JPH03173349A - Ｄｃ／ｄｃスイッチング・コンバータ回路 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃスイッチング・コンバータ回路

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JPH03173349A
JPH03173349A JP2308431A JP30843190A JPH03173349A JP H03173349 A JPH03173349 A JP H03173349A JP 2308431 A JP2308431 A JP 2308431A JP 30843190 A JP30843190 A JP 30843190A JP H03173349 A JPH03173349 A JP H03173349A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ く産業上の利用分野〉 本発明は、Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃ及びＡＣ／ＤＣパワーサプラ
イに使用されるＤＣ／ＤＣコンバータに関し、より詳細
に言えば、非平衡終端された零電圧スイッチＤＣ／ＤＣ
コンバータに関する。
く従来の技術及び解決しようとする課題〉非平衡終端さ
れたＤＣ／ＤＣコンバータは、般に３つの伝統的なトポ
ロジー、即ちブースト、バック（ｂｕｃｋ）　、及びパ
ックブースト（ｂｕｃｋ−ｂｏ。
ｓｔ）のいずれかに分類される。これらのコンバータは
、スイッチ、ダイオード、コイル及び２個のコンデンサ
の様々な配列で構成される。また、２個のコイルと１個
のコンデンサが現れるようなこれらのトポロジーの二重
回路が存在する。
第１図及び第２図は、ＤＣ／ＤＣコンバータの実施例を
示している。第１図は、ＭＯ８ＦＥＴパワートランジス
タＱ１、コイルＬｌ、ダイオードＤ１、及びコンデンサ
Ｃ１、Ｃ３を有する非絶縁型車スイッチ勢バックブース
ト・コンバータを示している。第１Ａ図は、分路コンデ
ンサＣ１，Ｃ３を直列コイルＬ２、Ｌ３で置き換え、分
路コイルＬ１を直列コンデンサＣ２で置き換え、かつ直
列スイッチＱｌを分路スイッチＱ２で置き換えたパック
ブースト・コンバータの二重回路が示されている。第２
図は、トランジスタＱ３、コンデンサＣ４、Ｃ５、ダイ
オードＤ２、Ｄ３、コイルＬ４及び変圧器Ｔｌを有する
非接地型車スイッチ順方向コンバータを示している。第
２Ａ図には、二次磁束リセットスイッチＱ４とコンデン
サＣ４とを有する順方向コンバータが示されている。
いずれの回路に於ても、その性能はその構成に於て使用
される素子の特性に関連し、かつ最近の技術の進歩によ
って素子の特性が改善されている。
残念ながら理想的な即ち損失のないスイッチングは、全
ての場合にその両側に電圧を掛けた状態でスイッチがオ
ンにされるので、上述したような簡単な回路では実現で
きない。実際のデバイスは、どのようなものであっても
その端子間に容量をＨし、かつこの容量（１／２・ＣＶ
２）に蓄積されたエネルギーは、該デバイスがオンにな
る際に消失する。
別の無効素子を基本回路に付加して、共振コンバータと
して知られる新しい分類のコンバータを創成する。第３
図は、出力がスイッチング周波数を変化させることによ
って制御される全波直列共振コンバータを示している。
図示される共振コンバータは、トランジスタＱ５、Ｑ６
、コンデンサ０５〜Ｃ７、ダイオードＤ５、Ｄ６、コイ
ルＬ５、Ｌ６及び変圧器Ｔ５を備える。共振コンバータ
は、適当な方法で動作させると、零電流スイッチングま
たは零電圧スイッチングを行い、それによって大幅にス
イッチング損失が低減される。このような役割を達成す
るために、前記無効素子は、時にはコンバータの出力電
力の数倍に及ぶ大電力を処理しなければならない。この
前記素子の中を循環するエネルギーが、スイッチング損
失の減少より大きな新しい損失を引き起こす。更に、半
導体デバイスの動作電圧及び／またはＲＭＳ　（平方二
乗平均）電流歪が増加する場合がある。
［発明の構成］ 〈課題を解決するための手段〉 本発明によれば、Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータによって、
基本的トポロジーの長所を維持し、かつ共振コンバータ
機構に関する欠点を排除しつつ、零電圧スイッチングが
可能になる。本発明は、非絶縁形式、非接地形式、統合
型磁気形式及び結合型磁気形式に於て具現化することが
できる。非絶縁形式は、２個のスイッチ、２個のダイオ
ード、２個のコイル及び少くとも１個のコンデンサを有
する。
非接地形式は、２個のスイッチ、２個のダイオード、１
個の変圧器、１個のコイル及び少くとも１個のコンデン
サを有する。統合型磁気形式は、変圧器と前記非接地形
式のコイルとを相互結合無しで共通の鉄心に結合させる
。更に、結合型磁気形式は、統合型磁気要素の共通の磁
束通路内に磁気抵抗を導入して、出力リプル電流を大幅
に減少させる。
本発明の別の実施例は、複数の二次巻線を有する変圧器
を有する。各二次巻線は、それぞれに出力ＤＣ電圧を供
給する複数の出力線を有する出力回路に接続されている
。
く作用〉 各実施例では、磁気要素に蓄積されたエネルギーを移動
させ、各スイッチを閉じる前に該スイッチの両端間に於
ける静電容量を放出させる。各スイッチを閉じる際にそ
の両側に於ける電圧が概ねゼロであるので、スイッチン
グ損失が最小になる。
従って、高い変換効率が実現される。
本発明は、添付図面を参照しつつ以下の詳細な説明によ
って容易に理解することができる。また、当業者にとっ
て明らかなように、本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに適
用されるものであるが、その技術的範囲は上述した好適
実施例に限定されるものではない。
〈実施例〉 本発明による零電圧スイッチング・コンバータ１０が第
４図に示されている。コンデンサ１１が、ＤＣ電圧を受
けるコンバータ１０の入力端子間に接続されている。ト
ランジスタ１２が、制御信号に応答して入力電力をコン
バータ１０の他の部分に切り換える。本実施例では、ト
ランジスタ１２がそのソースとドレインとの間に固有容
量１３と固有ボディ　（ｂｏｄｙ）ダイオード１４とを
分路させたことを特徴とするパワーＭＯ８ＦＥＴである
。
また、固有容量１３はトランジスタ１２の両端間に独立
の集中容量または支線容量を有する。更に、ダイオード
１４は、トランジスタ１２の固有ボディダイオード以外
の独立のデバイスとすることができる。コイル１５はト
ランジスタ１２のドレインに接続され、かつトランジス
タ１２がｒオン」である時に入力電力を受ける。コンデ
ンサ２０及びトランジスタ（ＦＥＴ）２１がコイル１５
の両端に直列に接続されている。固有容量２２及びダイ
オード２３がトランジスタ２１のソースとドレインとの
間で分路されている。ダイオード２４．２５がコイル１
５と第２コイル２６とに接続されている。コンデンサ２
７がコンバータ１０の出力端子間に接続されている。
コンバータ１０の伝達関数は、磁束平衡を一定の状態条
件に維持するために、トランジスタ１２のオン時間中、
コイル１５に印加される電圧時間（秒）積がオフ時間に
於ける電圧秒積と等しくなければならない、即ち Ｖｉｎｘｔｏｎ””　ＶＣ２０ｘｔｏｆ’ｆ’　　　　
　””　１）であるので、容易に得られる。説明のため
に、コンデンサ２０は、■ｏ２ｏが充放電電流にも拘ら
ず動作サイクルに於て一定であるように大きいと考える
。出力電圧は、ダイオード２４が導通しているトランジ
スタ１２のオフ時間中のコンデンサ２０の両端間に於け
る電圧（Ｖｏ２ｏ）の時間比例平均である。従って、出
力電圧は次式で与えられる。
ｖｏｕｔ＝ＶＣ２０ｘｔＯｒｆ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）
（２） 式（１）と式（２）とを結合させてＶ。２ｏを消去する
と、次式のような結果となる。
■ｏｕ、＝Ｖ１ｏｘｔｏｎ／（ｔｏｎ十ｔ。ｒｆ）・・
・　（３）この電圧伝達関数は、第２図の順方向コンバ
ータのそれと同じである。
上記説明を簡単化するためにコンデンサ２０を大きいと
考えたが、本発明によるコンデンサ２０は、Ｖｃ２ｏが
動作サイクルに於て一定でないように比較的小さくでき
る点に注意を要する。
本発明に関する詳細な説明は、４つの各時間に於ける回
路の動作を分析することによって、良く理解される。第
４図及び第４Ａ図の波形図に関して動作は次の通りであ
る。即ち、トランジスタ１２が最初に制御信号によって
オン状態になり、かつ入力電圧がコイル１５の巻線に印
加される。コイル１５に於ける電流は、ｔｌがトランジ
スタ１２のオン時間を表し、かつ”１５がコイル１５の
インダクタンスであるとした場合に、Ｉ＝（Ｖ、ｎ／Ｌ
１５）ｔｌの関係に従って、直線的に増加する。
ダイオード２４は、この時間中、逆方向にバイアスされ
、かつエネルギーは入力端から出力側に伝達されない。
この時間は、第４Ａ図に時間Ｉとして示される動作の第
１段階である。
前記制御回路によって決定される成る時刻に、トランジ
スタ１２がオフになる。コイル１５に蓄積されていた磁
気エネルギーが電流の流れを同じ方向に維持し、トラン
ジスタ１２を分岐する固有容量１３を充電する。また、
電流の一部がコンデンサ２０の中を流れて、トランジス
タ２１から分路される固有容量２２を充電する。ノード
Ｘに於ける電圧（ＶＸ　）がゼロに達すると、ダイオー
ド２４が順方向にバイアスされ、かつその結果として更
にコイル１５の電流の部分がダイオード２４を介して前
記出力へ流れ始める。電流は、ダイオード２５が逆方向
にバイアスされているので、ダイオード２５の中を流れ
ない。コイル１５の残りの電流は、ダイオード２３が導
通し始めるようにノードＸに於ける電圧がコンデンサ２
０の両端間の電圧と等しくなるまで、固有容量１３及び
固有容量２２を充電し続ける。トランジスタ２１の両側
に於ける電圧が、ダイオード２３が導通し始める時に概
ねゼロであり、かつ電荷が固有容量２２の両端間に蓄積
されないことに注意を要する。
コイル１５に於ける過剰の電流が引き続き送られてコン
デンサ２０を充電する。この時間（時間Ｉ＋）の間、ト
ランジスタ２１が前記制御回路によってオンになる。こ
のように、トランジスタ２１がオンになると、その両端
間に於ける電圧が概ねゼロのなるので、生じるスイッチ
ング損失が最小になる。これによって、第４Ａ図に時間
ＩＩとして示される動作の第２段階が完了する。
コイル１５に於ける電流の流れがコイル２６に於ける電
流の流れと等しくなる時間ＩＩ＋の中間点に於て、コン
デンサ２０がトランジスタ２１を介して負荷への放電を
開始する。コンデンサ２６に於ける電流が、ｔ２がトラ
ンジスタ２１のオン時間を表す場合に、 ■　　＝（Ｖｃ２ｏ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ２×ｔ２２Ｂ の関係式に従って増加する。結局コイル１５の磁化が逆
転され、かつその巻線に於ける電流が逆転される（第４
Ａ図参照）。動作の固定周波数によって設定される期間
の終わりに、トランジスタ２１が前記制御回路によって
オフにされる。これによって第４Ａ図に於ける時間Ｉｌ
＋　として示される動作の第３段階が完了する。
コイル１５及びコイル２６からの電流がノードＸに於て
結合して、ノードＸに於ける電圧がゼロに等しくなるま
で固有容量１３を放電させかつ固有容量２２を充電する
。コイル２６に於ける電流が次に、ダイオード２４が逆
向きにバイアスされるまでダイオード２５を介して分流
される。コイル１５に於ける残りの電流が、ダイオード
１４が導通ずるまで固有容量１３を放電させ続ける。こ
の時点に於て、コイル１５に残存する全てのエネルギー
が入力端に戻される。トランジスタ１２の両側間に於け
る電圧は、電荷が固有容量１３に蓄積されないので、概
ねゼロである。これによって、第５図に於ける時間＋Ｖ
として示される第４段階が完了する。前記制御回路が再
びトランジスタ１２をオンにして動作の第１段階を開始
する。トランジスタ１２がオンにされる時、その両側に
は小さい電圧のみが印加されるので、生じるスイッチン
グ損失が最小になることを注目すべきである。
このように、２個のスイッチを有するＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１０によって、各スイッチの「オン」時間の終了時
に十分な誘導エネルギーの蓄積が行われて、交流スイッ
チがオンになる前にその両側に零電圧を生じさせる前記
スイッチの組合わせからなる固有及び標遊容量に電荷を
変更させる。前記制御回路によって供給されるターンオ
ンパルス間の短いデッドバンドによって、この遷移のた
めの時間が得られる。従って、前記スイッチの前記容量
に蓄積されたエネルギーが、スイッチングデバイス内で
消失するのではなく、電源及び負荷に戻される。これに
よって、特に高周波数で動作させる場合に、コンバータ
の効率が改善される。コンバータ１０のトポロジーによ
って、零電圧スイッチングに加えて、調整及び準方形波
出力電流のためのパルス幅変調に一定周波数での動作可
能性のような別の特性が与えられる。
第５図に示される本発明の第２の実施例は、コイル１５
を変圧器３０で置き換えることによって構成される。第
５図の回路は、本発明による非接地型Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコ
ンバータである。変圧器３０の磁路に於けるギャップが
、第４図のコイル１５に等しい一次巻線のりアクタンス
を設定する。
従来の略記方法を用いて、変圧器３０は一次コイルの一
方の端子及び、二次コイルの一方の端子にそれぞれドツ
ト即ち黒点を有する。従って、−方のコイルの前記ドツ
ト付き端子に入る電流によって、前記第２コイルの端子
間に、この第２コイルの前記ドツト付き端子に於ける正
電圧参照符号によって示される方向に検知される開回路
電圧が生成される。
この非接地型コンバータの動作は、上述した非絶縁型コ
ンバータの動作と類似する。動作の時間１１１では、磁
化電流がアンペア回数の保存則に従って、即ち、Ｉｓｏ
及びＩｓｌがそれぞれ０または１の時点で変圧器３０の
二次側及びコイル３１に於ける電流と等しく、かつ■Ｐ
ｏ及び’ＰＬがそれぞれ０及び１の時点で変圧器３０の
一次側及びトランジスタ３２に於ける電流と等しい場合
に、Ｎ　ｐ　Ｘ　Ｉ　ｐｏ　＋　Ｎ　ｓ　Ｘ　Ｉ　ｓ。
＝ＮＰｘＩＰｌ＋ＮＳ″Ｘ　Ｓ　８１ に従って、一次巻線から二次巻線に移る。第５図の波形
は、変圧器３０の一次側を通過する電流の流れを示して
いる。
第５図の非接地型実施例によって、第４図の非絶縁型回
路と同様の手法で零電圧スイッチが可能になる。トラン
ジスタ３２の分路にある固有容量３３が、変圧器３０の
一次巻線に蓄積されるエネルギーによって放電される。
ダイオード３４は、トランジスタ３２がオンになる前に
固有容量３３に電荷が蓄積されるのを防止する。
同様に、トランジスタ３５の分路にある固有容量３４が
、前記制御回路によってトランジスタ３５がオンにされ
る前に、変圧器３０の一次側に及びコイル３１に蓄積さ
れたエネルギーによって放電される。従って、零電圧ス
イッチングが実行され、かつスイッチング損失が最小に
なる。
零電圧スイッチングの利益に加えて、第５図のコンバー
タは別の利点を有する。入出力間に於ける誘電絶縁が実
行される。出力電圧が、変圧器の巻数比Ｎ８／ＮＰに従
って入力電圧に関して変化させられる。また、入力端子
が、前記巻線比に従って出力電流に関して変化させ、ら
れる。更に、変圧器の漏れリアクタンスを変圧器３０の
一次側のインダクタンス及びコイル３１内に結合させる
ことによって、漏れリアクタンスによる一般的なエネル
ギー損失が回避される。変圧器の巻線容量をノードＸに
於ける固有かつ分布容量に結合させることによって、前
記容量を充電するエネルギーが正荷として移動して、消
散するのではなく負に前記容量を充電するので、巻線容
量による損失が回避される。
第５Ａ図は、理想的変圧器の一次巻線電流の巻線容量を
示す。第５Ｂ図は、非理想的変圧器を用いた場合に於け
る波形への漏れインダクタンスの影響を示している。こ
の漏れインダクタンスは、ピーク−平均電流比を変化さ
せ、それによって各素子に於ける歪を低減させる効果が
ある。
本発明の第３の実施例は、第５図の変圧器及びコイル３
１を第６図に示されるように共通の磁心４０に結合する
ことによって構成される。電圧、電流及び巻線の極性は
、前記変圧器の脚及び前記コイルの脚からの磁束のＤＣ
成分が前記磁心の第３の脚に付加されるのに対して、前
記変圧器の脚及び前記コイルの脚からの磁束のＡＣ成分
が前記第３の脚に於て差し引かれるようになっている。
本発明の第２実施例に関して列挙した利点に加えて、本
実施例では、更に幾つかの利点が得られる。
磁心材料を共有することによって、磁心の体積が減少し
、従って全鉄損が比例して減少する。更に、磁心に於け
る損失がＡＣ束だけによるものであるので、第３の脚に
於て磁束を差し引くことによって、更に磁心のこの部分
に於ける損失が低減される。最後に、多数の素子が減ら
される。
本発明の第４の実施例は、第７図の統合型変圧器に示さ
れるように、複合鉄心４０の第３の脚に磁気抵抗（空隙
）５０を挿入することによって構成される。この効果は
、トランジスタ３５の通流時間（時間Ｉ）の間、エネル
ギーが前記変圧器の一次側から前記コイルの脚に移動し
て、前記コイル及び従ってダイオード３６及び前記出力
回路に於ける電流の減少率が減らされて、ゼロになり得
ることである。同様に、トランジスタ３２の通流時間（
時間ｌ１１）の間、エネルギーがその期間中−様に移動
して、前記コイル及び従ってダイオード３７、前記変圧
器の二次側及び前記出力回路に於ける電流の変化が少な
くなり、一定になり得ることである。その利点は、出力
に於けるリプル電流の減少、出力フィルタ・コンデンサ
に於ける歪の低下、及び出力電圧の平滑化の改善である
。前記ダイオード及び負荷に於ける電流は、第７図に伴
う波形によって表され、かつ第４Ａ図の同様の波形と比
較することができる。この効果は、次の等式によって時
間Ｉに関して数学的に定義され、かつ当業者であれば同
様にして時間１１１について表すことができる。
第７図について、前記磁気回路に関連してループ式を次
のように書くことができる。
Ｎ　　　Ｉ　　　＋Ｎ　　　１ ｐｐ　　　　ｓｓ ；ΦＩＲ１＋（Φｌ＋Φ２）Ｒ３・・・（１）ＬＩＬ ＝Φ２Ｒ２＋（Φｌ＋Φ２）Ｒ３・・・（２）式（２）
を時間に関して微分すると、次式になる。
ＮＬｄＩＬ／ｄｔ ＝Ｒ３１１ｄΦ、／ｄｔ ＋　（Ｒ２＋Ｒ３）ｄΦ２／ｄｔ ・・・　（３） ゼロリプルに関して、ｄｌＬ／ｄｔ＝０に設定する。時
間Ｉに於て、 ｖｉｎ＝−Ｅｐ＝ＮΦｄΦ１／ｃｉｔ；がっＶｏｕｔ＝
−ＮＬｄΦ２／ｄｔ となる。従って、 （Ｖ　１ｎ　／　Ｎ　ｐ　）　Ｒａ −（■ｏｕｔ／ＮＬ）（Ｒ２＋Ｒ３）・・・（４）即ち
、変圧器を使用すると、伝達関数は次のようになる。
ｏｕｔ ＝ｖ１ｎ（Ｎ８／Ｎｐ） （Ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｒ））・・・（５）式（４
）に式（５）を代入し、かつｔ。ｏ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆ
’ｌ”　＝”　　デユーティサイクルとし、かつ簡単に
するためにＮ　ｔ、　＝　Ｎ　ｓとすると、Ｒ３／（Ｒ
２＋Ｒ３）＝σ　　　　　　・・・（６）となる。この
結果、抵抗比がデユーティサイクル比と等しくなる時に
、前記出力回路に於けるリプル電流が消滅する。これが
中間点の条件で発生するように前記空隙を選択すること
ができ、動作範囲に於けろりプルが最小化される。
第８図に示される多数の出力線を有する本発明の実施例
は、複数の二次巻線Ｓ−１〜Ｓ−Ｍを何する変圧器８０
を備える。動作時には、出力電圧ｖｏｕｔ□〜Ｖｏｕｔ
Ｎが前記コンバータの出力線に供給される。前記回路の
動作は、第５図の動作と同様であり、かつ同様に素子に
は同じ符号が与えられている。
８図の実施例に対して幾つかの変形例が可能である。例
えば、複数のコイル１−１〜３１−Ｎを共通の鉄心に結
合させることができる。更に、変圧器８０及び複数のコ
イル３１−１〜３１−Ｎを共通の鉄心に一体的に統一す
ることができる。そのような場合には、前記共通鉄心が
それぞれに磁気ギャップを有する３つの脚を有する。
更に、上述した実施例のそれぞれについて変形・変更が
可能である。前記スイッチングデバイスの両側に於ける
電圧の変化率を低減させるために、独立の静電容量要素
を各スイッチングトランジスタ（即ちトランジスタ３３
及び３４）の両端に於て並列に接続することができる。
更に、本発明の各非接地型実施例に組込まれた前記変圧
器の一次巻線または二次巻線に直列に独立のコイルを接
続することができる。
上述した実施例は本発明の単なる例示であって、その技
術的範囲を限定するものではない。また、上記開示範囲
から本発明の技術的範囲に於て様々な変形・変更が可能
であることは当業者にとって明らかである。
【図面の簡単な説明】
第１Ａ図は、従来技術による非絶縁型車スイッチ・パッ
クブースト・コンバータを示す回路図である。 第１Ｂ図は、従来技術によるパックブースト・コンバー
タの二重回路を示す回路図である。 第２図は、従来技術による非接地型車スイッチ順方向コ
ンバータを示す回路図である。 第２Ａ図は、従来技術による二次磁束リセットスイッチ
及びコンデンサを有する順方向コンバータを示す回路図
である。 第３図は、出力の制御にスイッチング周波数の変更を必
要とする全波直列共振コンバータをを示す回路図である
。 第４図は、本発明による零電圧スイッチングを示す回路
図である。 第４Ａ図は、本発明の動作に従う電流及び電圧の波形を
示す線図である。 第５図は、本発明の非接地型実施ｆｕＪを示す回路図で
ある。 第５Ａ図は、第４Ａ図に対する変化を示す第５図の実施
例の波形図である。 第５Ｂ図は、非理想型変圧器を用いた場合の第５Ａ図と
同様の波形図である。 第６図は、コイルと結合された変圧器を示す概略図であ
る。 第６Ａ図は、非接地型コンバータの統合磁気形式の実施
例を形成する磁気回路を示す回路図である。 第７図は、非接地型コンバータの結合磁気形式の実施例
を形成するべくコイルを結合させた変圧器を示す概略図
である。 第７Ａ図は、第６Ａ図と同様の磁気回路を示す回路図で
ある。 第７Ｂ図は、付加磁気結合によって出力リプル電流が低
減される第７図の実施例の動作を示す電流の波形図であ
る。 第８図は、本発明の他出力線を有する実施例を示す回路
図である。 １０・・・コンバータ、１２・・・トランジスタ、１３
・・・固有容量、１４・・・固有ボディダイオード、１
５・・・コイル、２０・・・コンデンサ、２１・・・ト
ランジスタ、２２・・・固有容量、２３〜２５・・・ダ
イオード、２６・・・第２コイル、２７・・・コンデン
サ、３０・・・変圧器、３１・・・コイル、３２・・・
トランジスタ、３３・・・固有容量、３４・・・ダイオ
ード、３５・・・トランジスタ、３６．３７・・・ダイ
オード、３８・・・フィルタ・コンデンサ、４０・・・
磁心、５０・・・磁気抵抗、８０・・・変圧器、３１−
１〜３１−Ｎ・・・コイルＦＩＧＵ日ＥＩＡ

Claims (19)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）一次巻線と第１の二次巻線とを有する変圧器と、 固有容量を有し、選択的に電源からの電力を前記変圧器
    の前記一次巻線に接続するための第１スイッチング手段
    と、 前記変圧器の前記一次巻線に接続された第１プレートと
    、第２プレートとを有する第１静電容量要素と、 固有容量を有し、前記第１静電容量要素の前記第２プレ
    ートに接続され、かつ前記変圧器の前記一次巻線に並列
    させて前記一次静電容量要素に直列に接続された第２ス
    イッチング手段と、 前記変圧器の前記第１の二次巻線の第１端子に接続され
    た第１端子と、第２端子とを有する第１ダイオードと、 前記変圧器の前記第１二次巻線の第２端子に接続された
    第１端子と、前記第１ダイオードの前記第２端子に接続
    された第２端子とを有する第２ダイオードと、 前記第２ダイオードに接続された第１端子と、第２端子
    とを有するコイルとを備え、 前記変圧器の前記一次巻線に蓄積されたエネルギーが前
    記第１スイッチング手段をオンにする以前に前記第１ス
    イッチング手段の前記固有容量を放電させ、かつ前記変
    圧記の前記一次巻線に蓄積されるエネルギーが前記第２
    スイッチング手段をオンにする以前に前記第２スイッチ
    ング手段の前記固有容量を放電させることを特徴とする
    ＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  2. （２）前記第１スイッチング手段と並列をなす第３ダイ
    オードと、 前記第２スイッチング手段と並列をなす第４ダイオード
    とを更に備えることを特徴とする第１請求項に記載のＤ
    Ｃ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  3. （３）前記第１及び第２ダイオードの前記第２端子に接
    続された第１プレートと、前記コイルの前記第２端子に
    接続された第２プレートとを有する第２静電容量要素を
    更に備えることを特徴とする第１請求項に記載のＤＣ／
    ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  4. （４）前記変圧器及び前記コイルが共通の磁心に一体化
    されている特徴とする第１請求項に記載のＤＣ／ＤＣス
    イッチング・コンバータ回路。
  5. （５）前記共通磁心の第３の脚に磁気抵抗があることを
    特徴とする第４請求項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング
    ・コンバータ回路。
  6. （６）前記共通磁心がそれぞれに磁気ギャップを有する
    ３個の脚を有することを特徴とする第４請求項に記載の
    ＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  7. （７）前記第１スイッチング手段がＭＯＳＦＥＴパワー
    トランジスタであり、前記第２スイッチング手段がＭＯ
    ＳＦＥＴパワートランジスタであり、かつ前記第３及び
    第４ダイオードがボディダイオードであることを特徴と
    する第２請求項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コン
    バータ回路。
  8. （８）前記第１スイッチング手段が開いている間、前記
    第１ダイオードが導通していることを特徴とする第１請
    求項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路
    。
  9. （９）前記変圧器の前記一次巻線のドット付き端子が前
    記第１スイッチング手段に接続され、かつ前記変圧器の
    前記二次巻線のドット無し端子が前記第１ダイオードに
    接続されていることを特徴とする第１請求項に記載のＤ
    Ｃ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  10. （１０）前記変圧器が複数の二次巻線を有し、かつ複数
    の出力線が設けられていることを特徴とする第１請求項
    に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  11. （１１）複数の前記二次巻線の各個にそれぞれ接続され
    た複数のダイオード対を更に備えることを特徴とする第
    １０請求項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバー
    タ回路。
  12. （１２）前記ダイオード対の各個にそれぞれ接続された
    複数のコイルを更に備えることを特徴とする第１１請求
    項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  13. （１３）複数の前記コイルが共通の鉄心に結合されてい
    ることを特徴とする第１２請求項に記載のＤＣ／ＤＣス
    イッチング・コンバータ回路。
  14. （１４）前記変圧器と複数の前記コイルとが共通の鉄心
    に一体的に設けられていることを特徴とする第１２請求
    項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  15. （１５）前記共通鉄心がそれぞれに磁気ギャップを有す
    る３個の脚を有することを特徴とする第１４請求項に記
    載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  16. １６．別個の静電容量要素が前記第１スイッチング手段
    に対して並列に接続されていることを特徴とする第１請
    求項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路
    。
  17. （１７）別個の静電容量要素が前記第２スイッチング手
    段に対して並列に接続されていることを特徴とする第１
    請求項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回
    路。
  18. （１８）前記変圧器の前記一次巻線に直列に接続された
    別個のコイルを更に備えることを特徴とする第１請求項
    に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路。
  19. （１９）前記変圧器の前記第１二次巻線に直列に接続さ
    れた別個のコイルを更に備えることを特徴とする第１請
    求項に記載のＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ回路
    。
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