JPS63234877A - インバ−タ制御装置 - Google Patents
インバ−タ制御装置Info
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- JPS63234877A JPS63234877A JP62063917A JP6391787A JPS63234877A JP S63234877 A JPS63234877 A JP S63234877A JP 62063917 A JP62063917 A JP 62063917A JP 6391787 A JP6391787 A JP 6391787A JP S63234877 A JPS63234877 A JP S63234877A
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- signal
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
- G06F1/02—Digital function generators
- G06F1/03—Digital function generators working, at least partly, by table look-up
- G06F1/0321—Waveform generators, i.e. devices for generating periodical functions of time, e.g. direct digital synthesizers
- G06F1/0328—Waveform generators, i.e. devices for generating periodical functions of time, e.g. direct digital synthesizers in which the phase increment is adjustable, e.g. by using an adder-accumulator
- G06F1/0335—Waveform generators, i.e. devices for generating periodical functions of time, e.g. direct digital synthesizers in which the phase increment is adjustable, e.g. by using an adder-accumulator the phase increment itself being a composed function of two or more variables, e.g. frequency and phase
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F2101/00—Indexing scheme relating to the type of digital function generated
- G06F2101/04—Trigonometric functions
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- Power Engineering (AREA)
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- General Physics & Mathematics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は直流電力を交流電力に変換してゆ（パルス幅変
調方式（以下これをＰ ’ＪＪ Ｍと祢す）インバータ
の制御装置に関するものであり、更に詳しくは、出力周
波数が低い非同期運転領域では出力周波数の変化にかか
わらず切り込み周期が一定な非同期運転をし、高い同期
運転領域では出力周波数の変化に伴って切り込み周期が
変化する同期運転を行うＰＷＭインバータに関するもの
である。
調方式（以下これをＰ ’ＪＪ Ｍと祢す）インバータ
の制御装置に関するものであり、更に詳しくは、出力周
波数が低い非同期運転領域では出力周波数の変化にかか
わらず切り込み周期が一定な非同期運転をし、高い同期
運転領域では出力周波数の変化に伴って切り込み周期が
変化する同期運転を行うＰＷＭインバータに関するもの
である。
〔従来の技術〕
ＰＷＭインバータにおいて、非同期運転から同期運転へ
移行するときには過渡現象を小さく抑制するため変調波
と搬送波との位相差が小さいことが要求される。
移行するときには過渡現象を小さく抑制するため変調波
と搬送波との位相差が小さいことが要求される。
この位相差が小さい状態で、非同期運転から同期運転へ
移行するようにするために、同期搬送波と非同期搬送波
との２つを同時に出力さきておき、両方の周波数と位相
とが一致したときに、非同期運転から同期運転へ移行す
るようにすることが特開昭６０−１７４０７０号公報で
提案されている。
移行するようにするために、同期搬送波と非同期搬送波
との２つを同時に出力さきておき、両方の周波数と位相
とが一致したときに、非同期運転から同期運転へ移行す
るようにすることが特開昭６０−１７４０７０号公報で
提案されている。
しかし、従来提案されたものは、同期搬送波と非同期搬
送波との２つを同時点で作っておかなければならないた
め回路構成が複雑になる。
送波との２つを同時点で作っておかなければならないた
め回路構成が複雑になる。
本発明はこの様な点を改善するために成されたものであ
り、その目的とするところは、非同期搬送波と同期搬送
波との２つを同時に出力することなく、非同期運転から
同期運転へ移行するときの変調波と搬送波との位相差を
小さくすることが出来るＰＷＭインバータを提供するこ
とにある。
り、その目的とするところは、非同期搬送波と同期搬送
波との２つを同時に出力することなく、非同期運転から
同期運転へ移行するときの変調波と搬送波との位相差を
小さくすることが出来るＰＷＭインバータを提供するこ
とにある。
上記目的は、出力周波数が低い非同期運転領域では出力
周波数の変化にかかわらず切り込み周期が一定な非同期
運転をし、高い同期運転領域では出力周波数の変化に伴
って切り込み周期が変化する同期運転を行うＰＷＭイン
バータに於いて、周波数設定手段と、第１デジイ°タル
信号発生手段と。
周波数の変化にかかわらず切り込み周期が一定な非同期
運転をし、高い同期運転領域では出力周波数の変化に伴
って切り込み周期が変化する同期運転を行うＰＷＭイン
バータに於いて、周波数設定手段と、第１デジイ°タル
信号発生手段と。
タイミング信号発生手段と、加算手段と１位相検出手段
と、切り変え手段と、第２ディジタル信号発生手段と、
正弦波データ発生手段と、ディジタル演算手段と、ｐｗ
ｘｔ信号合成手段と、駆動回路とを設けることにより達
成出来るに のうち周波数設定手段はインバータの出力したい周波数
を設定する、 第１ディジタル信号発生手段は周波数設定手段の出力を
受け、その出力が小さい非同期運転領域ではその出力に
応じた大きさのディジタル信号を出力し、その出力が大
きい同期運転領域内の少なくとも前記出力周波数の低い
周波数範囲では特定の大きさのディジタル信号を出力す
るように構成する。タイミング信号発生ｆＰ：ｔは、非
同期運転領域では一定周期のパルスを発生し、同期運転
領域内の少なくとも前記出力周波数の低い周波数範囲で
は前記周波、Ｉ！！１．設定手段の出力に応じた周期の
パルス信号を発生するように構成する。
と、切り変え手段と、第２ディジタル信号発生手段と、
正弦波データ発生手段と、ディジタル演算手段と、ｐｗ
ｘｔ信号合成手段と、駆動回路とを設けることにより達
成出来るに のうち周波数設定手段はインバータの出力したい周波数
を設定する、 第１ディジタル信号発生手段は周波数設定手段の出力を
受け、その出力が小さい非同期運転領域ではその出力に
応じた大きさのディジタル信号を出力し、その出力が大
きい同期運転領域内の少なくとも前記出力周波数の低い
周波数範囲では特定の大きさのディジタル信号を出力す
るように構成する。タイミング信号発生ｆＰ：ｔは、非
同期運転領域では一定周期のパルスを発生し、同期運転
領域内の少なくとも前記出力周波数の低い周波数範囲で
は前記周波、Ｉ！！１．設定手段の出力に応じた周期の
パルス信号を発生するように構成する。
加算手段はタイミニフグ侶号発生手段が信号を出力する
毎に第１ディジタル信号発生手段の出力している信号を
加算し、正弦波信号発生手段の位相か３６０度を越えた
場合に加尊値から３６０度分差引いた値を出力するよう
に構成する。
毎に第１ディジタル信号発生手段の出力している信号を
加算し、正弦波信号発生手段の位相か３６０度を越えた
場合に加尊値から３６０度分差引いた値を出力するよう
に構成する。
位相検出手段は、加算手段の出力が特定範囲値内になっ
たこと又は正孤波信号発生手段の出力が特定範囲値内に
なったことを検出するように構成する。切り変え手段は
１周波数設定手段の出力が特定値以上になり、且つ前記
位相検出手段の出力が。
たこと又は正孤波信号発生手段の出力が特定範囲値内に
なったことを検出するように構成する。切り変え手段は
１周波数設定手段の出力が特定値以上になり、且つ前記
位相検出手段の出力が。
前記加算手段の出力の特定範囲値内レニなったことを検
出したときに非同期運転から同期運転に切り変えるよう
に構成する。
出したときに非同期運転から同期運転に切り変えるよう
に構成する。
第２ディジタル信号発生手段は、第１ディジタル信号発
生手段の出力に応じ、これが大きければ大きいほど出力
も大きくなるディジタル信号を発生するように構成する
。
生手段の出力に応じ、これが大きければ大きいほど出力
も大きくなるディジタル信号を発生するように構成する
。
正弦波データ発生手段は、加算手段の出力を受け、この
出力に応じた位相の正弦波データを出力するように構成
する。
出力に応じた位相の正弦波データを出力するように構成
する。
ディンタル演算手段は１．タイミング信号発生手段の出
力するタイミング信号に同期して第２ディジタル信号発
生手段と正弦波信号発生手段の出力を取り込み、ＰＷＭ
信号を発生するタイミングを演算するように構成する。
力するタイミング信号に同期して第２ディジタル信号発
生手段と正弦波信号発生手段の出力を取り込み、ＰＷＭ
信号を発生するタイミングを演算するように構成する。
ＰＷＭ侶号合成手段は、ディジタル演算手段と。
このディジタル演算手段の出力に基づいて、ＰＷＭ信号
を合成するように構成する。
を合成するように構成する。
駆動回路は、ＰＷＭ信号合成手段の出力に基づいて、イ
ンバータのパワー素子に与える駆動信号を作成するよう
に構成する５ 〔作用〕 出力電圧を決めるパルス幅Ｔｐは電圧指令をＶとすると
（１）式で表わされる。
ンバータのパワー素子に与える駆動信号を作成するよう
に構成する５ 〔作用〕 出力電圧を決めるパルス幅Ｔｐは電圧指令をＶとすると
（１）式で表わされる。
Ｔ ｐ ＝ Ｔ ｃ ／ ２±Ｔｃ／２・Ｖ−５ｉｎθ
−（１）但し、 Ｖ”ｋｆ （Ｓｉｎθ＋１．） −（
２）θ＝０＋△θ ・・・
（３）Δθ＝２πＴＣ・・・（４） Ｋ：定数、ｆ：周波数指令、θ：位相 Ｔｃ：搬送周波数周期 また、出力周波数Ｆ ｏ ｕ ｔ、は出力周波数指令Ｄ
（ｆ）と正弦波テーブル容量Ｗ及び決められた加算時間
Δｔにより Ｆｏｕｔ＝ ｗ Ｘ Δｔ −（５
３Ｄ （ｆ） で表わされる。
−（１）但し、 Ｖ”ｋｆ （Ｓｉｎθ＋１．） −（
２）θ＝０＋△θ ・・・
（３）Δθ＝２πＴＣ・・・（４） Ｋ：定数、ｆ：周波数指令、θ：位相 Ｔｃ：搬送周波数周期 また、出力周波数Ｆ ｏ ｕ ｔ、は出力周波数指令Ｄ
（ｆ）と正弦波テーブル容量Ｗ及び決められた加算時間
Δｔにより Ｆｏｕｔ＝ ｗ Ｘ Δｔ −（５
３Ｄ （ｆ） で表わされる。
ここで、加算時間Δｔを一定とすることにより一定位相
間隔のパルスが得られ、Δしを歩進することにより正弦
波に見合ったパルス幅が得られる。
間隔のパルスが得られ、Δしを歩進することにより正弦
波に見合ったパルス幅が得られる。
出力周波数を変化させるには、正弦波テーブル容量Ｗと
加算時間Δｔが一定ならば、Ｄ （ｆ）のみ変化させれ
ば良い。これは正弦波テーブルの一周期のうち何層サン
プリングするかの問題となり。
加算時間Δｔが一定ならば、Ｄ （ｆ）のみ変化させれ
ば良い。これは正弦波テーブルの一周期のうち何層サン
プリングするかの問題となり。
Ｄ （ｆ）が大きげ負は出力Ｍｌ波数は高く、小ければ
出力周波数は低いということになるや第６図にて説明す
ると、データＤ （ｆ）とＤ （ｆ’ ）とでは、サン
プリングが同一時間で行なわれるとすれば、データ値は
Ｄ （ｆ’ン＝２ＸＤ （ｆ）の関係にあるので、−周
期間をサンプリングして行く時間はＤ （ｆ）にてサン
プリングする方式がＤ（ｆ’）の場合より２倍の時間が
かかる。
出力周波数は低いということになるや第６図にて説明す
ると、データＤ （ｆ）とＤ （ｆ’ ）とでは、サン
プリングが同一時間で行なわれるとすれば、データ値は
Ｄ （ｆ’ン＝２ＸＤ （ｆ）の関係にあるので、−周
期間をサンプリングして行く時間はＤ （ｆ）にてサン
プリングする方式がＤ（ｆ’）の場合より２倍の時間が
かかる。
つまり、 Ｄ （ｆ’ ）のほうがＤ （ｆ）より２倍
の周波数を出力することになる、この時（３）式は下記
の通りになる。
の周波数を出力することになる、この時（３）式は下記
の通りになる。
０＝ΣＤ （ｆ） ＋Ｄ （ｆ） ・・
・（６）ところで、タイミング信号発生手段の出力パル
ス周期は搬送波の周期に関連しており、従ってタイミン
グ信号発生手段の出力は搬送波（実際に搬送波は出力し
ないので仮想搬送波であるが）に同期することになる。
・（６）ところで、タイミング信号発生手段の出力パル
ス周期は搬送波の周期に関連しており、従ってタイミン
グ信号発生手段の出力は搬送波（実際に搬送波は出力し
ないので仮想搬送波であるが）に同期することになる。
一方加算手段の出力は変調波（実際に変調波は出力しな
いので、これも仮想変調波であるが）の位相を表わ丁こ
とになる。。
いので、これも仮想変調波であるが）の位相を表わ丁こ
とになる。。
従って加算手段の出力が特定範囲値内になったことを位
相検出手段で検出し、この位相検出手段の出力と周波数
設定手段の出が特定値以上になったこととのアンド条件
により非同期運転から同期運転に切り変えれは、同時に
非同期搬逆波と同期搬送波とを出力することなく過渡現
象の少い状態で非同期運転から同期運転に切り変えるこ
とができ机 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を第１図から第６図より説明す
る。
相検出手段で検出し、この位相検出手段の出力と周波数
設定手段の出が特定値以上になったこととのアンド条件
により非同期運転から同期運転に切り変えれは、同時に
非同期搬逆波と同期搬送波とを出力することなく過渡現
象の少い状態で非同期運転から同期運転に切り変えるこ
とができ机 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を第１図から第６図より説明す
る。
第１図は実施例を説明するためのブロック図である。三
相交流電源】Ｏより与えられた交流電力はコンバータ１
１により直流電力に変換された後平滑コンデンサ１２に
より平滑され、インバータ１３によって再び交流電力に
変換され、電動機１４に与えられる。
相交流電源】Ｏより与えられた交流電力はコンバータ１
１により直流電力に変換された後平滑コンデンサ１２に
より平滑され、インバータ１３によって再び交流電力に
変換され、電動機１４に与えられる。
制御回路を説明すると２０は周波数設定手段であり、こ
れに依ってインバータ１３の出力したい周波数Ｆｏｕｔ
を設定する、第１ディジタル信号発生手段１の出力Ｄ
（ｆ）は周波数設定手段２０の出力に対して第５ＵＡに
（ａ）で示す特性を示す、なお第５図の横軸に非同期運
転ｆ！１ｉ域と同期運転領域との関係も示し、である。
れに依ってインバータ１３の出力したい周波数Ｆｏｕｔ
を設定する、第１ディジタル信号発生手段１の出力Ｄ
（ｆ）は周波数設定手段２０の出力に対して第５ＵＡに
（ａ）で示す特性を示す、なお第５図の横軸に非同期運
転ｆ！１ｉ域と同期運転領域との関係も示し、である。
第１テジイタルイ１号発生回路１から与えられた設定周
波数デジィタル信号Ｄ （ｆ）は、タイマ等のタイミン
グ発生手段４に発生したタイミングパルスごとに加算手
段２により加算される。なお、タイミング信号発生手段
４の出力パルス周期は第５図の（ｂ）に示す特性とする
。加算結果により正弦波データ発生手段３から正弦波デ
ータＳｉｎθを出力する。つまり。
波数デジィタル信号Ｄ （ｆ）は、タイマ等のタイミン
グ発生手段４に発生したタイミングパルスごとに加算手
段２により加算される。なお、タイミング信号発生手段
４の出力パルス周期は第５図の（ｂ）に示す特性とする
。加算結果により正弦波データ発生手段３から正弦波デ
ータＳｉｎθを出力する。つまり。
加算手段２の加算結果が正弦波の位相となり、この位相
に応じた正弦波データを引き出す。加算手段は正弦波３
６０°分を越えると、ここから３６０°分を差し引いた
値を初期値として持つ。一方。
に応じた正弦波データを引き出す。加算手段は正弦波３
６０°分を越えると、ここから３６０°分を差し引いた
値を初期値として持つ。一方。
設定周波数ディジタル信号Ｄ （ｆ）は、第２ディジタ
ル信号発生回路５より出力電圧指なのディジタルデータ
を引き出す。この出力電圧指令は第４図に示すように設
定周波数に対応し、これが大きければ大きいほど出力も
大きくなる例えばａ ＝ ｄに示すような特性線のうち
任意特性ヒのデータを引き出すことにより任意の電圧、
周波数特性を表現できる。
ル信号発生回路５より出力電圧指なのディジタルデータ
を引き出す。この出力電圧指令は第４図に示すように設
定周波数に対応し、これが大きければ大きいほど出力も
大きくなる例えばａ ＝ ｄに示すような特性線のうち
任意特性ヒのデータを引き出すことにより任意の電圧、
周波数特性を表現できる。
第２デジィタル信号発生手段５はメモリ等の記憶素子に
より実現できる。
より実現できる。
タイミング発生手段４により発生したタイミングパルス
がはいるたびに、ディジタル演算手段６は正弦波発生手
段３より出力された正弦波ディジタルデータと第２デジ
ィタル信号発生手段５より出力された出力電圧指令値（
デジィタル）とに基づいて、前記の式（１）を演算する
。これによりＰＷＭ信号の発生するタイミング、つまり
、第３図の搬送波の頂点からＰＷＭ信号の立上りもしく
は立下りまで時間を演算する。この演算結果を利用して
ＰＷＭ信号合成手段７によりＰＷＭ信号を合成する。こ
のＰＷＭ信号は駆動回路９を通し、て増幅され、１′ン
バータのパワー素子に信号が怪えられる。
がはいるたびに、ディジタル演算手段６は正弦波発生手
段３より出力された正弦波ディジタルデータと第２デジ
ィタル信号発生手段５より出力された出力電圧指令値（
デジィタル）とに基づいて、前記の式（１）を演算する
。これによりＰＷＭ信号の発生するタイミング、つまり
、第３図の搬送波の頂点からＰＷＭ信号の立上りもしく
は立下りまで時間を演算する。この演算結果を利用して
ＰＷＭ信号合成手段７によりＰＷＭ信号を合成する。こ
のＰＷＭ信号は駆動回路９を通し、て増幅され、１′ン
バータのパワー素子に信号が怪えられる。
前記の実施例では、タイミング信号発生手段４から出力
されるタイミングパルスは第３図の搬送波の頂点Ｐ、Ｐ
’ を表わし、非同期方式の場合タイミングは第５図に
示したように一定となる。また、正弦波発生手段３から
出力される正弦波データは第３図の中の変調波となり、
加算手段２の出力は変調波の位相０となる。
されるタイミングパルスは第３図の搬送波の頂点Ｐ、Ｐ
’ を表わし、非同期方式の場合タイミングは第５図に
示したように一定となる。また、正弦波発生手段３から
出力される正弦波データは第３図の中の変調波となり、
加算手段２の出力は変調波の位相０となる。
第２図に前記のＰＷＭ波形合成のフローチャートを示め
す。前記の制御の流れはタイミング信号発生手段４より
発生するタイミングパルスを割込とし、この割込ごとに
縁り返されろうこの割込が一定ならば搬送波周波数は一
定となり、出力周波数の変化は位相加算により、つまり
、設定周波数ディジタルデータＤ （ｆ）により決定さ
れる。
す。前記の制御の流れはタイミング信号発生手段４より
発生するタイミングパルスを割込とし、この割込ごとに
縁り返されろうこの割込が一定ならば搬送波周波数は一
定となり、出力周波数の変化は位相加算により、つまり
、設定周波数ディジタルデータＤ （ｆ）により決定さ
れる。
位相検出手段２１は加算手段２の出力θを受け、次の判
断を行う６ φ〈α ・・・（７）但し、φ＝１
０＋ｏ ＜ｒ）／２−３６ ｏｌｌ・・・（８）もしそ
の結果φがαよりも大きければ位相検出手段２１は信号
Ｃを出力しない。ψがαよりも小さけｉば信号Ｃを出力
する。なお、Ｄ （ｆ）／２−３６０ｍは非同期運転時
は一定であるからα′＝３６０ ” −Ｄ （ｆ ）
／ ２ ）： オ＜ ： トニＪ： リｅｌ カ特定値
α′内にあるかどうかを判断するだけで信号Ｃを出力す
べきか否かを判断できる。
断を行う６ φ〈α ・・・（７）但し、φ＝１
０＋ｏ ＜ｒ）／２−３６ ｏｌｌ・・・（８）もしそ
の結果φがαよりも大きければ位相検出手段２１は信号
Ｃを出力しない。ψがαよりも小さけｉば信号Ｃを出力
する。なお、Ｄ （ｆ）／２−３６０ｍは非同期運転時
は一定であるからα′＝３６０ ” −Ｄ （ｆ ）
／ ２ ）： オ＜ ： トニＪ： リｅｌ カ特定値
α′内にあるかどうかを判断するだけで信号Ｃを出力す
べきか否かを判断できる。
切り変え手段２２は比較回路２３とアンド回路２４とで
構成する。
構成する。
比較回路２３は周波数設定手段２０の出力と切換周波数
設定＠ｆｃとを比較し、周波数設定手段２０の出力が切
換周波数設定値ｆｃに等しいか、それよりも大きくなっ
たときに信号ｄを出力する。
設定＠ｆｃとを比較し、周波数設定手段２０の出力が切
換周波数設定値ｆｃに等しいか、それよりも大きくなっ
たときに信号ｄを出力する。
アンド回路２４は信号ｄとＣとのアント集注が成立した
どきに信号ｅを出力する。タイミング信号発生手段４．
第１テイジタル信号発生手段１はこの信号ｅが出力され
るまでは、周波＠設定手段２０の出力がすでに同期運転
に移行すべき大きさの指令を出力していても第５図に示
した非同期運転領域での信号、つまり第１ディジタル信
号発生手段１は周波数設定手段２０の出力が大きくなれ
ばそれに応じて大きくなる信号を出力し、タイミング４
ｇ号発生手段４は一定周期のタイミングパルスを出力す
る６ 信号ｅが出力されると第５図に示すような周期運転領域
で示す信号を出力する。これに寄りインバータは非同期
運転から同期運転に移行する、本発明は以上の実施例に
限定されるものでなく種ｔの変更が可能である。例えば
１位相検出手段は第１図中に点線で示したように正弦波
データ発生手段の出力をＳｉｎθを受け、その絶対値が
搬送波の零クロス点で特定範囲値内にあるかどうかを判
断して信号Ｃを出力するようにすることができる。
どきに信号ｅを出力する。タイミング信号発生手段４．
第１テイジタル信号発生手段１はこの信号ｅが出力され
るまでは、周波＠設定手段２０の出力がすでに同期運転
に移行すべき大きさの指令を出力していても第５図に示
した非同期運転領域での信号、つまり第１ディジタル信
号発生手段１は周波数設定手段２０の出力が大きくなれ
ばそれに応じて大きくなる信号を出力し、タイミング４
ｇ号発生手段４は一定周期のタイミングパルスを出力す
る６ 信号ｅが出力されると第５図に示すような周期運転領域
で示す信号を出力する。これに寄りインバータは非同期
運転から同期運転に移行する、本発明は以上の実施例に
限定されるものでなく種ｔの変更が可能である。例えば
１位相検出手段は第１図中に点線で示したように正弦波
データ発生手段の出力をＳｉｎθを受け、その絶対値が
搬送波の零クロス点で特定範囲値内にあるかどうかを判
断して信号Ｃを出力するようにすることができる。
また以上の実施例では非同期運転から同期運転Δ移行す
るときについてのみ説明したが逆方向への移行時も実施
可能である。
るときについてのみ説明したが逆方向への移行時も実施
可能である。
本発明によれば、以上の説明から明らかなように非同期
搬送波と同期搬送波とを平行して出力することなく非同
期から同期運転への移行を過渡現象を伴なうことなく行
うことができる。
搬送波と同期搬送波とを平行して出力することなく非同
期から同期運転への移行を過渡現象を伴なうことなく行
うことができる。
第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２１′４は
一実施例のラフ１−ウェアのフローチャートである。第
３図、第５図は一実施例の流れを示すタイミングチャー
ト、第４図は設定周波数と出力電圧との関係図、第６図
は位相更新概念図である。 １・・・指令周波数ディジタルデータ、２・・・加算手
段、３・・・正弦波発生手段、４・・・タイミング信号
発生手段、５・・・第２デジィタル信号発生手段、６・
・−Ｐ Ｗ Ｍ ？ｌｊ算手段、７・・・ＰＷＭ信号合
成手段、９・・・駆動回路、１０・・・交流電源、１１
・・・コンバータ。 １２・・・平滑コンデンサ、１３・・・インバータ、１
４・・・電動機、２０・・・周波数設定手段、２１・・
・位相検出手段、２２・・・切り変え手段。 第 ２ 図 第 ３ 図 かｌ迷み ｉ ↑ ｔｔｔｔｔｉｔ ＄ 、５ 目 −１［救段宛号役釣出力 手続補正書輸発） 昭和 年 月 日
一実施例のラフ１−ウェアのフローチャートである。第
３図、第５図は一実施例の流れを示すタイミングチャー
ト、第４図は設定周波数と出力電圧との関係図、第６図
は位相更新概念図である。 １・・・指令周波数ディジタルデータ、２・・・加算手
段、３・・・正弦波発生手段、４・・・タイミング信号
発生手段、５・・・第２デジィタル信号発生手段、６・
・−Ｐ Ｗ Ｍ ？ｌｊ算手段、７・・・ＰＷＭ信号合
成手段、９・・・駆動回路、１０・・・交流電源、１１
・・・コンバータ。 １２・・・平滑コンデンサ、１３・・・インバータ、１
４・・・電動機、２０・・・周波数設定手段、２１・・
・位相検出手段、２２・・・切り変え手段。 第 ２ 図 第 ３ 図 かｌ迷み ｉ ↑ ｔｔｔｔｔｉｔ ＄ 、５ 目 −１［救段宛号役釣出力 手続補正書輸発） 昭和 年 月 日
Claims (1)
- １．出力周波数が低い非同期運転領域では出力周波数の
変化にかかわらず切り込み周期が一定な非同期運転をし
、高い同期運転領域では出力周波数の変化に伴って切り
込み周期が変化する同期運転を行うＰＷＭインバータに
於いて、前記インバータの出力したい周波数を設定する
周波数設定手段と、該周波数設定手段の出力を受け、そ
の出力が小さい前記非同期運転領域ではその出力に応じ
た大きさのディジタル信号を出力し、その出力が大きい
前記同期運転領域内の少なくとも前記出力周波数の低い
周波数範囲では特定の大きさのディジタル信号を出力す
る第１デジィタル信号発生手段と、前記非同期運転領域
では一定周期のパルスを発生し、前記同期運転領域内の
少なくとも前記出力周波数の低い周波数範囲では前記周
波数設定手段の出力に応じた周期のパルス信号を発生す
るタイミング信号発生手段と、該タイミング信号発生手
段が信号を出力する毎に前記第１ディジタル信号発生手
段の出力している信号を加算し、正弦波信号発生手段の
位相が３６０度を越えた場合に加算値から３６０度分を
差し引いた値を出力する加算手段と、該加算手段の出力
が特定範囲値内になったことを検出する位相検出手段と
、前記周波数設定手段の出力が特定値以上になり、且つ
前記位相検出手段の出力が、前記加算手段の出力の前記
特定範囲値内になったことまたは前記正孤波信号発生手
段の出力が特定範囲内になったことを検出したときに前
記非同期運転から前記同期運転に切り変える切り変え手
段と、前記第１ディジタル信号発生手段の出力に応じ、
これが大きければ大きいほど出力も大きくなるディジタ
ル信号を発生する第２ディジタル信号発生手段と、前記
加算手段の出力を受け、この出力に応じた位相の正弦波
データを出力する前記正弦波データ発生手段と、前記タ
イミング信号発生手段の出力するタイミング信号に同期
して前記第２ディジタル信号発生手段と前記正弦波信号
発生手段の出力を取り込み、ＰＷＭ信号を発生するタイ
ミングを演算するディジタル演算手段と、該ディジタル
演算手段の出力に基づいて、ＰＷＭ信号を合成するＰＷ
Ｍ信号合成手段と、該ＰＷＭ信号合成手段の出力に基づ
いて、前記インバータのパワー素子に与える駆動信号を
作成する駆動回路とから成るインバータ制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62063917A JPH0779551B2 (ja) | 1987-03-20 | 1987-03-20 | インバ−タ制御装置 |
| US07/162,082 US4802077A (en) | 1987-03-20 | 1988-02-29 | PWM inverter controller |
| DE88104351T DE3882401T2 (de) | 1987-03-20 | 1988-03-18 | Steuerung für pulsbreitenmodulierten Wechselrichter. |
| EP88104351A EP0283952B1 (en) | 1987-03-20 | 1988-03-18 | Pwm inverter controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62063917A JPH0779551B2 (ja) | 1987-03-20 | 1987-03-20 | インバ−タ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63234877A true JPS63234877A (ja) | 1988-09-30 |
| JPH0779551B2 JPH0779551B2 (ja) | 1995-08-23 |
Family
ID=13243173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62063917A Expired - Lifetime JPH0779551B2 (ja) | 1987-03-20 | 1987-03-20 | インバ−タ制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4802077A (ja) |
| EP (1) | EP0283952B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0779551B2 (ja) |
| DE (1) | DE3882401T2 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5123080A (en) * | 1987-03-20 | 1992-06-16 | Ranco Incorporated Of Delaware | Compressor drive system |
| JPH0681513B2 (ja) * | 1987-11-12 | 1994-10-12 | 株式会社東芝 | Ｐｗｍ制御装置 |
| US5241257A (en) * | 1989-04-17 | 1993-08-31 | Emerson Electric Co. | Drive system for household appliances |
| JPH03256533A (ja) * | 1990-03-02 | 1991-11-15 | Shikoku Sogo Kenkyusho:Kk | 系統連系システム |
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| US5317248A (en) * | 1992-11-12 | 1994-05-31 | General Motors Corporation | Micro-controller based PWM waveform generation for a multiple phase AC machine |
| DE19530029C2 (de) * | 1995-08-16 | 1999-06-24 | Telefunken Microelectron | Verfahren zur Verringerung von Netzoberwellen bei der Ansteuerung von elektrischen Maschinen |
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| FR2746986B1 (fr) * | 1996-03-29 | 1998-04-24 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit de production d'impulsions |
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| JP2004274975A (ja) * | 2003-03-12 | 2004-09-30 | Calsonic Kansei Corp | Ｐｗｍ駆動装置 |
| TWI226148B (en) * | 2003-07-04 | 2005-01-01 | Delta Electronics Inc | Phase and pulse width modulation fan speed control circuit |
| TWI322561B (en) * | 2003-11-19 | 2010-03-21 | Delta Electronics Inc | Motor control circuit |
| US7049771B2 (en) * | 2004-01-27 | 2006-05-23 | Nippon Yusoki Co., Ltd. | Multi-phase carrier signal generator and multi-phase carrier signal generation method |
| US7049778B2 (en) * | 2004-02-09 | 2006-05-23 | Nippon Yusoki Co., Ltd. | Inverter control apparatus and inverter control method |
| KR101300380B1 (ko) * | 2012-03-02 | 2013-08-29 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 제어방법 |
| US9998054B1 (en) * | 2016-04-21 | 2018-06-12 | Summit Esp, Llc | Electric submersible pump variable speed drive controller |
| CN109714004B (zh) * | 2018-09-19 | 2023-03-24 | 西安石油大学 | 一种激励脉冲信号的调制方法及调制系统 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE415945B (sv) * | 1979-02-05 | 1980-11-10 | Asea Ab | Vexelriktare med styrbar utspenning |
| JPH07108095B2 (ja) * | 1984-01-20 | 1995-11-15 | 株式会社日立製作所 | インバータ装置及びその制御方法 |
| US4740738A (en) * | 1986-09-17 | 1988-04-26 | Westinghouse Electric Corp. | Reluctance motor control system and method |
-
1987
- 1987-03-20 JP JP62063917A patent/JPH0779551B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-02-29 US US07/162,082 patent/US4802077A/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-03-18 DE DE88104351T patent/DE3882401T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-03-18 EP EP88104351A patent/EP0283952B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0283952B1 (en) | 1993-07-21 |
| US4802077A (en) | 1989-01-31 |
| DE3882401D1 (de) | 1993-08-26 |
| JPH0779551B2 (ja) | 1995-08-23 |
| EP0283952A2 (en) | 1988-09-28 |
| DE3882401T2 (de) | 1994-01-05 |
| EP0283952A3 (en) | 1990-05-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |