術の共振コンバータにおいて、共振技術の目的
は、高周波数と低周波数のちょうど中間あたりのスイッ
チング変換周波数での零電圧／零電流スイッチングに集
約された。共振タイプ電源設計における直列共振技術お
よび並列共振技術はコンピュータ、工業用製品及び民生
用製品向けの電源で、要求するコストに適合し、オフラ
イン用スイッチング電源として使用され、且つ高密度実
装を実現するための電源方式として使用された。ここ数
年間における０．２４Ｗ／ｃｍ3 （４Ｗ／ｉｎｃｈ3 ）
レベルの実装密度はこれらの方式を使用することで達成
された。前記米国特許第５，１７７，６７５号の発明を
実施する際、カストマーの要求を満たすべく、コストを
更に低減し、実装密度をさらに高めることを追求するに
あたって設計者は、二つの困難な問題に直面した。
前記米国特許第５，１７７，６７５号に開示されている
従来技術の共振コンバータにおいて、共振技術の目的
は、高周波数と低周波数のちょうど中間あたりのスイッ
チング変換周波数での零電圧／零電流スイッチングに集
約された。共振タイプ電源設計における直列共振技術お
よび並列共振技術はコンピュータ、工業用製品及び民生
用製品向けの電源で、要求するコストに適合し、オフラ
イン用スイッチング電源として使用され、且つ高密度実
装を実現するための電源方式として使用された。ここ数
年間における０．２４Ｗ／ｃｍ3 （４Ｗ／ｉｎｃｈ3 ）
レベルの実装密度はこれらの方式を使用することで達成
された。前記米国特許第５，１７７，６７５号の発明を
実施する際、カストマーの要求を満たすべく、コストを
更に低減し、実装密度をさらに高めることを追求するに
あたって設計者は、二つの困難な問題に直面した。
【０００５】前記米国特許に開示されている方式で、無
負荷−全負荷間の負荷変動において周波数の変動幅を１
／２或いは１／４に抑えたコンバータで、直列・並列共
振タイプコンバータの動作効率は低電圧出力回路、例え
ば５Ｖ出力、において約８５％であった。また、前記米
国特許第５，１７７，６７５号の実施にあたっては、主
として熱的に、電力出力の許容限界を持っている二つの
コアを使用しているので、その材料費及び製造コストは
高くなり、サイズ及び重量が最重点課題でなく、コスト
の追求を第一義的にあげていた従来の電源にとって代わ
るには色々と制約があった。
負荷−全負荷間の負荷変動において周波数の変動幅を１
／２或いは１／４に抑えたコンバータで、直列・並列共
振タイプコンバータの動作効率は低電圧出力回路、例え
ば５Ｖ出力、において約８５％であった。また、前記米
国特許第５，１７７，６７５号の実施にあたっては、主
として熱的に、電力出力の許容限界を持っている二つの
コアを使用しているので、その材料費及び製造コストは
高くなり、サイズ及び重量が最重点課題でなく、コスト
の追求を第一義的にあげていた従来の電源にとって代わ
るには色々と制約があった。
【０００６】現状の０．２４Ｗ／ｃｍ3 以上に実装密度
を上げる際の主要な問題点は、変圧器に流れる励磁電流
である。前記米国特許第５，１７７，６７５号で詳述し
たように、変圧器の励磁電流は理想的な零電圧スイッチ
ングに対して少なからず影響を及ぼしている。スイッチ
ング電源の全動作範囲（入力電圧変動、負荷変動）内で
励磁電流の変化幅は、最大値／最少値＝２となる。
を上げる際の主要な問題点は、変圧器に流れる励磁電流
である。前記米国特許第５，１７７，６７５号で詳述し
たように、変圧器の励磁電流は理想的な零電圧スイッチ
ングに対して少なからず影響を及ぼしている。スイッチ
ング電源の全動作範囲（入力電圧変動、負荷変動）内で
励磁電流の変化幅は、最大値／最少値＝２となる。
【０００７】励磁電流の変化によって影響を及ぼす１つ
の領域は、電磁波障害（ＥＭＩ：Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａ
ｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の分野であ
る。スイッチング周波数の変動範囲が現状の１／２ない
し１／４の範囲に低減された直並列タイプ共振コンバー
タにおいて、一次側スイッチング素子に印加される高電
圧ｄｖ／ｄｔ値は、現状のものに比較して近似的に１／
３の大きさに制限されている。高い入力電圧のコンバー
タにおける一次側大電流スイッチング素子に印加される
高電圧は、電磁波障害、特にコモンモードタイプの電磁
波障害の主要な発生源の１つである。
の領域は、電磁波障害（ＥＭＩ：Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａ
ｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の分野であ
る。スイッチング周波数の変動範囲が現状の１／２ない
し１／４の範囲に低減された直並列タイプ共振コンバー
タにおいて、一次側スイッチング素子に印加される高電
圧ｄｖ／ｄｔ値は、現状のものに比較して近似的に１／
３の大きさに制限されている。高い入力電圧のコンバー
タにおける一次側大電流スイッチング素子に印加される
高電圧は、電磁波障害、特にコモンモードタイプの電磁
波障害の主要な発生源の１つである。
【０００８】現状の共振タイプコンバータにおいて周波
数変動範囲が１／２になり、また、一次側の電圧値が１
／３になる場合には、コンバータの一次側に挿入される
電磁波障害を除去するためのフィルタは、従来方式のコ
ンバータに必要とされたフィルタのおよそ１／２です
み、また第二世代の共振タイプコンバータに比較してさ
えも同様に１／２ですむ。しかしながら、共振タイプコ
ンバータの設計に携わるエンジニアの究極の目標は、フ
ィルタを完全に不要とすることである。一方、世界中
（特にヨーロッパ及び米国）の電磁波障害（ＥＭＩ）規
格を制定する機関が伝導ノイズ及び輻射ノイズの規格を
より厳しくしているこの時期においては、フィルタを完
全に除去することはより困難なことになってきている。
現状の直並列タイプ共振コンバータにおいて、一次側ス
イッチング素子に印加されるリセット電圧が、制御回路
からの信号によってスイッチング素子がオン状態に切り
替わる直前に零に達する最良の動作状態下においてはＥ
ＭＩ特性も最良の状態になっている。
数変動範囲が１／２になり、また、一次側の電圧値が１
／３になる場合には、コンバータの一次側に挿入される
電磁波障害を除去するためのフィルタは、従来方式のコ
ンバータに必要とされたフィルタのおよそ１／２です
み、また第二世代の共振タイプコンバータに比較してさ
えも同様に１／２ですむ。しかしながら、共振タイプコ
ンバータの設計に携わるエンジニアの究極の目標は、フ
ィルタを完全に不要とすることである。一方、世界中
（特にヨーロッパ及び米国）の電磁波障害（ＥＭＩ）規
格を制定する機関が伝導ノイズ及び輻射ノイズの規格を
より厳しくしているこの時期においては、フィルタを完
全に除去することはより困難なことになってきている。
現状の直並列タイプ共振コンバータにおいて、一次側ス
イッチング素子に印加されるリセット電圧が、制御回路
からの信号によってスイッチング素子がオン状態に切り
替わる直前に零に達する最良の動作状態下においてはＥ
ＭＩ特性も最良の状態になっている。
【０００９】このことは、変圧器、または前記米国特許
第５，１７７，６７５号の場合のように複数の変圧器を
介して一次及び二次巻線間に流れるコモンモード電流
が、変圧器の１次巻線に印加されるｄｖ／ｄｔ値が低い
ことに起因して、小さいということによるものである。
しかしながら、このような理想的な条件以外では、ｄｖ
／ｄｔ値は増大し、この結果電圧が零に達した後にスイ
ッチング素子がオン状態に切り替わる時の遅延はスイッ
チング周波数の１０％（の時間）にまで達する。周波数
の変化によって傾斜が増加するにつれて、コモンモード
電流が増加し、この結果伝導ＥＭＩ規格レベルに適合さ
せるために入力フィルタのサイズは上記の理想的な条件
時におけるフィルタよりも当然のことながら大きくな
る。一層都合が悪いことは、直列共振コンバータのゼロ
電圧スイッチング特性は一次巻線換算の総合キャパシタ
ンスに依存することである。そのため設計者は１次巻線
間キャパシタンスを小さくする必要があり、本来この程
度で収めたいと思う漏洩インダクタンスより大きな漏洩
インダクタンスで妥協せざるを得ないということが出て
くる。
第５，１７７，６７５号の場合のように複数の変圧器を
介して一次及び二次巻線間に流れるコモンモード電流
が、変圧器の１次巻線に印加されるｄｖ／ｄｔ値が低い
ことに起因して、小さいということによるものである。
しかしながら、このような理想的な条件以外では、ｄｖ
／ｄｔ値は増大し、この結果電圧が零に達した後にスイ
ッチング素子がオン状態に切り替わる時の遅延はスイッ
チング周波数の１０％（の時間）にまで達する。周波数
の変化によって傾斜が増加するにつれて、コモンモード
電流が増加し、この結果伝導ＥＭＩ規格レベルに適合さ
せるために入力フィルタのサイズは上記の理想的な条件
時におけるフィルタよりも当然のことながら大きくな
る。一層都合が悪いことは、直列共振コンバータのゼロ
電圧スイッチング特性は一次巻線換算の総合キャパシタ
ンスに依存することである。そのため設計者は１次巻線
間キャパシタンスを小さくする必要があり、本来この程
度で収めたいと思う漏洩インダクタンスより大きな漏洩
インダクタンスで妥協せざるを得ないということが出て
くる。
【００１０】最大動作周波数の理想的条件下においては
このことはうまくいく。しかしながら、負荷の変動及び
入力電圧の変動に応じて制御回路が強制的に動作周波数
を低下させるにつれて、この比較的高いリーケージイン
ダクタンスは高電圧スイッチング時に異常発振の１形態
であるリンギングを引き起こす。この種のリンギング
は、通常型のコンバータ、或いは共振タイプコンバータ
の第一世代及び第二世代のものに発生するリンギングに
比してはるかに低いが、未だかってない小型の入力フィ
ルタをその目標とするならば、基本スイッチング変換周
波数及びその高周波以外の周波数でのリンギングは悩み
の種となる。
このことはうまくいく。しかしながら、負荷の変動及び
入力電圧の変動に応じて制御回路が強制的に動作周波数
を低下させるにつれて、この比較的高いリーケージイン
ダクタンスは高電圧スイッチング時に異常発振の１形態
であるリンギングを引き起こす。この種のリンギング
は、通常型のコンバータ、或いは共振タイプコンバータ
の第一世代及び第二世代のものに発生するリンギングに
比してはるかに低いが、未だかってない小型の入力フィ
ルタをその目標とするならば、基本スイッチング変換周
波数及びその高周波以外の周波数でのリンギングは悩み
の種となる。
【００１１】第二の問題は、前記米国特許第５，１７
７，６７５号に例示されているように、現世代の共振タ
イプコンバータにおいては、コンバータの動作周波数が
その動作範囲の最小点に近づいている時（すなわち、変
圧器の励磁電流が最大点に近づいている時）にその効率
は低下するということである。このことは、スイッチン
グ素子や一次巻線に流れる電流の実効値の約３０％が励
磁電流である事実に起因する。このことは、第一世代及
び第二世代の共振タイプコンバータである米国特許第
４，４１５，９５９号（Ｖｉｎｃｅｒｅｌｌｉ）或いは
日本特許第１，５０３，９２５号（松下）のものよりは
良いが、しかし、現世代のコンバータにおける効率を制
限している要素である。この現象は、スイッチング変換
周波数の変動がその原因の全てである。何故ならば、励
磁電流はコンバータの動作周波数の函数として表わされ
るからである。
７，６７５号に例示されているように、現世代の共振タ
イプコンバータにおいては、コンバータの動作周波数が
その動作範囲の最小点に近づいている時（すなわち、変
圧器の励磁電流が最大点に近づいている時）にその効率
は低下するということである。このことは、スイッチン
グ素子や一次巻線に流れる電流の実効値の約３０％が励
磁電流である事実に起因する。このことは、第一世代及
び第二世代の共振タイプコンバータである米国特許第
４，４１５，９５９号（Ｖｉｎｃｅｒｅｌｌｉ）或いは
日本特許第１，５０３，９２５号（松下）のものよりは
良いが、しかし、現世代のコンバータにおける効率を制
限している要素である。この現象は、スイッチング変換
周波数の変動がその原因の全てである。何故ならば、励
磁電流はコンバータの動作周波数の函数として表わされ
るからである。
【００１２】
【発明の目的】オフライン用スイッチング電源において
は、０．２４Ｗ／ｃｍ3 （４Ｗ／ｉｎｃｈ3 ）以上に出
力電力密度を高める際に付随して発生する前記問題点に
鑑みて、本発明の目的は前記米国特許第５，１７７，６
７５号の発明と同一原理で動作するが、しかし、大幅に
低減されたスイッチング変換周波数の変動範囲で動作す
る共振タイプコンバータを提供するものである。本発明
の共振タイプコンバータによって設計者は、９０％近く
の効率を有するコンピュータ、工業用製品及び民生用製
品向けのオフライン用スイッチング電源を開発すること
ができるようになったものである。
は、０．２４Ｗ／ｃｍ3 （４Ｗ／ｉｎｃｈ3 ）以上に出
力電力密度を高める際に付随して発生する前記問題点に
鑑みて、本発明の目的は前記米国特許第５，１７７，６
７５号の発明と同一原理で動作するが、しかし、大幅に
低減されたスイッチング変換周波数の変動範囲で動作す
る共振タイプコンバータを提供するものである。本発明
の共振タイプコンバータによって設計者は、９０％近く
の効率を有するコンピュータ、工業用製品及び民生用製
品向けのオフライン用スイッチング電源を開発すること
ができるようになったものである。
【００１３】本発明の他の目的は、前記米国特許第５，
１７７，６７５号で使用されていた第二の個別磁性素子
（トランス）を除去して、一次及び二次巻線間の容量の
低減すると共に電源の材料費を低減すること、及び設計
者が励磁電流を独立したパラメータとして設計でき、そ
の励磁電流は他の動作パラメータに僅かしか影響を及ぼ
さないものとすることである。
１７７，６７５号で使用されていた第二の個別磁性素子
（トランス）を除去して、一次及び二次巻線間の容量の
低減すると共に電源の材料費を低減すること、及び設計
者が励磁電流を独立したパラメータとして設計でき、そ
の励磁電流は他の動作パラメータに僅かしか影響を及ぼ
さないものとすることである。
【００１４】これらの諸目的は、トランスの鉄心として
３つの鉄心脚をもったＥＥコアを使用し、ＥＥコアの外
側の脚上にそれぞれ巻線用のボビンを有するいわゆる共
通磁心構造を採用することによって実現される。
３つの鉄心脚をもったＥＥコアを使用し、ＥＥコアの外
側の脚上にそれぞれ巻線用のボビンを有するいわゆる共
通磁心構造を採用することによって実現される。
【００１５】
【実施例】本発明の実施例である図２において、２４は
第一の鉄心脚３２に巻かれた二次巻線１６及び１５、同
じく一次巻線１４及び１３、さらに、第二の鉄心脚３０
に巻かれたタンク巻線１０並びに制御巻線１１及び１２
を有する鉄心アッセンブリを示している。制御巻線１１
及び１２は、巻数では等しいが、位相ドットで示してあ
るように、位相が相互に逆になるように巻かれている。
それらの巻線は、寄生容量及び寄生漏洩インダクタンス
の双方が最小になるように巻かれている。
第一の鉄心脚３２に巻かれた二次巻線１６及び１５、同
じく一次巻線１４及び１３、さらに、第二の鉄心脚３０
に巻かれたタンク巻線１０並びに制御巻線１１及び１２
を有する鉄心アッセンブリを示している。制御巻線１１
及び１２は、巻数では等しいが、位相ドットで示してあ
るように、位相が相互に逆になるように巻かれている。
それらの巻線は、寄生容量及び寄生漏洩インダクタンス
の双方が最小になるように巻かれている。
【００１６】一次巻線１４及び１３は、制御巻線１１及
び１２とそれぞれ電気的に接続されている。一次巻線は
それぞれ制御巻線と直列であるが、位相ずらし即ち反対
方向に巻かれている。巻線１６及び１５は、二次巻線で
あり直流的絶縁方法で、通常の巻き方によって一次巻線
に結合されている。一次側スイッチング素子１９と２０
は、変圧器アッセンブリに励磁電流を供給する一次側回
路に設けられている。
び１２とそれぞれ電気的に接続されている。一次巻線は
それぞれ制御巻線と直列であるが、位相ずらし即ち反対
方向に巻かれている。巻線１６及び１５は、二次巻線で
あり直流的絶縁方法で、通常の巻き方によって一次巻線
に結合されている。一次側スイッチング素子１９と２０
は、変圧器アッセンブリに励磁電流を供給する一次側回
路に設けられている。
【００１７】コンバータへの入力電力は、フィルタ効果
の目的のためのコンデンサ１８に接続された端子２７に
外部接続される直流電源（図示せず）から供給される。
巻線１１及び１２は、該直流電源２７と並列に接続され
ている。スイッチング素子２０は、巻線１４と直列に接
続されている。スイッチング素子１９は、巻線１３と直
列に接続されている。スイッチング素子１９と２０は、
それらの間に存在する所定の遅延時間をもって、図３に
示す制御回路からの信号によって交互にオン・オフをす
る。スイッチング素子１９と２０は、反対側のスイッチ
ング素子がオフになった後のサージ電圧をクランプする
派生ダイオードを内蔵するＭＯＳ電界効果トランジスタ
である。
の目的のためのコンデンサ１８に接続された端子２７に
外部接続される直流電源（図示せず）から供給される。
巻線１１及び１２は、該直流電源２７と並列に接続され
ている。スイッチング素子２０は、巻線１４と直列に接
続されている。スイッチング素子１９は、巻線１３と直
列に接続されている。スイッチング素子１９と２０は、
それらの間に存在する所定の遅延時間をもって、図３に
示す制御回路からの信号によって交互にオン・オフをす
る。スイッチング素子１９と２０は、反対側のスイッチ
ング素子がオフになった後のサージ電圧をクランプする
派生ダイオードを内蔵するＭＯＳ電界効果トランジスタ
である。
【００１８】スイッチング素子１９，２０、巻線１２，
１３、１１，１４のあらかじめ決められた内部キャパシ
タンスとの相互関係でディレータイムが決められる。図
２．のトランスはその励磁電流が巻線１４，１３，１１
および１２の寄生容量を充電するに十分である大きさを
持つように設計される。この励磁電流の大きさはコア・
アセンブリ２４の中心脚、即ち第３の鉄心脚３４に設け
られたギャップ２５により制御される。
１３、１１，１４のあらかじめ決められた内部キャパシ
タンスとの相互関係でディレータイムが決められる。図
２．のトランスはその励磁電流が巻線１４，１３，１１
および１２の寄生容量を充電するに十分である大きさを
持つように設計される。この励磁電流の大きさはコア・
アセンブリ２４の中心脚、即ち第３の鉄心脚３４に設け
られたギャップ２５により制御される。
【００１９】タンク巻線１０は、鉄心２４の第二の鉄心
脚３０によって、制御巻線１１、１２に磁気的に結合さ
れている。共振コンデンサ１７は、巻線１０に並列に接
続されている。二次巻線１６及び１５は、変圧器アッセ
ンブリ２４の第一の鉄心脚３２を介して、一次巻線１４
及び１３と磁気的にリンクしている。
脚３０によって、制御巻線１１、１２に磁気的に結合さ
れている。共振コンデンサ１７は、巻線１０に並列に接
続されている。二次巻線１６及び１５は、変圧器アッセ
ンブリ２４の第一の鉄心脚３２を介して、一次巻線１４
及び１３と磁気的にリンクしている。
【００２０】二次巻線１６及び１５の出力は、任意の適
切な手段によって整流され、ここでは一例としてダイオ
ード２２及び２１が例示されているが、その後コンデン
サ２３によって平滑（直流化）される。
切な手段によって整流され、ここでは一例としてダイオ
ード２２及び２１が例示されているが、その後コンデン
サ２３によって平滑（直流化）される。
【００２１】変圧器の第二の鉄心脚、即ちタンク鉄心脚
３０は、２つの基本的な機能を果たす。第一に、タンク
鉄心脚３０は、該タンク鉄心脚３０の共通の磁束結合及
び制御巻線１１及び１２上に重畳されたタンク磁束を介
して、一次及び二次巻線の間に流れる電流波形を制御す
る。制御巻線１１及び１２は、主要な一次巻線１４及び
１３と直列に、且つ反対方向に第一の鉄心脚３２に巻か
れているため、全ての負荷電流はこれらの制御巻線１
１、及び１２を通して流れる必要があり、且つ励磁され
たタンク巻線１０は、その電流波形を負荷電流に重畳す
ることができる。第二にタンク鉄心脚３０はコントロー
ル回路からの制御信号によって、スイッチング素子１
９，２０のターンオンタイムとタンク回路の磁束位相の
関係を変調させることにより、出力電圧の制御を行う。
負荷電流は、タンク鉄心脚３０の中の磁束の形状に追従
する必要があるため、負荷電流の振幅、従って出力電圧
は、この変調プロセスによって制御される。
３０は、２つの基本的な機能を果たす。第一に、タンク
鉄心脚３０は、該タンク鉄心脚３０の共通の磁束結合及
び制御巻線１１及び１２上に重畳されたタンク磁束を介
して、一次及び二次巻線の間に流れる電流波形を制御す
る。制御巻線１１及び１２は、主要な一次巻線１４及び
１３と直列に、且つ反対方向に第一の鉄心脚３２に巻か
れているため、全ての負荷電流はこれらの制御巻線１
１、及び１２を通して流れる必要があり、且つ励磁され
たタンク巻線１０は、その電流波形を負荷電流に重畳す
ることができる。第二にタンク鉄心脚３０はコントロー
ル回路からの制御信号によって、スイッチング素子１
９，２０のターンオンタイムとタンク回路の磁束位相の
関係を変調させることにより、出力電圧の制御を行う。
負荷電流は、タンク鉄心脚３０の中の磁束の形状に追従
する必要があるため、負荷電流の振幅、従って出力電圧
は、この変調プロセスによって制御される。
【００２２】鉄心脚３０に存在するギャップ２６は、巻
線１０及びコンデンサ１７によって構成されるタンク回
路の動作周波数を設定するのに使用される。このギャッ
プ２６の幅はギャップ２５の幅の約１０倍である。
線１０及びコンデンサ１７によって構成されるタンク回
路の動作周波数を設定するのに使用される。このギャッ
プ２６の幅はギャップ２５の幅の約１０倍である。
【００２３】図３に示す制御回路の動作は、アーチャー
に付与された前記米国特許第５，１７７，６７５号の図
６に示す制御回路の動作と同じである。簡単に説明する
と、出力端子３５，３５間の負荷がフィードバック信号
として入力され、誤差増幅器５０で基準信号と比較され
る。両信号の差に応じてスイッチング素子１９及び２０
のＯＮ時間及びＯＦＦ時間が発振器５２により規定され
る。この実施例では負荷が増加したときＯＮ時間及びＯ
ＦＦ時間が減少される。無駄時間発生器５３は常に一定
の無駄時間（図４の３６）を発生させる。従って、図３
の制御回路は、負荷が大きくなるとコンバータの動作周
波数が上昇するように動作する。図３における左側の信
号出力４０，４１は、図２に示すスイッチング素子１９
及び２０をそれぞれ動作させるための信号である。
に付与された前記米国特許第５，１７７，６７５号の図
６に示す制御回路の動作と同じである。簡単に説明する
と、出力端子３５，３５間の負荷がフィードバック信号
として入力され、誤差増幅器５０で基準信号と比較され
る。両信号の差に応じてスイッチング素子１９及び２０
のＯＮ時間及びＯＦＦ時間が発振器５２により規定され
る。この実施例では負荷が増加したときＯＮ時間及びＯ
ＦＦ時間が減少される。無駄時間発生器５３は常に一定
の無駄時間（図４の３６）を発生させる。従って、図３
の制御回路は、負荷が大きくなるとコンバータの動作周
波数が上昇するように動作する。図３における左側の信
号出力４０，４１は、図２に示すスイッチング素子１９
及び２０をそれぞれ動作させるための信号である。
【００２４】図４、図５及び図６は、それぞれ軽負荷
時、全負荷時及び中間負荷時におけるコンバータの各ポ
イントにおける波形を示している。
時、全負荷時及び中間負荷時におけるコンバータの各ポ
イントにおける波形を示している。
【００２５】例えば、図４において波形１９は、図２に
示すスイッチング素子１９のオン・オフの状態を表して
いる。直線部分が低レベルの時は、スイッチング素子１
９がオン、すなわち閉じており、一方直線部分が高レベ
ルの時は、スイッチング素子１９は、オフ、すなわち開
いている。スイッチング素子２０は、スイッチング素子
１９と逆の動作をし、スイッチング素子１９がオフの時
に、２０はオン、すなわち閉じる。また、その逆も同様
である。図４に示す間隔３６は、双方のスイッチング素
子の立上がり時間及び立ち下がり時間を表し、スイッチ
ング動作に対してはデッド・タイムとなっている。
示すスイッチング素子１９のオン・オフの状態を表して
いる。直線部分が低レベルの時は、スイッチング素子１
９がオン、すなわち閉じており、一方直線部分が高レベ
ルの時は、スイッチング素子１９は、オフ、すなわち開
いている。スイッチング素子２０は、スイッチング素子
１９と逆の動作をし、スイッチング素子１９がオフの時
に、２０はオン、すなわち閉じる。また、その逆も同様
である。図４に示す間隔３６は、双方のスイッチング素
子の立上がり時間及び立ち下がり時間を表し、スイッチ
ング動作に対してはデッド・タイムとなっている。
【００２６】図４、図５、及び図６において、Φ1 は、
主に一次巻線１４又は１５により形成された第三の鉄心
脚３４中の磁束を表している、また、ΦT は、タンクま
たは、第二の鉄心脚３０中の磁束を表しているΦ1 ＋Φ
T は、制御巻線１１及び１２の制御下における第一の鉄
心脚３２を通る磁束を表している。この合成磁束Φ1＋
ΦT の変化により二次巻線１５，１６に出力が生じる。
なお、実施例においてタンク巻線１０の巻数：制御巻線
１１，１２の巻数：一次巻線１３，１４の巻数：二次巻
線の巻数１５，１６の比はほぼ１８：８：２０：１であ
る。
主に一次巻線１４又は１５により形成された第三の鉄心
脚３４中の磁束を表している、また、ΦT は、タンクま
たは、第二の鉄心脚３０中の磁束を表しているΦ1 ＋Φ
T は、制御巻線１１及び１２の制御下における第一の鉄
心脚３２を通る磁束を表している。この合成磁束Φ1＋
ΦT の変化により二次巻線１５，１６に出力が生じる。
なお、実施例においてタンク巻線１０の巻数：制御巻線
１１，１２の巻数：一次巻線１３，１４の巻数：二次巻
線の巻数１５，１６の比はほぼ１８：８：２０：１であ
る。
【００２７】各スイッチング素子１９及び２０の開閉制
御は、より好ましくは、図７のようにする。図７におい
て、各スイッチング素子１９及び２０のＯＦＦ（開）か
らＯＮ（閉）までの無駄時間（第１の無駄時間）が終わ
って多少の遅れ時間のあと、スイッチング素子１９又は
２０にオン信号が入るように設定される。この遅れ時間
Δｔは０．１μＳｅｃ程度であり、制御回路の無駄時間
の設定と主回路１次巻線換算の浮遊容量、充放電時間の
差により定められる。すなわち、入力電圧、負荷電流の
変化にかかわらず常にスイッチ１９あるいは２０に印加
される電圧が０になってからターンオン信号が印加され
る。
御は、より好ましくは、図７のようにする。図７におい
て、各スイッチング素子１９及び２０のＯＦＦ（開）か
らＯＮ（閉）までの無駄時間（第１の無駄時間）が終わ
って多少の遅れ時間のあと、スイッチング素子１９又は
２０にオン信号が入るように設定される。この遅れ時間
Δｔは０．１μＳｅｃ程度であり、制御回路の無駄時間
の設定と主回路１次巻線換算の浮遊容量、充放電時間の
差により定められる。すなわち、入力電圧、負荷電流の
変化にかかわらず常にスイッチ１９あるいは２０に印加
される電圧が０になってからターンオン信号が印加され
る。
【００２８】以下、次の事項を開示する。 （１）第１の鉄心脚、第１のギャップを有する第２の鉄
心脚及び第２のギャップを有する第３の鉄心脚とから構
成される鉄心と、入力端子と、出力端子と、前記第２の
鉄心脚において前記第１のギャップで分割された一方の
片に巻回される第１の制御巻線及び第２の制御巻線と、
該第１及び第２の制御巻線は相互に反対方向に巻かれて
おり、前記入力端子とそれぞれ並列である、前記第２の
鉄心脚において前記第１のギャップで分割された他方の
片に巻回され、共振コンデンサと共振するタンク巻線
と、前記第１の鉄心脚に巻回される第１及び第２の一次
巻線と、該第１の一次巻線は前記第１の制御巻線と直列
であり、前記第２の一次巻線は前記第２の制御巻線と直
列であり、前記第１及び第２の一次巻線は相互に反対方
向に巻かれている、前記第１の鉄心脚において、前記第
１及び第２の一次巻線が巻回されている部分以外の部分
に巻回される第１及び第２の二次巻線と、前記第１及び
第２の二次巻線は相互に反対方向に巻かれるとともに、
前記出力端子とそれぞれ並列である、前記各第１及び第
２の二次巻線と前記出力端子との間に設けられる整流回
路、前記第１の制御巻線及び第１の一次巻線に直列な第
１のスイッチング素子と、前記第２の制御巻線及び第２
の一次巻線に直列な第２のスイッチング素子と、前記第
１及び第２のスイッチング素子の開閉を制御する制御手
段と、から構成されることを特徴とする共振タイプコン
バータ。
心脚及び第２のギャップを有する第３の鉄心脚とから構
成される鉄心と、入力端子と、出力端子と、前記第２の
鉄心脚において前記第１のギャップで分割された一方の
片に巻回される第１の制御巻線及び第２の制御巻線と、
該第１及び第２の制御巻線は相互に反対方向に巻かれて
おり、前記入力端子とそれぞれ並列である、前記第２の
鉄心脚において前記第１のギャップで分割された他方の
片に巻回され、共振コンデンサと共振するタンク巻線
と、前記第１の鉄心脚に巻回される第１及び第２の一次
巻線と、該第１の一次巻線は前記第１の制御巻線と直列
であり、前記第２の一次巻線は前記第２の制御巻線と直
列であり、前記第１及び第２の一次巻線は相互に反対方
向に巻かれている、前記第１の鉄心脚において、前記第
１及び第２の一次巻線が巻回されている部分以外の部分
に巻回される第１及び第２の二次巻線と、前記第１及び
第２の二次巻線は相互に反対方向に巻かれるとともに、
前記出力端子とそれぞれ並列である、前記各第１及び第
２の二次巻線と前記出力端子との間に設けられる整流回
路、前記第１の制御巻線及び第１の一次巻線に直列な第
１のスイッチング素子と、前記第２の制御巻線及び第２
の一次巻線に直列な第２のスイッチング素子と、前記第
１及び第２のスイッチング素子の開閉を制御する制御手
段と、から構成されることを特徴とする共振タイプコン
バータ。
【００２９】（２）第１項に記載のコンバータであっ
て、前記第３の鉄心脚は前記第１及び第２の鉄心脚の間
に設けられていることを特徴とするコンバータ。 （３）第１項若しくは第２項に記載のコンバータであっ
て、前記第１のギャップは前記第２のギャップよりも大
きいことを特徴とするコンバータ。 （４）第１項乃至第３項のいずれかに記載のコンバータ
であって、前記制御手段は、開時間と閉時間との間及び
閉時間と開時間との間に所定の無駄時間があるように、
前記第１及び第２のスイッチング素子の開閉を制御する
ことを特徴とするコンバータ。
て、前記第３の鉄心脚は前記第１及び第２の鉄心脚の間
に設けられていることを特徴とするコンバータ。 （３）第１項若しくは第２項に記載のコンバータであっ
て、前記第１のギャップは前記第２のギャップよりも大
きいことを特徴とするコンバータ。 （４）第１項乃至第３項のいずれかに記載のコンバータ
であって、前記制御手段は、開時間と閉時間との間及び
閉時間と開時間との間に所定の無駄時間があるように、
前記第１及び第２のスイッチング素子の開閉を制御する
ことを特徴とするコンバータ。
【００３０】（５）第４項に記載のコンバータであっ
て、前記制御手段は、前記開時間と閉時間との間の無駄
時間と主回路１次巻線換算の浮遊容量、充放電時間とに
差があるように、前記第１及び第２のスイッチング素子
の開閉を制御することを特徴とするコンバータ。 （６）第４項に記載のコンバータであって、前記制御手
段は、前記開時間と閉時間との間の無駄時間が主回路１
次巻線換算の浮遊容量、充放電時間より長くなるよう
に、前記第１及び第２のスイッチング素子の開閉を制御
することを特徴とするコンバータ。 （７）第１の鉄心脚、第１のギャップを有する第２の鉄
心脚、及び第２のギャップを有する第３の鉄心脚とから
構成されることを特徴とするコンバータ用の鉄心。 （８）第７項に記載の鉄心において、前記３の鉄心脚は
前記第１と第２の鉄心脚の間に設けられ、前記第１のギ
ャップは前記第２のギャップよりも大きいことを特徴と
する鉄心。
て、前記制御手段は、前記開時間と閉時間との間の無駄
時間と主回路１次巻線換算の浮遊容量、充放電時間とに
差があるように、前記第１及び第２のスイッチング素子
の開閉を制御することを特徴とするコンバータ。 （６）第４項に記載のコンバータであって、前記制御手
段は、前記開時間と閉時間との間の無駄時間が主回路１
次巻線換算の浮遊容量、充放電時間より長くなるよう
に、前記第１及び第２のスイッチング素子の開閉を制御
することを特徴とするコンバータ。 （７）第１の鉄心脚、第１のギャップを有する第２の鉄
心脚、及び第２のギャップを有する第３の鉄心脚とから
構成されることを特徴とするコンバータ用の鉄心。 （８）第７項に記載の鉄心において、前記３の鉄心脚は
前記第１と第２の鉄心脚の間に設けられ、前記第１のギ
ャップは前記第２のギャップよりも大きいことを特徴と
する鉄心。
【図１】従来技術のコンバータの構成図。
【図２】本発明のコンバータの一実施例の構成図。
【図３】本発明のコンバータの制御回路を示すブロック
図。
図。
【図４】本発明の一実施例の動作波形であって、軽負荷
時での動作を示す。
時での動作を示す。
【図５】本発明の一実施例の動作波形であって、全負荷
時での動作を示す。
時での動作を示す。
【図６】本発明の一実施例の動作波形であって、中間負
荷時での動作を示す。
荷時での動作を示す。
【図７】スイッチング素子の開閉動作を示すタイミング
チャート。
チャート。
１０ タンク巻線 １１，１２ 制御巻線 １３，１４ 一次巻線 １５，１６ 二次巻線 １７，１８，２３ コンデンサ １９，２０ スイッチング素子 ２１，２２ 整流ダイオード ２４ 鉄心アッセンブリ ２５，２６ 鉄心アッセンブリにおけるギャップ ２７ 直流入力端子 ３０ 鉄心アッセンブリにおける第二の鉄心脚 ３２ 鉄心アッセンブリにおける第一の鉄心脚 ３４ 鉄心アッセンブリにおける中央鉄心脚 ３５ 直流出力端子 ３６ 第一の変圧器 ３７ 第二の変圧器 ４０，４１ 制御回路の信号出力
Claims (6)
- 【請求項１】 ３つの異なる磁束経路を利用する少なく
とも３つの鉄心脚を有する鉄心、及び該鉄心を通してそ
れぞれ反対方向に交番磁束を流す前記鉄心脚の内の第一
の鉄心脚上に一次巻線を有する変圧器と、 電流の交番パルスを前記変圧器の一次巻線に流して、前
記交番磁束を発生するようにしたスイッチング素子とを
具備し、 所定のパルスの終了及び次のパルスの開始の間に所定の
遅延時間をもつ前記スイッチング素子及びあらかじめ決
められた寄生容量を有する前記一次巻線と、前記第一の
鉄心脚上に前記交番磁束流と逆位相の電流を流すように
巻かれた一対の二次巻線を含み、 変圧器の第一の鉄心脚には固有の励磁インダクタンスが
存在し、その大きさはあらかじめ決められた第三の鉄心
脚のギャップによって設定され、その励磁インダクタン
スによって制御された状態においても前記寄生容量を充
電するのに充分であるように励磁電流が流れ、前記二次
巻線を含むと共に、前記二次巻線を流れる電流を整流す
る清流回路を有する二次回路と、 出力端子及び出力コンデンサを有する出力回路と、タン
ク回路と変圧器の二番目の鉄心脚上に巻かれたコンバー
タの中で所定の負荷電流を流す制御を行う制御巻線と、
その制御巻線に入力電圧を印加する機能と、前記制御巻
線と磁気的にリンクしたタンク巻線と、 前記タンク巻線と並列のタンクコンデンサと、等を更に
具備したことを特徴とする直流電圧を変換する前記共振
タイプコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１．に記載のコンバータにおい
て、 前記出力端子に接続される負荷電流の大きさに対応し
て、各電流パルスの開始時期及びパルス幅を制御するた
めに、前記スイッチング素子が応答することを特徴とす
る前記コンバータ。 - 【請求項３】 請求項１．に記載のコンバータにおい
て、 前記励磁インダクタンスの大きさが、前記第三の鉄心脚
に設けるギャップによって決められることを特徴とする
前記コンバータ。 - 【請求項４】 請求項３．記載のコンバータにおいて、 前記出力端子に接続される負荷電流の大きさに対応し
て、各電流パルスの開始時期及びパルス幅を制御するた
めに、前記スイッチング素子が応答することを特徴とす
る前記コンバータ。 - 【請求項５】 請求項１．に記載のコンバータにおい
て、 前記一次巻線としては並列に接続された一対の一次巻線
を備えたものであり、前記スイッチング素子としては、
前記一次巻線及び一次巻線と直列の一対のスイッチング
素子を備えていることを特徴とする前記コンバータ。 - 【請求項６】 請求項５．に記載のコンバータにおい
て、 前記出力端子に接続される負荷電流の大きさに対応し
て、各電流パルスの開始時期及びパルス幅を制御するた
めに、前記スイッチング素子が応答することを特徴とす
る前記コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US117818 | 1993-09-08 | ||
| US08/117,818 US5485362A (en) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | Resonant power converter for changing the magnitude of a DC voltage |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07213058A true JPH07213058A (ja) | 1995-08-11 |
| JP2860255B2 JP2860255B2 (ja) | 1999-02-24 |
Family
ID=22374996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6213966A Expired - Fee Related JP2860255B2 (ja) | 1993-09-08 | 1994-09-07 | トリム型共振タイプコンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5485362A (ja) |
| JP (1) | JP2860255B2 (ja) |
| DE (1) | DE4431050B4 (ja) |
| FR (1) | FR2709891B1 (ja) |
| GB (1) | GB2281824B (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9516913D0 (en) * | 1995-08-18 | 1995-10-18 | Advanced Power Conversion Ltd | A transformer assembly |
| US6018468A (en) * | 1997-04-08 | 2000-01-25 | Eos Corporation | Multi-resonant DC-to-DC converter |
| US5909362A (en) * | 1998-01-12 | 1999-06-01 | Eldec Corporation | Resonant power converter |
| JPH11356044A (ja) * | 1998-04-10 | 1999-12-24 | Sony Corp | 共振型スイッチング電源 |
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