JPH07213070A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JPH07213070A JPH07213070A JP6006060A JP606094A JPH07213070A JP H07213070 A JPH07213070 A JP H07213070A JP 6006060 A JP6006060 A JP 6006060A JP 606094 A JP606094 A JP 606094A JP H07213070 A JPH07213070 A JP H07213070A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- pwm
- switching
- frequency
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 外乱に対して制御性能を確保し且つスイッチ
ング損失を低く抑えることができる電力変換装置を提供
することを目的とする。 【構成】 直流回路に直流電源を備え、直流電力を交流
電力に変換して予備交流電源との電力切換を行う電力切
換器を介して交流負荷に交流電力を供給するＰＷＭ制御
の電力変換装置において、当該電力変換装置を構成する
ＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記電力切換器が電力切
換を行う所定の期間のみ切換前の周波数より高くする手
段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
ング損失を低く抑えることができる電力変換装置を提供
することを目的とする。 【構成】 直流回路に直流電源を備え、直流電力を交流
電力に変換して予備交流電源との電力切換を行う電力切
換器を介して交流負荷に交流電力を供給するＰＷＭ制御
の電力変換装置において、当該電力変換装置を構成する
ＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記電力切換器が電力切
換を行う所定の期間のみ切換前の周波数より高くする手
段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電力を直流電力に或
いは直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御の電力変
換装置に関する。。
いは直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御の電力変
換装置に関する。。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来の電力変換装置の構成を示
すブロック図である。同図において、直流電源１の直流
電力を交流電力に逆変換するＰＷＭ制御インバ―タ２、
前記ＰＷＭ制御インバ―タ２の故障或いは点検時に交流
電力を供給する予備交流電源３、この予備交流電源３と
ＰＷＭインバ―タ２とを電源切換する電源切換器４、前
記電源切換器４の出力に接続される負荷５よって主回路
を構成し、前記ＰＷＭインバ―タ２の動作を行うべく基
準波６ａを発生する発振器６の出力を三角波の信号に変
える三角波発生器７、同図に詳細は記されていないが、
前記予備交流電源３と同期を取り、且つ前記ＰＷＭイン
バ―タ２の出力電圧を所定の電圧に追従制御する電圧制
御回路９、前記三角波発生器７の出力であるキャリア波
信号７ａと前記電圧制御回路９の出力である信号波９ａ
とを比較し、その大小により１、又は０の信号を作る比
較器８、前記比較器８の出力であるＰＷＭ波８ａを、詳
細は図６に示すが、ＰＷＭインバ―タ２を構成するスイ
ッチングデバイス２２ａ〜２２ｄに駆動信号として与え
るゲ―と駆動回路１０、更に、前記電源切換器４を切換
える切換スイッチ１１とで構成される。
すブロック図である。同図において、直流電源１の直流
電力を交流電力に逆変換するＰＷＭ制御インバ―タ２、
前記ＰＷＭ制御インバ―タ２の故障或いは点検時に交流
電力を供給する予備交流電源３、この予備交流電源３と
ＰＷＭインバ―タ２とを電源切換する電源切換器４、前
記電源切換器４の出力に接続される負荷５よって主回路
を構成し、前記ＰＷＭインバ―タ２の動作を行うべく基
準波６ａを発生する発振器６の出力を三角波の信号に変
える三角波発生器７、同図に詳細は記されていないが、
前記予備交流電源３と同期を取り、且つ前記ＰＷＭイン
バ―タ２の出力電圧を所定の電圧に追従制御する電圧制
御回路９、前記三角波発生器７の出力であるキャリア波
信号７ａと前記電圧制御回路９の出力である信号波９ａ
とを比較し、その大小により１、又は０の信号を作る比
較器８、前記比較器８の出力であるＰＷＭ波８ａを、詳
細は図６に示すが、ＰＷＭインバ―タ２を構成するスイ
ッチングデバイス２２ａ〜２２ｄに駆動信号として与え
るゲ―と駆動回路１０、更に、前記電源切換器４を切換
える切換スイッチ１１とで構成される。
【０００３】図６は図５のＰＷＭインバ―タ２の内部詳
細の一例を示す構成図で、説明上単相インバ―タで示す
が、三相インバ―タについても同様に適用できる。図６
で直流入力電力を平滑する直流コンデンサ２１、平滑さ
れた直流電力を前記説明したＰＷＭ波８ａの信号により
スイッチングするスイッチングデバイス２２ａ〜２２ｄ
にてインバ―タ回路を構成し、その出力に交流フィルタ
を構成する交流リアクトル２３と交流コンデンサ２４と
が接続される。
細の一例を示す構成図で、説明上単相インバ―タで示す
が、三相インバ―タについても同様に適用できる。図６
で直流入力電力を平滑する直流コンデンサ２１、平滑さ
れた直流電力を前記説明したＰＷＭ波８ａの信号により
スイッチングするスイッチングデバイス２２ａ〜２２ｄ
にてインバ―タ回路を構成し、その出力に交流フィルタ
を構成する交流リアクトル２３と交流コンデンサ２４と
が接続される。
【０００４】図７は図５に示すＰＷＭインバ―タ２の動
作を表わすタイムチャ―トである。同図において、発振
器６の出力である基準波６ａは一定の周波数で発振を続
けており、三角波発生器７によりキャリア波７ａが作り
出される。電圧制御回路９から出される正弦波状の信号
波９ａと前記キャリア波７ａとが比較器８により比較さ
れ、１又は０のＰＷＭ波８ａが出力される。このＰＷＭ
波８ａは、信号波９ａの振幅の大きさに比例して、１の
期間が広くなる。ただし１から０に立ち下る点から次の
１から９に立ち下る期間ｔ0 は、基準波６ａで決められ
た周期で一定となる。
作を表わすタイムチャ―トである。同図において、発振
器６の出力である基準波６ａは一定の周波数で発振を続
けており、三角波発生器７によりキャリア波７ａが作り
出される。電圧制御回路９から出される正弦波状の信号
波９ａと前記キャリア波７ａとが比較器８により比較さ
れ、１又は０のＰＷＭ波８ａが出力される。このＰＷＭ
波８ａは、信号波９ａの振幅の大きさに比例して、１の
期間が広くなる。ただし１から０に立ち下る点から次の
１から９に立ち下る期間ｔ0 は、基準波６ａで決められ
た周期で一定となる。
【０００５】前述説明のＰＷＭ波８ａが、図５に示すゲ
―ト駆動回路１０を介して、ＰＷＭインバ―タ２に送ら
れる。図６に示すＰＷＭインバ―タ２の内部詳細図中の
スイッチングデバイス２２ａと２２ｂは図示はしていな
いが同時にオンしないようなデッドタイムを設けて、交
互にオン，オフを繰り返している。更にスイッチングデ
バイス２２ｄは、２２ａと同時にオン，オフを行ないス
イッチングデバイス２２ｃは、２２ｂと同時にオン，オ
フする。これにより、交流フィルタ回路を構成する交流
リアクトル２３と交流コンデンサ２４により、正弦波状
の電圧波形を作ることができる。
―ト駆動回路１０を介して、ＰＷＭインバ―タ２に送ら
れる。図６に示すＰＷＭインバ―タ２の内部詳細図中の
スイッチングデバイス２２ａと２２ｂは図示はしていな
いが同時にオンしないようなデッドタイムを設けて、交
互にオン，オフを繰り返している。更にスイッチングデ
バイス２２ｄは、２２ａと同時にオン，オフを行ないス
イッチングデバイス２２ｃは、２２ｂと同時にオン，オ
フする。これにより、交流フィルタ回路を構成する交流
リアクトル２３と交流コンデンサ２４により、正弦波状
の電圧波形を作ることができる。
【０００６】前記ＰＷＭインバ―タ２の出力は前述の如
く図５に示す電圧制御回路９により、予備交流電源３と
同期し、所定の電圧に追従制御された電圧となる。この
ことにより切換スイッチ１１にて予備交流電源３とＰＷ
Ｍインバ―タ２の出力とを電源切換してＰＷＭインバ―
タ２の点検等を行うことができる。
く図５に示す電圧制御回路９により、予備交流電源３と
同期し、所定の電圧に追従制御された電圧となる。この
ことにより切換スイッチ１１にて予備交流電源３とＰＷ
Ｍインバ―タ２の出力とを電源切換してＰＷＭインバ―
タ２の点検等を行うことができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図６に示すスイッチン
グデバイス２２ａ〜２２ｄは、図５に示すＰＷＭ波８ａ
のオン，オフ信号によりスイッチングを行っている。こ
のスイッチング周波数はｆ0 ＝１／ｔ0 ［ＨＺ］であ
る。このスイッチング周波数ｆ0 は、図６に示す交流リ
アクトル２３と交流コンデンサ２４の定数とに関係し、
更に、ＰＷＭインバ―タ２の騒音に影響するので、なる
べく高い周波数が望ましい。但し、スイッチングデバイ
ス２２ａ〜２２ｄのスイッチングスピ―ドにより、ある
程度上限は決まる。例えば３００〜４００ＡクラスのＩ
ＧＢＴであればスイッチング周波数ｆ0 は１５ＫＨＺぐ
らいがＭＡＸである。
グデバイス２２ａ〜２２ｄは、図５に示すＰＷＭ波８ａ
のオン，オフ信号によりスイッチングを行っている。こ
のスイッチング周波数はｆ0 ＝１／ｔ0 ［ＨＺ］であ
る。このスイッチング周波数ｆ0 は、図６に示す交流リ
アクトル２３と交流コンデンサ２４の定数とに関係し、
更に、ＰＷＭインバ―タ２の騒音に影響するので、なる
べく高い周波数が望ましい。但し、スイッチングデバイ
ス２２ａ〜２２ｄのスイッチングスピ―ドにより、ある
程度上限は決まる。例えば３００〜４００ＡクラスのＩ
ＧＢＴであればスイッチング周波数ｆ0 は１５ＫＨＺぐ
らいがＭＡＸである。
【０００８】ここで、スイッチング周波数ｆ0 は、ｔ0
＝１／ｆ0 ［ｓ］のスイッチング時間で表わされる。前
述したＰＷＭインバ―タ２の内部（図６に示す）の交流
リアクトル２３のＬと交流コンデンサ２４Ｃとによる出
力フィルタ回路との入力と出力との関係を伝達関数で表
わす。
＝１／ｆ0 ［ｓ］のスイッチング時間で表わされる。前
述したＰＷＭインバ―タ２の内部（図６に示す）の交流
リアクトル２３のＬと交流コンデンサ２４Ｃとによる出
力フィルタ回路との入力と出力との関係を伝達関数で表
わす。
【０００９】伝達関数Ｆ（ｓ）＝出力／入力＝１／（１
＋ＣＳ＋Ｌ0 ＣＳ2 ）これをスイッチング時間でｔ0 で
離散化すると 伝達関数Ｆ（ｚ）＝出力／入力 ＝［（１／ＬＣω) ×ｅ-at0 ・ｓｉｎωｔ0 ×Ｚ］・［Ｚ2 −２Ｚｅ-at0 ・ ｃｏｓωｔ0 −ｅ-2t0 ］-1 ……（１） ここで、ａ＝１／２Ｌ，ω＝［（１／ＬＣ）−（１／４
Ｌ2 ）］1/2 前記（１）式で表わされる分母のＺの１次の項が、Ｆ
（ｚ）の振動を抑制するダンピング項となるのは制御工
学上、周知であり、このｚの１次の項を大きくすればダ
ンピング効果が大きく、制御系全体のゲインを上げて制
御性能を良くできる。つまり、２ｅ-at0 ・ｃｏｓωｔ0
を大きくするには、ｔ0 を小さくすれば良い、言替え
ればスイッチング周波数ｆ0 を高くすれば良い。これを
図５の電力変換装置にあてはめれば切換スイッチ１１に
て予備電源３とＰＷＭインバ―タ２の出力を電源切換え
する際に、ＰＷＭインバ―タ２の出力にとってみれば、
電源切換時に負荷５が急激に増加又は減少することにな
る。即ち、ＰＷＭインバ―タ２の出力にとってみれば電
源切換時の負荷５の増減による外乱によって、伝達関数
Ｆ（ｚ）による振動が発生する。この振動がＰＷＭイン
バ―タ２の出力電圧の変動となる問題があった。
＋ＣＳ＋Ｌ0 ＣＳ2 ）これをスイッチング時間でｔ0 で
離散化すると 伝達関数Ｆ（ｚ）＝出力／入力 ＝［（１／ＬＣω) ×ｅ-at0 ・ｓｉｎωｔ0 ×Ｚ］・［Ｚ2 −２Ｚｅ-at0 ・ ｃｏｓωｔ0 −ｅ-2t0 ］-1 ……（１） ここで、ａ＝１／２Ｌ，ω＝［（１／ＬＣ）−（１／４
Ｌ2 ）］1/2 前記（１）式で表わされる分母のＺの１次の項が、Ｆ
（ｚ）の振動を抑制するダンピング項となるのは制御工
学上、周知であり、このｚの１次の項を大きくすればダ
ンピング効果が大きく、制御系全体のゲインを上げて制
御性能を良くできる。つまり、２ｅ-at0 ・ｃｏｓωｔ0
を大きくするには、ｔ0 を小さくすれば良い、言替え
ればスイッチング周波数ｆ0 を高くすれば良い。これを
図５の電力変換装置にあてはめれば切換スイッチ１１に
て予備電源３とＰＷＭインバ―タ２の出力を電源切換え
する際に、ＰＷＭインバ―タ２の出力にとってみれば、
電源切換時に負荷５が急激に増加又は減少することにな
る。即ち、ＰＷＭインバ―タ２の出力にとってみれば電
源切換時の負荷５の増減による外乱によって、伝達関数
Ｆ（ｚ）による振動が発生する。この振動がＰＷＭイン
バ―タ２の出力電圧の変動となる問題があった。
【００１０】又、本内容は特に図示しないがＰＷＭイン
バ―タ２に直接負荷５を投入する場合においても同様な
動作をする。更に、特に図示しないがＰＷＭインバ―タ
２の入出力を逆にして使用するＰＷＭコンバ―タにおい
ても直流コンデンサ２１と配線のリアクタンスによるＬ
分とで前記説明の如く交流側の電源切換の際の外乱で直
流側の電圧が変動する問題があった。つまり、スイッチ
ング周波数ｆ0 が高い方が正弦波状のＰＷＭ波を作る回
数が多いので（オン，オフする回数が多い）制御性が良
い。しかし、スイッチングデバイスがオン，オフする時
に発生するスイッチング損失Ｅsw［Ｗ］は、スイッチン
グ周波数ｆ0 に比例して大きくなる。つまり、スイッチ
ング周波数ｆ0が高い時は、スイッチング損失Ｅswが大
きく、電力変換装置の効率が悪くなる問題があった。
バ―タ２に直接負荷５を投入する場合においても同様な
動作をする。更に、特に図示しないがＰＷＭインバ―タ
２の入出力を逆にして使用するＰＷＭコンバ―タにおい
ても直流コンデンサ２１と配線のリアクタンスによるＬ
分とで前記説明の如く交流側の電源切換の際の外乱で直
流側の電圧が変動する問題があった。つまり、スイッチ
ング周波数ｆ0 が高い方が正弦波状のＰＷＭ波を作る回
数が多いので（オン，オフする回数が多い）制御性が良
い。しかし、スイッチングデバイスがオン，オフする時
に発生するスイッチング損失Ｅsw［Ｗ］は、スイッチン
グ周波数ｆ0 に比例して大きくなる。つまり、スイッチ
ング周波数ｆ0が高い時は、スイッチング損失Ｅswが大
きく、電力変換装置の効率が悪くなる問題があった。
【００１１】従って、本発明の目的は前述の従来の電力
変換装置において、制御性を保ちながら、スイッチング
損失Ｅswを低く抑えることができる電力変換装置を提供
することを目的とする。
変換装置において、制御性を保ちながら、スイッチング
損失Ｅswを低く抑えることができる電力変換装置を提供
することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明は、直流回路に直流電源を備え、直流
電力を交流電力に変換して、予備交流電源との電力切換
を行う電源切換器を介して交流負荷に交流電力を供給す
るＰＷＭ制御の電力変換装置において、当該電力変換装
置を構成するＰＷＭ制御キャリア周波数を前記電源切換
器が電力切換を行う所定の期間のみ切換前の周波数より
高くする手段を設けたことを特徴とするものてある。
に請求項１の発明は、直流回路に直流電源を備え、直流
電力を交流電力に変換して、予備交流電源との電力切換
を行う電源切換器を介して交流負荷に交流電力を供給す
るＰＷＭ制御の電力変換装置において、当該電力変換装
置を構成するＰＷＭ制御キャリア周波数を前記電源切換
器が電力切換を行う所定の期間のみ切換前の周波数より
高くする手段を設けたことを特徴とするものてある。
【００１３】又、上記目的を達成するために請求項２の
発明は、直流回路に直流電源を備え、直流電力を交流電
力に変換して、交流負荷に交流電力を供給するＰＷＭ制
御の電力変換装置において、当該電力変換装置を構成す
るＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記交流負荷以外の負
荷を投入する際に、事前又は直後に投入前の周波数より
高くする手段を設けたことを特徴とするものである。
発明は、直流回路に直流電源を備え、直流電力を交流電
力に変換して、交流負荷に交流電力を供給するＰＷＭ制
御の電力変換装置において、当該電力変換装置を構成す
るＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記交流負荷以外の負
荷を投入する際に、事前又は直後に投入前の周波数より
高くする手段を設けたことを特徴とするものである。
【００１４】更に、上記目的を達成するために請求項３
の発明は、予備交流電源と常用交流電源とを電力切換す
る電源切換器を介して交流電力が供給され、交流電力を
直流電力に変換し、直流電源及び直流負荷に直流電力を
供給するＰＷＭ制御の電力変換装置において、当該電力
変換装置を構成するＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記
電力切換器が電力切換を行う所定の期間のみ、或いは予
備交流電源期間のみ切換前の周波数より高くする手段を
設けたことを特徴とするものである。
の発明は、予備交流電源と常用交流電源とを電力切換す
る電源切換器を介して交流電力が供給され、交流電力を
直流電力に変換し、直流電源及び直流負荷に直流電力を
供給するＰＷＭ制御の電力変換装置において、当該電力
変換装置を構成するＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記
電力切換器が電力切換を行う所定の期間のみ、或いは予
備交流電源期間のみ切換前の周波数より高くする手段を
設けたことを特徴とするものである。
【００１５】
【作用】前述のように構成された請求項１の発明によれ
ば、予備交流電源から電源切換器を介して交流負荷に電
力を供給する際は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を低い
周波数にて運転する。そして、予備交流電源からＰＷＭ
制御の電力変換装置に切換る期間はＰＷＭ制御のキャリ
ア周波数を高い周波数に切換る。切換が完了したならば
再び元の低い周波数にて運転する。
ば、予備交流電源から電源切換器を介して交流負荷に電
力を供給する際は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を低い
周波数にて運転する。そして、予備交流電源からＰＷＭ
制御の電力変換装置に切換る期間はＰＷＭ制御のキャリ
ア周波数を高い周波数に切換る。切換が完了したならば
再び元の低い周波数にて運転する。
【００１６】又、前述のように構成された請求項２の発
明によれば、交流負荷にＰＷＭ制御の電力変換装置から
電力を供給している際は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数
を低い周波数にて運転する。そして、前記交流負荷以外
の負荷を投入する際は、事前にＰＷＭ制御のキャリア周
波数を高い周波数に切換える。負荷の投入が完了したな
らば再び元の低い周波数に切換えて運転する。
明によれば、交流負荷にＰＷＭ制御の電力変換装置から
電力を供給している際は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数
を低い周波数にて運転する。そして、前記交流負荷以外
の負荷を投入する際は、事前にＰＷＭ制御のキャリア周
波数を高い周波数に切換える。負荷の投入が完了したな
らば再び元の低い周波数に切換えて運転する。
【００１７】更に、前述のように構成された請求項３の
発明によれば、常用交流電源から電源切換器を介してＰ
ＷＭ制御の電力変換装置から直流電源及び直流負荷に直
流電力を供給する際は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数に
て運転する。そして、常用交流電源から予備交流電源に
切換える期間は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を高い周
波数に切換る。切換が完了したならば再び元の低い周波
数にて運転する。或い常用交流電源に電源切換した後に
再び元の低い周波数にて運転する。
発明によれば、常用交流電源から電源切換器を介してＰ
ＷＭ制御の電力変換装置から直流電源及び直流負荷に直
流電力を供給する際は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数に
て運転する。そして、常用交流電源から予備交流電源に
切換える期間は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を高い周
波数に切換る。切換が完了したならば再び元の低い周波
数にて運転する。或い常用交流電源に電源切換した後に
再び元の低い周波数にて運転する。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１の構成図を参
照して説明する。同図において、図５の電力変換装置と
同じ符号を付したものは同一機能を有する要素であり、
図５と異なる点は、ＰＷＭインバータ２の動作を行うく
基準波６ａを発生する発振器６の出力に、電源切換器４
に切換指令を与える切換スイッチ１１の信号にて分周比
を可変する分周器１０１を加えた点である。
照して説明する。同図において、図５の電力変換装置と
同じ符号を付したものは同一機能を有する要素であり、
図５と異なる点は、ＰＷＭインバータ２の動作を行うく
基準波６ａを発生する発振器６の出力に、電源切換器４
に切換指令を与える切換スイッチ１１の信号にて分周比
を可変する分周器１０１を加えた点である。
【００１９】又、本発明の請求項２に対応する実施例を
図３に示す。同図において、図１の電力変換装置と同じ
符号を付したものは同一機能を有する要素である。図１
と異なる点は予備交流電源３と電源切換器４が無く、そ
の代りに、ＰＷＭインバ―タ２の出力側に接続される負
荷５と並列に開閉器１３を介して第２の負荷１２と分周
器１０１の分周比を切換る分周切換スイッチ１０２を加
えた点である。
図３に示す。同図において、図１の電力変換装置と同じ
符号を付したものは同一機能を有する要素である。図１
と異なる点は予備交流電源３と電源切換器４が無く、そ
の代りに、ＰＷＭインバ―タ２の出力側に接続される負
荷５と並列に開閉器１３を介して第２の負荷１２と分周
器１０１の分周比を切換る分周切換スイッチ１０２を加
えた点である。
【００２０】更に、本発明の請求項３の実施例を図４に
示す。同図において、図１の電力変換装置と同じ符号を
付したものは同一機能を有する要素である。図１と異な
る点は予備交流電源３と常用交流電源１６とを電源切換
器１５、前記電源切換器１５からの交流電力を直流電力
に変換するＰＷＭコンバータ１４とし、直流電源１と負
荷５に直流電力を供給する構成としている。
示す。同図において、図１の電力変換装置と同じ符号を
付したものは同一機能を有する要素である。図１と異な
る点は予備交流電源３と常用交流電源１６とを電源切換
器１５、前記電源切換器１５からの交流電力を直流電力
に変換するＰＷＭコンバータ１４とし、直流電源１と負
荷５に直流電力を供給する構成としている。
【００２１】図２は、図１の電力変換装置の動作を表わ
すタイムチャートである。図１において、切換スイッチ
１１が予備交流電源３を選択している状態は、図２にお
いて時刻Ｔ3 以前となる。前記の状態においては、発振
器６の出力である基準波６ａは分周器１０１により所望
の分周比で分周されて分周波１０１ａを出力する。前記
分周波１０１ａは、三角波発生器７によりキャリア波７
ａを発生させ、電圧制御回路９の信号波９ａとの比較を
比較器８で行いＰＷＭ波８ａを作る。前記ＰＷＭ波８ａ
の１から０に立ち下がる点から次の１から０まで立ち下
がる期間ｔ1 は前記基準波６ａと分周器１０１とで決め
られた周期で一定となる。前記時刻Ｔ3以前のＰＷＭ波
８ａのスイッチング周波数はｆ1 ＝１／ｔ1 ［ＨＺ］と
なる。
すタイムチャートである。図１において、切換スイッチ
１１が予備交流電源３を選択している状態は、図２にお
いて時刻Ｔ3 以前となる。前記の状態においては、発振
器６の出力である基準波６ａは分周器１０１により所望
の分周比で分周されて分周波１０１ａを出力する。前記
分周波１０１ａは、三角波発生器７によりキャリア波７
ａを発生させ、電圧制御回路９の信号波９ａとの比較を
比較器８で行いＰＷＭ波８ａを作る。前記ＰＷＭ波８ａ
の１から０に立ち下がる点から次の１から０まで立ち下
がる期間ｔ1 は前記基準波６ａと分周器１０１とで決め
られた周期で一定となる。前記時刻Ｔ3以前のＰＷＭ波
８ａのスイッチング周波数はｆ1 ＝１／ｔ1 ［ＨＺ］と
なる。
【００２２】次に図１において、予備交流電源３からＰ
ＷＭインバータ２に電源切換する際は、切換スイッチ１
１により切換信号１１ａが送出される。時刻Ｔ3 におい
て切換信号１１ａが分周器１０１に入力されて分周比を
変更する。変更された分周比によって出力される分周波
１０１ａによりキャリア波７ａが発生され、電圧制御回
路９の信号波９ａとの比較を比較器８で行いＰＷＭ波８
ａを出力する。前記ＰＷＭ波８ａの１から０に立ち下が
る点から次の１から０まで立ち下がる期間ｔ2は、時刻
Ｔ3 以前の期間ｔ1 より短くなり、ＰＷＭ波８ａのスイ
ッチング周波数ｆ2 は、ｆ2 ＝１／ｔ2 ［ＨＺ］とな
る。つまりｆ1 ＜ｆ2 となり、スイッチング周波数が切
換前より高くなる。そして電源切換器４がＰＷＭインバ
ータ２側に切換が完了したならば、特に図示していない
が切換信号１１ａは元の時刻Ｔ3 以前の状態に戻り、Ｐ
ＷＭ波８ａのスイッチング周波数もｆ1 ［ＨＺ］とな
る。
ＷＭインバータ２に電源切換する際は、切換スイッチ１
１により切換信号１１ａが送出される。時刻Ｔ3 におい
て切換信号１１ａが分周器１０１に入力されて分周比を
変更する。変更された分周比によって出力される分周波
１０１ａによりキャリア波７ａが発生され、電圧制御回
路９の信号波９ａとの比較を比較器８で行いＰＷＭ波８
ａを出力する。前記ＰＷＭ波８ａの１から０に立ち下が
る点から次の１から０まで立ち下がる期間ｔ2は、時刻
Ｔ3 以前の期間ｔ1 より短くなり、ＰＷＭ波８ａのスイ
ッチング周波数ｆ2 は、ｆ2 ＝１／ｔ2 ［ＨＺ］とな
る。つまりｆ1 ＜ｆ2 となり、スイッチング周波数が切
換前より高くなる。そして電源切換器４がＰＷＭインバ
ータ２側に切換が完了したならば、特に図示していない
が切換信号１１ａは元の時刻Ｔ3 以前の状態に戻り、Ｐ
ＷＭ波８ａのスイッチング周波数もｆ1 ［ＨＺ］とな
る。
【００２３】更に、図３においては、ＰＷＭインバータ
２の出力に接続された開閉器１３を閉じる前の状態は図
２に示す時刻Ｔ3 以前と同じ動作を行い、事前に分周切
換スイッチ１０２により切換信号１１ａを分周器１０１
に与える時刻がＴ3 となる。ここで時刻Ｔ3 以降に開閉
器１３を閉じ第２の負荷１２をＰＷＭインバータ２に接
続する。第２の負荷１２がＰＷＭインバター２に接続さ
れたならば、必要に応じて分周切換スイッチ１０２を元
に戻す。
２の出力に接続された開閉器１３を閉じる前の状態は図
２に示す時刻Ｔ3 以前と同じ動作を行い、事前に分周切
換スイッチ１０２により切換信号１１ａを分周器１０１
に与える時刻がＴ3 となる。ここで時刻Ｔ3 以降に開閉
器１３を閉じ第２の負荷１２をＰＷＭインバータ２に接
続する。第２の負荷１２がＰＷＭインバター２に接続さ
れたならば、必要に応じて分周切換スイッチ１０２を元
に戻す。
【００２４】更に、図４においては、切換スイッチ１１
が常用交流電源１６を選択している状態は、前述のよう
に図２に示す時刻Ｔ3 以前となりキャリア波７ａはｆ1
となる。次に図４において、常用交流電源１６から予備
交流電源３に、電源切換する際は、前述のように図２に
示す時刻Ｔ3 以降となり、キャリア波７ａはｆ2 [HZ]と
なる。つまりｆ1 ＜ｆ2 となり、スイッチング周波数が
切換前より高くなる。そして電源切換が完了したなら
ば、切換信号１１ａが元に戻って、ＰＷＭ波８ａのスイ
ッチング周波数もｆ1[HZ] となる。あるいは、予備交流
電源３からの受電中は、ＰＷＭ波８ａのスイッチング周
波数がｆ2 となるようにする。
が常用交流電源１６を選択している状態は、前述のよう
に図２に示す時刻Ｔ3 以前となりキャリア波７ａはｆ1
となる。次に図４において、常用交流電源１６から予備
交流電源３に、電源切換する際は、前述のように図２に
示す時刻Ｔ3 以降となり、キャリア波７ａはｆ2 [HZ]と
なる。つまりｆ1 ＜ｆ2 となり、スイッチング周波数が
切換前より高くなる。そして電源切換が完了したなら
ば、切換信号１１ａが元に戻って、ＰＷＭ波８ａのスイ
ッチング周波数もｆ1[HZ] となる。あるいは、予備交流
電源３からの受電中は、ＰＷＭ波８ａのスイッチング周
波数がｆ2 となるようにする。
【００２５】以上説明した３つの実施例の結果、ＰＷＭ
インバータ２に予備交流電源３から電源切換する際及び
ＰＷＭインバータ２に第２の負荷１２が投入される際
は、キャリア周波数を高くすることで、制御性を良く
し、ＰＷＭインバータ２の出力電圧変動を抑えることが
可能となる。そして切換や投入以外の期間は、キャリア
周波数を低くすることでスイッチング損失を低く抑えＰ
ＷＭインバータ２の効率を良くすることができる。更
に、ＰＷＭコンバータ１４に常用交流電源１６から予備
交流電源３からの受電に電源切換える際もキャリア周波
数を高くすることで制御性能を良くし、ＰＷＭコンバー
タ１４の出力電圧変動を抑えることが可能となる。そし
て切換又は予備交流電源３からの受電中以外の期間は、
キャリア周波数を低くすることで、スイッチング損失を
低く抑えＰＷＭコンバータ１４の効率を良くすることが
できる。
インバータ２に予備交流電源３から電源切換する際及び
ＰＷＭインバータ２に第２の負荷１２が投入される際
は、キャリア周波数を高くすることで、制御性を良く
し、ＰＷＭインバータ２の出力電圧変動を抑えることが
可能となる。そして切換や投入以外の期間は、キャリア
周波数を低くすることでスイッチング損失を低く抑えＰ
ＷＭインバータ２の効率を良くすることができる。更
に、ＰＷＭコンバータ１４に常用交流電源１６から予備
交流電源３からの受電に電源切換える際もキャリア周波
数を高くすることで制御性能を良くし、ＰＷＭコンバー
タ１４の出力電圧変動を抑えることが可能となる。そし
て切換又は予備交流電源３からの受電中以外の期間は、
キャリア周波数を低くすることで、スイッチング損失を
低く抑えＰＷＭコンバータ１４の効率を良くすることが
できる。
【００２６】尚、本実施例では単相の電力変換装置を用
いて説明したが、三相の電力変換装置にも適用できるも
のである。更に、実施例において、スイッチングデバイ
スとしてＩＧＢＴを例として説明したが、本発明は、Ｉ
ＧＢＴに限定するものではなく、ＩＧＢＴ以外のスイッ
チングデハイスを用いても同様な効果を得ることができ
るもである。
いて説明したが、三相の電力変換装置にも適用できるも
のである。更に、実施例において、スイッチングデバイ
スとしてＩＧＢＴを例として説明したが、本発明は、Ｉ
ＧＢＴに限定するものではなく、ＩＧＢＴ以外のスイッ
チングデハイスを用いても同様な効果を得ることができ
るもである。
【００２７】又、本発明においてキャリア周波数を変更
する手段として切換スイッチを引用して説明したが、所
定の電流レベルを越えると信号を出す電流検出器の出力
を切換信号として用いても同様な効果を得ることができ
る。
する手段として切換スイッチを引用して説明したが、所
定の電流レベルを越えると信号を出す電流検出器の出力
を切換信号として用いても同様な効果を得ることができ
る。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直流電力を交流電力に逆変換するインバータ及び交流電
力を直流電力に変換するコンバータ等の電力変換装置に
おいて、電源切換及び負荷投入等の外乱による出力の交
流電圧又は直流電圧の変動を抑え、更に、スイッチング
損失を少くし、インバータ及びコンバータの変換効率の
良い電力変換装置を提供することができる。
直流電力を交流電力に逆変換するインバータ及び交流電
力を直流電力に変換するコンバータ等の電力変換装置に
おいて、電源切換及び負荷投入等の外乱による出力の交
流電圧又は直流電圧の変動を抑え、更に、スイッチング
損失を少くし、インバータ及びコンバータの変換効率の
良い電力変換装置を提供することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す電力変換装置のブロッ
ク構成図。
ク構成図。
【図２】図１の電力変換装置の動作を説明するためのタ
イムチャ―ト。
イムチャ―ト。
【図３】本発明の他の実施例を示す電力変換装置のブロ
ック構成図。
ック構成図。
【図４】本発明の更に別の実施例を示す電力変換装置の
ブロック構成図。
ブロック構成図。
【図５】従来の電力変換装置の構成を示すブロック図。
【図６】図５のＰＷＭインバータ回路の内部詳細図。
【図７】図５の従来の電力変換装置の動作を説明するた
めのタイムチャ―ト。
めのタイムチャ―ト。
【符号の説明】 １ …直流電源 ２ …Ｐ
ＷＭインバータ ３ …予備交流電源 ４ …電
源切換器 ５ …負荷 ６ …発
振器 ７ …三角波発生器 ８ …比
較器 ９ …電圧制御回路 １０ …ゲ
ート駆動回路 １１ …切換スイッチ １２ …第
２の負荷 １３ …開閉器 １４ …Ｐ
ＷＭコンバータ １５ …電源切換器 １６ …常
用交流電源 ２１ …直流コンデンサ 22a 〜22d …ス
イッチングデバイス ２３ …交流リアクトル ２４ …交
流コンデンサ １０１ …分周器 １０２ …分
周切換スイッチ
ＷＭインバータ ３ …予備交流電源 ４ …電
源切換器 ５ …負荷 ６ …発
振器 ７ …三角波発生器 ８ …比
較器 ９ …電圧制御回路 １０ …ゲ
ート駆動回路 １１ …切換スイッチ １２ …第
２の負荷 １３ …開閉器 １４ …Ｐ
ＷＭコンバータ １５ …電源切換器 １６ …常
用交流電源 ２１ …直流コンデンサ 22a 〜22d …ス
イッチングデバイス ２３ …交流リアクトル ２４ …交
流コンデンサ １０１ …分周器 １０２ …分
周切換スイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流回路に直流電源を備え、直流電力
を交流電力に変換して予備交流電源との電力切換を行う
電力切換器を介して交流負荷に交流電力を供給するＰＷ
Ｍ制御の電力変換装置において、当該電力変換装置を構
成するＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記電力切換器が
電力切換を行う所定の期間のみ切換前の周波数より高く
する手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 直流回路に直流電源を備え、直流電力
を交流電力に変換して、交流負荷に交流電力を供給する
ＰＷＭ制御の電力変換装置において、当該電力変換装置
を構成するＰＷＭ制御のキャリア周波数を前記交流負荷
以外の負荷を投入する際に事前に又は直後に投入前の周
波数より高くする手段を設けたことを特徴とする電力変
換装置。 - 【請求項３】 予備交流電源と常用交流電源とを電力
切換する電源切換器を介して交流電力が供給され、交流
電力を直流電力に変換し、直流電源及び直流負荷に直流
電力を供給するＰＷＭ制御の電力変換装置において、当
該電力変換装置を構成ＰＷＭ制御のキャリア周波数を前
記電力切換器が電力切換を行う所定の期間のみ、或いは
予備交流電源期間のみ切換前の周波数より高くする手段
を設けたことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6006060A JPH07213070A (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6006060A JPH07213070A (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07213070A true JPH07213070A (ja) | 1995-08-11 |
Family
ID=11628055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6006060A Pending JPH07213070A (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07213070A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006197660A (ja) * | 2005-01-11 | 2006-07-27 | Meidensha Corp | 無停電電源装置の起動方法とその装置 |
| JP2013147126A (ja) * | 2012-01-19 | 2013-08-01 | Nabtesco Corp | 航空機搭載用モータ駆動制御装置 |
-
1994
- 1994-01-25 JP JP6006060A patent/JPH07213070A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006197660A (ja) * | 2005-01-11 | 2006-07-27 | Meidensha Corp | 無停電電源装置の起動方法とその装置 |
| JP2013147126A (ja) * | 2012-01-19 | 2013-08-01 | Nabtesco Corp | 航空機搭載用モータ駆動制御装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0358225B1 (en) | Power converting apparatus including beat suppressor | |
| US5321599A (en) | Control apparatus for suppressing a third harmonic neutral point voltage in a three level inverter | |
| KR920007073B1 (ko) | 유도전동기의 제어장치 | |
| US7532491B2 (en) | Apparatus and method for supplying DC power source | |
| JP2004320984A (ja) | モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機 | |
| US8681517B2 (en) | AC converter, AC converting method, and storage medium for converting an AC voltage with a relatively high frequency into an AC voltage with a relatively low frequency | |
| KR950010310A (ko) | 전력변환장치 | |
| JP3259571B2 (ja) | Ｐｗｍ制御装置とそれを用いたシステム | |
| JPS63234877A (ja) | インバ−タ制御装置 | |
| JPS6148356B2 (ja) | ||
| JP4755504B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2001128462A (ja) | インバータ装置の制御方法 | |
| JP3227009B2 (ja) | 交流電気車の制御装置 | |
| JP3407550B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータ装置の起動回路 | |
| JP3576310B2 (ja) | 交流電気車の制御装置 | |
| JP3747259B2 (ja) | 電気車の制御装置 | |
| JP4069420B2 (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JP3115160B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2019149864A (ja) | Ａｃ−ａｃ変換装置、電力変換装置 | |
| JP3207582B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御方法およびその制御装置 | |
| JPS60106370A (ja) | Ｖｖｖｆインバ−タ | |
| JPH082183B2 (ja) | 直列ｎ重インバータの制御方法 | |
| JPH0628011B2 (ja) | 無効電力制御装置 | |
| KR20040040530A (ko) | 단상인버터의 병렬제어시스템 | |
| JP2002204577A (ja) | インバータ装置 |