JPH07213089A - Ｄｃブラシレスモータ速度制御方法 - Google Patents
Ｄｃブラシレスモータ速度制御方法Info
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- JPH07213089A JPH07213089A JP6022180A JP2218094A JPH07213089A JP H07213089 A JPH07213089 A JP H07213089A JP 6022180 A JP6022180 A JP 6022180A JP 2218094 A JP2218094 A JP 2218094A JP H07213089 A JPH07213089 A JP H07213089A
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- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 4
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣブラシレスモータにおいて、耐ノイズ特
性が良く、エネルギー変換効率の高い安価な速度制御方
法を提供すること。 【構成】 二相ＤＣブラシレスモータにおいて、ほぼ５
０％デューティのパルスによる基準信号と、磁束を検出
し整形した信号と同等なほぼ５０％デューティのパルス
によるモータの位置信号と、該位置信号と前記基準信号
との排他的論理和あるいは論理積を取り位置誤差信号を
発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検出器が発生
する位置誤差信号によりモータのパワー制御をモ−タの
トルク定数が高い位置で行うことによりＤＣブラシレス
モ−タ速度制御方法を構成している。
性が良く、エネルギー変換効率の高い安価な速度制御方
法を提供すること。 【構成】 二相ＤＣブラシレスモータにおいて、ほぼ５
０％デューティのパルスによる基準信号と、磁束を検出
し整形した信号と同等なほぼ５０％デューティのパルス
によるモータの位置信号と、該位置信号と前記基準信号
との排他的論理和あるいは論理積を取り位置誤差信号を
発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検出器が発生
する位置誤差信号によりモータのパワー制御をモ−タの
トルク定数が高い位置で行うことによりＤＣブラシレス
モ−タ速度制御方法を構成している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、情報機器、画像機器、
計測機器に用いられるモ−タ速度制御方法に関し、特に
ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御に
よって高精度に速度制御するモ−タ速度制御方法に関す
るものである。
計測機器に用いられるモ−タ速度制御方法に関し、特に
ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御に
よって高精度に速度制御するモ−タ速度制御方法に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】図８に従来のＰＬＬ制御によるモ−タ速
度制御方法の一構成例を示す。図９は図８のモ−タ速度
制御方法における動作のタイミングチャ−トを表す図で
ある。ここで使われている位置誤差信号検出器６は位相
周波数比較器である。位相周波数比較器は、モータＭを
基準信号以外の速度で回転させることがないので、ＰＬ
Ｌ制御では非常に多く使われている。位置誤差信号Ａを
ロ−パスフィルタＬＰＦを通しアナログ量のローパスフ
ィルタ出力Ｅとする。速度制御系が振動的にならないよ
うにするために位相補償回路７を入れる。この回路はこ
こではアナログ入力・アナログ出力である。位相補償回
路７の出力はリニアパワ−アンプで電力増幅され、モー
タＭに供給される。Ｆはモ−タＭの端子電圧であり、ア
ナログ量である。端子電圧Ｆとモ−タＭのインピ−ダン
スによって決まるモ−タ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２が流れる。
モ−タ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２に比例した回転力が生じ、負
荷トルクとつりあって、モ−タＭは一定速度で回転す
る。もし負荷トルクが増えてモ−タＭの速度が落ちる
と、モ−タ位置信号Ｓｉの基準信号Ｓ０に対する遅れが
増え、位置誤差信号Ａのデュ−ティが増えるため、ロ−
パスフィルタ出力Ｅ、モ−タ端子電圧Ｆ、モ−タ電流Ｉ
ｍ１，Ｉｍ２、発生トルクが各々増えて、増加した負荷
トルクに等しくなった後はモ−タＭは再び一定速度で回
転する。ＣおよびＤはロータ位置信号で、二相モ−タの
相切り替えスイッチの信号であり、モ−タの発生トルク
を一定方向にするものである。これらは、ロ−タ磁石の
磁束を検出するホ−ルセンサの出力から作られる。
度制御方法の一構成例を示す。図９は図８のモ−タ速度
制御方法における動作のタイミングチャ−トを表す図で
ある。ここで使われている位置誤差信号検出器６は位相
周波数比較器である。位相周波数比較器は、モータＭを
基準信号以外の速度で回転させることがないので、ＰＬ
Ｌ制御では非常に多く使われている。位置誤差信号Ａを
ロ−パスフィルタＬＰＦを通しアナログ量のローパスフ
ィルタ出力Ｅとする。速度制御系が振動的にならないよ
うにするために位相補償回路７を入れる。この回路はこ
こではアナログ入力・アナログ出力である。位相補償回
路７の出力はリニアパワ−アンプで電力増幅され、モー
タＭに供給される。Ｆはモ−タＭの端子電圧であり、ア
ナログ量である。端子電圧Ｆとモ−タＭのインピ−ダン
スによって決まるモ−タ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２が流れる。
モ−タ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２に比例した回転力が生じ、負
荷トルクとつりあって、モ−タＭは一定速度で回転す
る。もし負荷トルクが増えてモ−タＭの速度が落ちる
と、モ−タ位置信号Ｓｉの基準信号Ｓ０に対する遅れが
増え、位置誤差信号Ａのデュ−ティが増えるため、ロ−
パスフィルタ出力Ｅ、モ−タ端子電圧Ｆ、モ−タ電流Ｉ
ｍ１，Ｉｍ２、発生トルクが各々増えて、増加した負荷
トルクに等しくなった後はモ−タＭは再び一定速度で回
転する。ＣおよびＤはロータ位置信号で、二相モ−タの
相切り替えスイッチの信号であり、モ−タの発生トルク
を一定方向にするものである。これらは、ロ−タ磁石の
磁束を検出するホ−ルセンサの出力から作られる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のモ
−タ速度制御方法においては、記憶型の位置誤差検出器
を用いているので、耐ノイズ特性が悪く、ノイズによっ
て大きな速度変動を生じてしまうという問題点があっ
た。また、パワ−制御方法はリニアパワ−アンプ、ＰＷ
Ｍパワ−アンプのいずれの場合も、部品点数が多く複雑
であるため高価であった。更に、二相モ−タで１８０度
通電型では電気的エネルギ−から機械的エネルギ−への
変換効率が悪かった。
−タ速度制御方法においては、記憶型の位置誤差検出器
を用いているので、耐ノイズ特性が悪く、ノイズによっ
て大きな速度変動を生じてしまうという問題点があっ
た。また、パワ−制御方法はリニアパワ−アンプ、ＰＷ
Ｍパワ−アンプのいずれの場合も、部品点数が多く複雑
であるため高価であった。更に、二相モ−タで１８０度
通電型では電気的エネルギ−から機械的エネルギ−への
変換効率が悪かった。
【０００４】本発明は以上のような従来の欠点に鑑み、
耐ノイズ特性が良く、ノイズによる大きな速度変動を生
じないとともに、電気的エネルギーから機械的エネルギ
ーへのエネルギー変換効率を高めた安価なＤＣブラシレ
スモータ速度制御方法を提供することを目的としてい
る。
耐ノイズ特性が良く、ノイズによる大きな速度変動を生
じないとともに、電気的エネルギーから機械的エネルギ
ーへのエネルギー変換効率を高めた安価なＤＣブラシレ
スモータ速度制御方法を提供することを目的としてい
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は二相ＤＣブラシレスモータにおいて、ほぼ
５０％デューティのパルスによる基準信号と、磁束を検
出し整形した信号と同等なほぼ５０％デューティのパル
スによるモータの位置信号と、該位置信号と前記基準信
号との排他的論理和あるいは論理積を取り位置誤差信号
を発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検出器が発
生する位置誤差信号によりモータのパワー制御をモ−タ
のトルク定数が高い位置で行うことによりＤＣブラシレ
スモ−タ速度制御方法を構成している。
に、本発明は二相ＤＣブラシレスモータにおいて、ほぼ
５０％デューティのパルスによる基準信号と、磁束を検
出し整形した信号と同等なほぼ５０％デューティのパル
スによるモータの位置信号と、該位置信号と前記基準信
号との排他的論理和あるいは論理積を取り位置誤差信号
を発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検出器が発
生する位置誤差信号によりモータのパワー制御をモ−タ
のトルク定数が高い位置で行うことによりＤＣブラシレ
スモ−タ速度制御方法を構成している。
【０００６】
【作用】ＰＬＬ制御において重要な信号である位置誤差
信号を、基準信号とモ−タの位置信号との論理和あるい
は論理積により作成しているので、ノイズを受けても、
ノイズの期間だけ外乱を受けるだけで済むため、基準信
号の周期に比較して狭い期間のノイズでは位置誤差信号
の誤差は小さくなり、モータの大きな速度変動が生じな
くなる。
信号を、基準信号とモ−タの位置信号との論理和あるい
は論理積により作成しているので、ノイズを受けても、
ノイズの期間だけ外乱を受けるだけで済むため、基準信
号の周期に比較して狭い期間のノイズでは位置誤差信号
の誤差は小さくなり、モータの大きな速度変動が生じな
くなる。
【０００７】高精度速度制御中においては、モータのパ
ワーオンのタイミングはデューティ５０％のモータの位
置信号のハイレベル、ローレベルそれぞれの後縁で行わ
れる。従って、モータの位置信号のタイミングを、モー
タのトルク定数が高い位置で位置誤差信号が発生するよ
うに設定することにより、エネルギーの変換効率を高く
することができる。また、速度制御系を安定化するため
に位相補償回路を備えるため、モータのパワーオンのタ
イミングは位置誤差信号より僅かに遅れる。
ワーオンのタイミングはデューティ５０％のモータの位
置信号のハイレベル、ローレベルそれぞれの後縁で行わ
れる。従って、モータの位置信号のタイミングを、モー
タのトルク定数が高い位置で位置誤差信号が発生するよ
うに設定することにより、エネルギーの変換効率を高く
することができる。また、速度制御系を安定化するため
に位相補償回路を備えるため、モータのパワーオンのタ
イミングは位置誤差信号より僅かに遅れる。
【０００８】
【本発明の実施例】以下、図面に示す実施例により、本
発明を詳細に説明する。
発明を詳細に説明する。
【０００９】図１ないし図２の本発明の第１の実施例に
おいて、１は基準信号発生器で、デューティ５０％の基
準信号Ｓ０を発生する。４は位置信号検出器で、モータ
の位置を検出し、デューティ５０％のモータ位置信号Ｓ
ｉを発生する。
おいて、１は基準信号発生器で、デューティ５０％の基
準信号Ｓ０を発生する。４は位置信号検出器で、モータ
の位置を検出し、デューティ５０％のモータ位置信号Ｓ
ｉを発生する。
【００１０】２は位置誤差検出器で、基準信号Ｓ０とモ
ータ位置信号Ｓｉとの排他的論理和を取ることにより位
置誤差信号Ａを発生する。３は位相補償回路で、速度制
御系が振動的になることを防ぎ、速度制御系を安定化す
るための回路であり、位相補償回路出力信号Ｂを発生す
る。なお、位相補償回路の一例を図７に示す。
ータ位置信号Ｓｉとの排他的論理和を取ることにより位
置誤差信号Ａを発生する。３は位相補償回路で、速度制
御系が振動的になることを防ぎ、速度制御系を安定化す
るための回路であり、位相補償回路出力信号Ｂを発生す
る。なお、位相補償回路の一例を図７に示す。
【００１１】モータＭは二相ＤＣブラシレスモータであ
り、位置信号検出器４でロータマグネットの磁束を検出
・波形成形してデューティ５０％のモータ位置信号Ｓｉ
を発生する。本発明の第１の実施例においては、モータ
Ｍの相スイッチ信号であるロータ位置信号Ｃ，Ｄをモー
タ位置信号Ｓｉとして用いている。従って、位置誤差信
号Ａは、モータ誘起電圧波形ＥＭＦの１／２のサイクル
で１回出力される信号となっている。この位置誤差信号
Ａを論理信号のまま位相補償を行うと、位相補償回路出
力信号Ｂは僅かに遅れて出力される。この位相補償回路
出力信号ＢとモータＭの相スイッチ信号であるロータ位
置信号Ｃ，Ｄとの論理積を取ってモータＭを駆動してい
る。
り、位置信号検出器４でロータマグネットの磁束を検出
・波形成形してデューティ５０％のモータ位置信号Ｓｉ
を発生する。本発明の第１の実施例においては、モータ
Ｍの相スイッチ信号であるロータ位置信号Ｃ，Ｄをモー
タ位置信号Ｓｉとして用いている。従って、位置誤差信
号Ａは、モータ誘起電圧波形ＥＭＦの１／２のサイクル
で１回出力される信号となっている。この位置誤差信号
Ａを論理信号のまま位相補償を行うと、位相補償回路出
力信号Ｂは僅かに遅れて出力される。この位相補償回路
出力信号ＢとモータＭの相スイッチ信号であるロータ位
置信号Ｃ，Ｄとの論理積を取ってモータＭを駆動してい
る。
【００１２】この際、ダイオードＤ１，Ｄ２を入れるこ
とにより、モータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２において、相スイ
ッチ信号の変化直後に流れている、エネルギー変換効率
の悪い部分を無くすことができるため、エネルギー変換
効率を向上させることができる。
とにより、モータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２において、相スイ
ッチ信号の変化直後に流れている、エネルギー変換効率
の悪い部分を無くすことができるため、エネルギー変換
効率を向上させることができる。
【００１３】ノイズを受けた場合については、基準信号
Ｓ０にノイズＴｎが入ると、位置誤差信号Ａにはノイズ
Ｔｎがそのまま出力される。また、位相補償回路出力信
号Ｂにも等価的にそのまま出力される。このため、モー
タ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２は、ノイズＴｎの発生している期
間だけ本来の値よりも減少してしまう。しかし、ノイズ
Ｔｎの発生している期間はモータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２が
流れている期間Ｔ０より極めて小さいため、モータＭの
速度変動は極めて小さくなる。
Ｓ０にノイズＴｎが入ると、位置誤差信号Ａにはノイズ
Ｔｎがそのまま出力される。また、位相補償回路出力信
号Ｂにも等価的にそのまま出力される。このため、モー
タ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２は、ノイズＴｎの発生している期
間だけ本来の値よりも減少してしまう。しかし、ノイズ
Ｔｎの発生している期間はモータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２が
流れている期間Ｔ０より極めて小さいため、モータＭの
速度変動は極めて小さくなる。
【００１４】従来例においては、ノイズＴｎを受ける
と、正しい信号とノイズとの判別が不可能であり、全て
正しい信号として処理されてしまうため、モータＭの速
度変動は極めて大きくなってしまう。
と、正しい信号とノイズとの判別が不可能であり、全て
正しい信号として処理されてしまうため、モータＭの速
度変動は極めて大きくなってしまう。
【００１５】
【本発明の異なる実施例】次に図３ないし図６に示す本
発明の異なる実施例につき説明する。なお、これらの本
発明の異なる実施例の説明に当たって、前記本発明の第
１の実施例と同一な部分については同一符号を付して説
明を省略する。
発明の異なる実施例につき説明する。なお、これらの本
発明の異なる実施例の説明に当たって、前記本発明の第
１の実施例と同一な部分については同一符号を付して説
明を省略する。
【００１６】図３および図４の本発明の第２の実施例に
おいて、前記本発明の第１の実施例と主に異なる点はモ
ータ位置信号Ｓｉに、モータＭの相スイッチ信号ではな
く、位相を進ませた位置信号を用いていることと、位置
誤差検出器２の排他的論理和をアナログ信号的に作って
いるところである。
おいて、前記本発明の第１の実施例と主に異なる点はモ
ータ位置信号Ｓｉに、モータＭの相スイッチ信号ではな
く、位相を進ませた位置信号を用いていることと、位置
誤差検出器２の排他的論理和をアナログ信号的に作って
いるところである。
【００１７】位相を進ませた位置信号は、ここでは、周
波数発電器（いわゆるＦＧジェネレータ）を使用してい
る。この他に、ロータマグネットの磁束を検出するホー
ルセンサを使用してもよい。この本発明の第２の実施例
において位相を進ませたモータ位置信号Ｓｉを用いるの
は、モータＭをパワーオンする位置をモータ誘起電圧波
形ＥＭＦの値の大きな位置に合わせるためである。図４
では、位相を９０度程度進ませた場合について示してい
るが、モータＭのインダクタンスが大きい場合には、非
常に有効な方法である。
波数発電器（いわゆるＦＧジェネレータ）を使用してい
る。この他に、ロータマグネットの磁束を検出するホー
ルセンサを使用してもよい。この本発明の第２の実施例
において位相を進ませたモータ位置信号Ｓｉを用いるの
は、モータＭをパワーオンする位置をモータ誘起電圧波
形ＥＭＦの値の大きな位置に合わせるためである。図４
では、位相を９０度程度進ませた場合について示してい
るが、モータＭのインダクタンスが大きい場合には、非
常に有効な方法である。
【００１８】ノイズを受けた場合については、基準信号
Ｓ０にノイズＴｎが入ると、本発明の第１の実施例同
様、位置誤差信号ＡにはノイズＴｎがそのまま出力され
る。また、位相補償回路出力信号Ｂにも等価的にそのま
ま出力される。このため、モータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２
は、ノイズＴｎの発生している期間だけ本来の値よりも
減少してしまう。しかし、ノイズＴｎの発生している期
間はモータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２が流れている期間Ｔ０よ
り極めて小さいため、モータＭの速度変動は極めて小さ
くなる。
Ｓ０にノイズＴｎが入ると、本発明の第１の実施例同
様、位置誤差信号ＡにはノイズＴｎがそのまま出力され
る。また、位相補償回路出力信号Ｂにも等価的にそのま
ま出力される。このため、モータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２
は、ノイズＴｎの発生している期間だけ本来の値よりも
減少してしまう。しかし、ノイズＴｎの発生している期
間はモータ電流Ｉｍ１，Ｉｍ２が流れている期間Ｔ０よ
り極めて小さいため、モータＭの速度変動は極めて小さ
くなる。
【００１９】図５および図６の本発明の第３の実施例に
おいて、前記本発明の第１の実施例と主に異なる点は位
置誤差信号Ａで、デューティ５０％の基準信号Ｓ０とデ
ューティ５０％のモータ位置信号Ｓｉとの論理積を取る
ことにより位置誤差信号Ａを作っていることと、モータ
位置信号Ｓｉを交流的に作っていることである。これら
は、本発明において最も簡単な構成を示すものである。
おいて、前記本発明の第１の実施例と主に異なる点は位
置誤差信号Ａで、デューティ５０％の基準信号Ｓ０とデ
ューティ５０％のモータ位置信号Ｓｉとの論理積を取る
ことにより位置誤差信号Ａを作っていることと、モータ
位置信号Ｓｉを交流的に作っていることである。これら
は、本発明において最も簡単な構成を示すものである。
【００２０】位置誤差信号Ａは、モータ誘起電圧波形Ｅ
ＭＦの１サイクルで１回出力される信号である。この位
置誤差信号Ａを論理信号のまま位相補償を行うと、位相
補償回路出力信号Ｂは僅かに遅れて出力される。この位
相補償回路出力信号ＢとモータＭの相スイッチ信号との
論理積を取ってモータＭを駆動している。また、モータ
位置信号Ｓｉを交流的に作っている理由は、モータＭの
起動を可能にするためである。
ＭＦの１サイクルで１回出力される信号である。この位
置誤差信号Ａを論理信号のまま位相補償を行うと、位相
補償回路出力信号Ｂは僅かに遅れて出力される。この位
相補償回路出力信号ＢとモータＭの相スイッチ信号との
論理積を取ってモータＭを駆動している。また、モータ
位置信号Ｓｉを交流的に作っている理由は、モータＭの
起動を可能にするためである。
【００２１】高精度速度制御中は、モータＭの相スイッ
チ信号とモータ位置信号Ｓｉとは、論理レベルは逆であ
るがタイミングは同じとなっている。
チ信号とモータ位置信号Ｓｉとは、論理レベルは逆であ
るがタイミングは同じとなっている。
【００２２】ノイズを受けた場合については、このタイ
ミングで基準信号Ｓ０にノイズＴｎが入っても、本発明
の第１、第２の実施例と異なり、位置誤差信号Ａはノイ
ズＴｎの影響を全く受けない。また、位相補償回路出力
信号ＢもノイズＴｎの影響を全く受けない。従って、ノ
イズＴｎによるモータＭの速度変動は生じない。
ミングで基準信号Ｓ０にノイズＴｎが入っても、本発明
の第１、第２の実施例と異なり、位置誤差信号Ａはノイ
ズＴｎの影響を全く受けない。また、位相補償回路出力
信号ＢもノイズＴｎの影響を全く受けない。従って、ノ
イズＴｎによるモータＭの速度変動は生じない。
【００２３】
【本発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明
にあっては、次に列挙する効果が得られる。
にあっては、次に列挙する効果が得られる。
【００２４】（１）二相ＤＣブラシレスモータにおい
て、ほぼ５０％デューティのパルスによる基準信号と、
磁束を検出し整形した信号と同等なほぼ５０％デューテ
ィのパルスによるモータの位置信号と、該位置信号と前
記基準信号との排他的論理和あるいは論理積を取り位置
誤差信号を発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検
出器が発生する位置誤差信号によりモータのパワー制御
を行うように構成されているので、耐ノイズ特性が優
れ、ノイズによる大きな速度変動を生じなくなる。 （２）前記（１）によって、リニアパワーアンプ、ＰＷ
Ｍパワーアンプ等を使用しなくてもよいため、部品点数
を少なくすることができ安価に製造することができる。 （３）請求項２も前記（１），（２）と同様な効果が得
られる他に、位置誤差検出器が発生する位置誤差信号に
より、モータのパワー制御をモータのトルク定数が高い
位置で行うように構成されているため、電気的エネルギ
ーから機械的エネルギーへの変換効率を向上させること
ができる。
て、ほぼ５０％デューティのパルスによる基準信号と、
磁束を検出し整形した信号と同等なほぼ５０％デューテ
ィのパルスによるモータの位置信号と、該位置信号と前
記基準信号との排他的論理和あるいは論理積を取り位置
誤差信号を発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検
出器が発生する位置誤差信号によりモータのパワー制御
を行うように構成されているので、耐ノイズ特性が優
れ、ノイズによる大きな速度変動を生じなくなる。 （２）前記（１）によって、リニアパワーアンプ、ＰＷ
Ｍパワーアンプ等を使用しなくてもよいため、部品点数
を少なくすることができ安価に製造することができる。 （３）請求項２も前記（１），（２）と同様な効果が得
られる他に、位置誤差検出器が発生する位置誤差信号に
より、モータのパワー制御をモータのトルク定数が高い
位置で行うように構成されているため、電気的エネルギ
ーから機械的エネルギーへの変換効率を向上させること
ができる。
【図１】本発明の第１の実施例の回路図。
【図２】本発明の第１の実施例におけるタイミングチャ
−トを表す図。
−トを表す図。
【図３】本発明の第２の実施例の回路図。
【図４】本発明の第２の実施例におけるタイミングチャ
−トを表す図。
−トを表す図。
【図５】本発明の第３の実施例の回路図。
【図６】本発明の第３の実施例におけるタイミングチャ
−トを表す図。
−トを表す図。
【図７】位相補償回路の一例の回路図。
【図８】従来例の回路図。
【図９】従来例におけるタイミングチャ−トを表す図。
１：基準信号発生器、 ２：位置誤
差検出器、３：位相補償回路、
４：位置信号検出器、５：基準信号発生器、
６：位置誤差検出器、７：位相補償回路、
Ｍ：モータ、 Ｌ１，Ｌ
２：モ−タコイル、ＦＧ：位置検出器、
Ｈ：ホ−ルセンサ、ＡＭＰ：アンプ、ＮＯＴ：
論理反転回路、 ＣＭＰ：電圧比較
器、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４：ＮＰＮトランジスタ、Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６：ダイオ−ド、Ｖｃ
ｃ１：安定化電圧、 Ｖｃｃ２：動力
用電圧、Ｓ０：基準信号、 Ｓ
ｉ：モ−タ位置信号、Ａ：位置誤差信号、
Ｂ：位相補償回路出力信号、Ｃ，Ｄ：ロ−タ
位置信号、 Ｅ：ロ−パスフィルタ出
力、ＥＭＦ：モ−タ誘起電圧波形、 Ｆ：モ
−タ端子電圧、Ｉｍ１，Ｉｍ２：モ−タ電流。
差検出器、３：位相補償回路、
４：位置信号検出器、５：基準信号発生器、
６：位置誤差検出器、７：位相補償回路、
Ｍ：モータ、 Ｌ１，Ｌ
２：モ−タコイル、ＦＧ：位置検出器、
Ｈ：ホ−ルセンサ、ＡＭＰ：アンプ、ＮＯＴ：
論理反転回路、 ＣＭＰ：電圧比較
器、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４：ＮＰＮトランジスタ、Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６：ダイオ−ド、Ｖｃ
ｃ１：安定化電圧、 Ｖｃｃ２：動力
用電圧、Ｓ０：基準信号、 Ｓ
ｉ：モ−タ位置信号、Ａ：位置誤差信号、
Ｂ：位相補償回路出力信号、Ｃ，Ｄ：ロ−タ
位置信号、 Ｅ：ロ−パスフィルタ出
力、ＥＭＦ：モ−タ誘起電圧波形、 Ｆ：モ
−タ端子電圧、Ｉｍ１，Ｉｍ２：モ−タ電流。
Claims (2)
- 【請求項１】 二相ＤＣブラシレスモータにおいて、ほ
ぼ５０％デューティのパルスによる基準信号と、磁束を
検出し整形した信号と同等なほぼ５０％デューティのパ
ルスによるモータの位置信号と、該位置信号と前記基準
信号との排他的論理和あるいは論理積を取り位置誤差信
号を発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検出器が
発生する位置誤差信号によりモータのパワー制御を行う
ことを特徴とするＤＣブラシレスモータ速度制御方法。 - 【請求項２】 二相ＤＣブラシレスモータにおいて、ほ
ぼ５０％デューティのパルスによる基準信号と、磁束を
検出し整形した信号と同等なほぼ５０％デューティのパ
ルスによるモータの位置信号と、該位置信号と前記基準
信号との排他的論理和あるいは論理積を取り位置誤差信
号を発生する位置誤差検出器と、この位置誤差検出器が
発生する位置誤差信号によりモ−タのトルク定数が高い
位置でモータのパワー制御を行うようにしたことを特徴
とするＤＣブラシレスモ−タ速度制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6022180A JPH07213089A (ja) | 1994-01-20 | 1994-01-20 | Ｄｃブラシレスモータ速度制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6022180A JPH07213089A (ja) | 1994-01-20 | 1994-01-20 | Ｄｃブラシレスモータ速度制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07213089A true JPH07213089A (ja) | 1995-08-11 |
Family
ID=12075606
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6022180A Pending JPH07213089A (ja) | 1994-01-20 | 1994-01-20 | Ｄｃブラシレスモータ速度制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07213089A (ja) |
-
1994
- 1994-01-20 JP JP6022180A patent/JPH07213089A/ja active Pending
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