JPH07221802A

JPH07221802A - ディジタル復調器

Info

Publication number: JPH07221802A
Application number: JP949694A
Authority: JP
Inventors: Toshinori Iinuma; 敏範飯沼
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1994-01-31
Filing date: 1994-01-31
Publication date: 1995-08-18

Abstract

(57)【要約】【構成】変調波信号がアナログ／ディジタル変換器１
４でサンプリングされて変調波信号データに変換され
る。変調波信号データが乗算データメモリ２０および２
２の各上位アドレスに与えられ、下位アドレスには搬送
波位相制御回路１６からの位相データが与えられる。乗
算データメモリ２０および２２は、上位アドレスおよび
下位アドレスで指定されるメモリ領域から、変調波信号
の振幅と搬送波信号の振幅とを乗算した乗算結果データ
を出力する。移動平均型ディジタルフィルタ２４および
２６によって乗算結果データから変調信号データＩおよ
びＱが抽出され、 tan^-1変換メモリ１８がそれに応じて
位相進み／遅れ情報を出力して搬送波位相制御回路１６
に与える。したがって、搬送波信号の位相が変調波信号
に含まれる搬送波の位相に追従する。【効果】復調器が全てディジタル回路で実現され、さ
らに搬送波信号の位相が正確に制御される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はディジタル復調器に関
する。より特定的には、この発明は、ディジタル伝送シ
ステムに用いられ、搬送波信号がディジタルベースバン
ド信号で変調された変調波信号を復調する、ディジタル
復調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ディジタル伝送システムにおいて
は、ディジタルベースバンド信号で搬送波信号を変調す
ることによって、ディジタル情報ないしデータの伝送が
行われている。この変調方式としては、ディジタルベー
スバンド信号（変調信号）に応じて搬送波信号の振幅を
変化させる振幅変調方式（ＡＳＫ：Amplitude Shift Ke
ying），変調信号に応じて搬送波信号の振幅および位相
をそれぞれ独立して変化させる直交振幅変調方式（ＱＡ
Ｍ：Quadrature Amplitude Modulation)などの種々の変
調方式がある。

【０００３】このような変調方式において、変調信号に
よって変調された変調波信号Ｓ（ｔ）は、次のように表
すことができる。

【０００４】

【数１】Ｓ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ cos（ω_cｔ＋φ（ｔ））＝Ｉ（ｔ）・ cosω_cｔ＋Ｑ（ｔ）・ sinω_cｔここで、Ｉ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ sinφ（ｔ）、Ｑ（ｔ）
＝Ａ（ｔ）・ cosφ（ｔ）、Ａ（ｔ）は振幅、ω_cは搬
送波信号の周波数、φ（ｔ）は変調波信号の位相であ
る。

【０００５】数１から明らかなように、変調波信号は、
２つの直交した成分の和で表すことができ、第１項を変
調波信号の同相（Ｉ相）成分、第２項を変調波信号の直
交位相（Ｑ相）成分と一般に称する。変調波信号からベ
ースバンド信号を復調するためには、同期検波，遅延検
波，周波数検波等が利用可能であるが、衛星通信、衛星
放送など信号対ノイズ比（Ｃ／Ｎ）が低い条件などで
は、復調性能が良い同期検波が一般に用いられている。

【０００６】同期検波方式においては、受信した変調波
信号から、変調波信号の搬送波と周波数および位相が等
しい基準信号を作り出し（搬送波再生）、この基準信号
によって、変調波信号を直交検波することにより、ベー
スバンド信号を取り出す。搬送波を再生するためには、
逓倍方式，コスタス方式，逆変調方式など各種の方式が
利用可能あるが、回路規模や低Ｃ／Ｎにおける性能など
を考慮して、コスタス方式が多く使われている。

【０００７】コスタス方式は、図２６に示すように、直
交検波器，低域通過フィルタ（ＬＰＦ），電圧制御発振
器（ＶＣＯ），ループフィルタ，および乗算器により構
成される。直交検波器およびＬＰＦによって復調された
Ｉ相およびＱ相のベースバンド信号を乗算し、乗算され
た信号から搬送波と基準信号との位相差に比例した低域
成分をループフィルタにより取り出し、この位相差信号
によりＶＣＯを制御することによって基準信号を搬送波
に同期させる。したがって、コスタス方式を構成する回
路には、フィルタ，ＶＣＯなど多くのアナログ回路が用
いられ、たとえば、現在、ＢＳ放送のＰＣＭ音声用のＱ
ＰＳＫ（Quadrature−ＰＳＫ）復調器として市販されて
いるＩＣ等では、ＩＣの大部分がアナログ回路により構
成されている。また、これらのＩＣは、一般に、多くの
外付けの部品を必要としている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来の同期検波（コス
タス方式）は主としてアナログ回路により構成されるた
め、回路をＩＣ化しても外付け部品が多く必要になり、
小型化には向いていない。また、ＩＣを製造する際には
バイポーラプロセスが用いられるため、そのＩＣの後段
につながるディジタル回路で構成される信号処理部と共
に１つのＩＣ内に収めることは技術的にも、経済的にも
非常に困難である。

【０００９】

【課題を解決するための手段】第１発明は、変調波信号
をサンプリングして変調波信号データに変換するアナロ
グ／ディジタル変換手段、搬送波信号の位相データを出
力する第１の位相データ出力手段、変調波信号と搬送波
信号との乗算結果を記憶し、変調波信号データおよび搬
送波位相データによって指定されたアドレスから乗算結
果データを出力する乗算結果データ記憶手段、乗算結果
データから変調波信号に含まれる変調信号のデータを抽
出する変調信号データ出力手段、および変調信号データ
から変調波信号の位相データを出力する第２の位相デー
タ出力手段を備える、ディジタル復調器である。

【００１０】第２発明は、変調波信号をサンプリングし
て変調波信号データに変換するアナログ／ディジタル変
換手段、搬送波信号の位相データを出力する第１の位相
データ出力手段、変調波信号と搬送波信号との乗算結果
を記憶し、変調波信号データおよび搬送波位相データに
よって指定されたアドレスから乗算結果データを出力す
る乗算結果データ記憶手段、乗算結果データの符号を変
化させる符号変化手段、符号変化手段から出力された変
化した符号を有する乗算データに基づいて変調波信号に
含まれる変調信号のデータを抽出する変調信号データ出
力手段、変調信号データから変調波信号の位相データを
出力する第２の位相データ出力手段を備える、ディジタ
ル復調器である。

【００１１】

【作用】アナログ／ディジタル変換手段からの変調波信
号データが乗算メモリのたとえば上位アドレスとして与
えられ、第１の位相データ出力手段からの搬送波信号の
位相データが乗算メモリのたとえば下位アドレスに与え
られる。応じて、この乗算メモリから、変調波信号の振
幅値データと搬送波信号の振幅値データとを乗算した乗
算結果データが出力される。

【００１２】第１発明においてはその乗算結果データが
そのまま、第２発明においては符号変化手段によって符
号が変えられて、たとえば移動平均型ディジタルフィル
タのような変調信号データ出力手段に与えられる。変調
信号データ出力手段は、乗算結果データから不要成分を
除去することによって、変調信号データを抽出する。し
たがって、この変調信号データに基づいて、変調信号
（ディジタルベースバンド信号）を再生ないし復調する
ことができる。

【００１３】たとえば tan^-1変換メモリからなる第２の
位相データ出力手段は、変調信号データに基づいて、変
調波信号の位相データを出力する。したがって、第１の
位相データ出力手段は、この変調波信号の位相データに
応じて、搬送波信号の位相を変調波信号の位相と一致す
るように制御する。

【００１４】

【発明の効果】この発明によれば、復調器全てをディジ
タル化できるため、小型低消費電力化が図れるととも
に、信号処理部と共に１つのＩＣ内に組み込むことが可
能となり、高信頼性化を図ることができる。この発明の
上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面を
参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明らか
となろう。

【００１５】

【実施例】図１に示す実施例のディジタル復調器１０
は、変調波信号が供給される入力端子１２を含み、この
変調波信号がアナログ／ディジタル変換器１４に与えら
れ、そこでサンプリングされてディジタル信号、すなわ
ち変調波信号データに変換される。搬送波位相制御回路
１６では、 tan^-1変換メモリ１８からの情報（変調波信
号の位相情報）に従って、搬送波の位相が制御されて、
搬送波位相情報が搬送波位相制御回路１６から出力され
る。

【００１６】第１乗算メモリ２０には、アナログ／ディ
ジタル変換器１４からのディジタル信号が上位アドレス
として、また搬送波位相情報が下位アドレスとして提供
される。この第１乗算メモリ２０からは、指定されたア
ドレスに基づいて、サンプリングされた変調波信号と正
弦波（搬送波）とを乗算したデータ、すなわち、搬送波
位相制御回路１６から供給される位相情報で示される位
相における正弦波（搬送波）の振幅とサンプリングされ
た変調波信号の振幅とを乗算した乗算結果データが読み
出される。第２乗算メモリ２２には、アナログ／ディジ
タル変換器１２からのディジタル信号が上位アドレスと
して、また搬送波位相情報が下位アドレスとして提供さ
れる。第２乗算メモリ２２からは、指定されたアドレス
に基づいて、サンプリングされた変調波信号の振幅と、
第１乗算メモリ２０の正弦波とπ／２だけ位相がずれた
正弦波の振幅とを乗算したデータ（乗算結果データ）が
読み出される。

【００１７】第１の移動平均型ディジタルフィルタ（タ
ップ定数が全て１であるＦＩＲディジタルフィルタ）２
４は、第１乗算メモリ２０からの乗算結果データをシフ
トして遅延させるシフトレジスタ，およびシフトレジス
タからのデータを加算して加算結果を出力する構成を含
む。第２の移動平均型ディジタルフィルタ２６は第２乗
算メモリ２２からの乗算結果データをシフトして遅延さ
せるシフトレジスタおよびシフトレジスタからのデータ
を加算して加算結果を出力する構成を含む。

【００１８】第１の移動平均型ディジタルフィルタ２４
からのデータ（変調信号データ）がtan^-1変換メモリ１
８の上位アドレスとして与えられ、また第２の移動平均
型ディジタルフィルタ２６からのデータ（変調信号デー
タ）がその下位アドレスとして与えられる。この tan^-1
変換メモリ１８は、指定されたアドレスに基づいて、第
１の移動平均型ディジタルフィルタ２４からのデータ
（Ｉｉ）と、第２の移動平均型ディジタルフィルタ２６
からのデータ（Ｑｉ）から tan^-1（Ｉｉ／Ｑｉ）を出力
する。

【００１９】図２（Ａ）に示すアナログ直交変調器の乗
算処理部においては、乗算信号をディジタル信号（Ｉ成
分をＭＩとし、Ｑ成分をＭＱとする）に変換するため
に、各ミキサないし乗算器の後にアナログ／ディジタル
変換器を用いている。図２（Ｂ）は、図２（Ａ）の回路
をディジタル回路で実現したものであり、ミキサの代わ
りにディジタル乗算器を用い、アナログの発振器の代わ
りに正弦波データ生成回路を用いている。この図２
（Ｂ）の構成では、各ディジタル乗算器にディジタル信
号を入力する必要があるので、変調信号を直接アナログ
／ディジタル変換器でディジタル信号に変換している。
図２（Ｂ）の回路は、図２（Ａ）の回路の処理をディジ
タル的に達成しただけであるので、各ディジタル乗算器
から出力されるディジタル信号は図２（Ａ）のアナログ
／ディジタル変換器から得られるディジタルデータＭＩ
およびＭＱと全く同じになる。

【００２０】図２（Ｂ）に示す回路において、各ディジ
タル乗算器に与えられる、かつ正弦波データ生成回路の
出力は図３に示すようなデータとなる。図３は、図２
（Ｂ）のアナログ／ディジタル変換器のサンプリング周
波数を変調信号の中心周波数の４倍に設定した例を示
す。このような正弦波データ生成回路は、アナログ／デ
ィジタル変換器において変調信号がディジタル信号に変
換されるときと同じタイミングで、変調信号の中心周波
数の正弦波を表すディジタル信号を出力する。つまり、
図２（Ｂ）のアナログ／ディジタル変換器のサンプリン
グ周波数を変調信号のＮ倍（Ｎ倍オーバサンプリングと
いう）とすれば、正弦波データ生成回路からは位相が２
π／Ｎずつ離れた位置にある正弦波の振幅値データを順
次出力すればよい。図３の例では、Ｎ＝４であるので、
位相がπ／２ずつ離れた位置の正弦波の振幅値データを
出力する。また、図２（Ｂ）の第１ディジタル乗算器お
よび第２ディジタル乗算器に与えられる正弦波の位相を
π／２だけ変える必要があるため、正弦波データを生成
するときに位相のπ／２異なった正弦波データを独立に
生成し、各ディジタル乗算器に与えればよい。このよう
にしてディジタルベースバンド信号（変調信号）によっ
て搬送波信号が変調されるが、復調は変調の逆であり、
変調波信号データに搬送波（正弦波）データを乗算すれ
ばよい。

【００２１】図１に戻って、この実施例における直交検
波のための乗算動作を説明する。入力端子１２より入力
された変調波信号はその変調波信号のＮ倍のサンプリン
グ周波数でアナログ／ディジタル変換器１４によってデ
ィジタル信号（変調波信号データ）に変換された後、第
１乗算メモリ２０および第２乗算メモリ２２の各上位ア
ドレスとして供給される。また、第１乗算メモリ２０お
よび第２乗算メモリ２２の各下位アドレスには、搬送波
位相制御回路１６から出力された正弦波（搬送波）の位
相情報ないしデータが供給される。

【００２２】第１乗算メモリ２０および第２乗算メモリ
２２は互いに違う構成を有し、たとえば図４のように構
成されている。なお、図４は搬送波位相制御回路１６か
ら出力される正弦波（搬送波）の位相データが５ビット
（正弦波を２⁵＝３２分割したデータ）の場合のデータ
を示している。このとき、変調波信号をｎビットで量子
化するのであれば、搬送波信号の各位相に対して、２ⁿ
個の乗算結果がある。したがって、各乗算メモリ２０お
よび２２には、搬送波位相情報がｍビットであれば、２
^m×２ⁿ＝２^m+n通りの乗算結果データが予め格納され
ることになる。

【００２３】いま、搬送波位相データが１０進数で示す
「１」であると仮定し、そのときのアナログ／ディジタ
ル変換器１４からの変調波信号データが「Ａ」であった
と仮定すると、この変調波信号データＡ（上位アドレ
ス）と搬送波位相データ「１」（下位アドレス）に対応
して予め記憶された乗算結果データ（Ａ×ｄ１）が第１
乗算メモリ２０から読み出される。一方、第２乗算メモ
リ２２にもこの上位アドレスおよび下位アドレスが供給
され、この第２乗算メモリ２２に予めストアされてい
る、第１メモリ２０における正弦波（搬送波）とはπ／
２だけ位相がずれた正弦波の振幅値と変調波信号データ
Ａとの乗算結果データ（Ａ×ｄ９）が第２乗算メモリ２
２から読み出される。このようにして、乗算処理（直交
検波）が乗算メモリ２０および２２を用いて行われる。

【００２４】次にフィルタ処理について説明する。図１
実施例では、低域通過フィルタとして、従来のアナログ
フィルタに代わって図５に示すようなディジタルフィル
タを用いる。このディジタルフィルタは、複数段からな
りかつデータを各段へ順次シフトするシフトレジスタ、
およびシフトレジスタの各段の出力を加算する加算器を
含む。このディジタルフィルタに新しいデータが次々に
入力されると、そのデータがシフトレジスタの各段へ順
次シフトされ、１回のシフト動作ごとに加算器が各段出
力を加算して、その加算結果がこのディジタルフィルタ
の出力となる。この加算結果は、Ｍデータの平均値とな
るため、移動平均とも呼ばれている。ディジタルフィル
タの加算データがＭ個の場合、このディジタルフィルタ
の周波数特性は、ｆｔ／Ｍ（ｆｔ：シフトレジスタの転
送周波数）おきに減衰量が無限大になる点（すなわち、
節）が形成される。たとえば、この実施例では、シフト
レジスタの転送周波数ｆｔはサンプリング周波数ｆｓに
なるので、図６に示すように、ｆｓ／Ｍおきに節ができ
る。

【００２５】いま、このディジタルフィルタに前に説明
した乗算処理で得られた乗算データを入力した様子を図
７に示す。この例では、サンプリング周波数ｆｓが入力
信号（変調波信号）の周波数の４倍であるから、図７
（Ａ）のように、乗算結果データの不要成分がサンプリ
ング周波数の１／２のところに発生する。この不要成分
は、Ｍ＝４＝Ｎ（Ｎは前述した変調波信号のオーバサン
プリング数）とした場合の移動平均型ディジタルフィル
タの節に位置するため、移動平均型ディジタルフィルタ
２４および２６に第１乗算メモリ２０および第２乗算メ
モリ２２から出力される乗算結果データをそれぞれ入力
すると、各乗算結果データに含まれる不要成分を減衰さ
せ、必要な変調信号データ（ディジタルベースバンド信
号データ）のみを抽出することができる。一般に、入力
信号をＮ倍の周波数でサンプリングして前述の乗算処理
を行うと、不要成分は２・ｆｓ／Ｎの位置に発生する。
したがって、これを移動平均型ディジタルフィルタで取
り除くには、図８に示すようにＮ／２のＫ倍（Ｋは整
数）の加算データを持つディジタルフィルタを用いれば
よい。これまでの説明では、Ｎ＝４としてＭ＝２・Ｎ／
２＝４とした場合である。

【００２６】次に、ディジタルフィルタ２４および２６
によって抽出されたベースバンド信号のＩ成分データ
（Ｉｉ）が tan^-1変換メモリ１８（図１）の上位アドレ
スに与えられ、Ｑ成分データ（Ｑｉ）が tan^-1変換メモ
リ１８の下位アドレスに与えられる。応じて、 tan^-1変
換メモリ１８のそのアドレスが示すメモリ領域から、予
め計算して格納しておいた位相データ（θｉ＝ tan
^-1（Ｑｉ／Ｉｉ））が読み出される。このようにして、
変調波信号の瞬時位相が検出される。 tan^-1変換メモリ
１８は、図１１のように構成されている。すなわち、Ｑ
ｉが正のとき、θｉを０〜π、Ｑｉが負のとき、θｉを
０〜−πの値として求め、このθｉに対して図９に示す
ように８ビットの量子化データを割り当てる。

【００２７】次に、搬送波位相制御回路１６の動作を位
相変調方式の１つであるＱＰＳＫ（４相位相変調）を例
にとって説明する。なお、この発明のディジタル復調器
は、その他の変調方式にも適用可能であるが、他の変調
方式については後に説明する。ＱＰＳＫは、データを２
ビット毎に１つの組として、それらを図１０に示すよう
に、各位相に割り当てる方式であり、各信号点は円周上
にπ／２の等間隔で配置される。実際の変調波信号は、
図１１に示すように、Ｉ軸に相当するデータ（Ｉ）が搬
送波に、Ｑ軸に相当するデータ（Ｑ）が搬送波と位相が
９０°異なった正弦波に乗算され、この乗算された２つ
の成分を足し合わせることにより構成されている。した
がって、変調波信号の位相を正確に検出するためには、
復調器において、変調波信号の搬送波と周波数および位
相が一致している正弦波を用いて、前述の直交検波を行
う必要がある。

【００２８】図１実施例のディジタル復調器１０におい
ては、搬送波位相制御回路１６により、各乗算メモリ２
０および２２の下位アドレスへ与えられる搬送波位相情
報（データ）を変調波信号に含まれる搬送波と周波数お
よび位相が等しくなるように制御する。すなわち、搬送
波位相情報は、復調器の基準発振器より作られるため、
無制御状態では、変調波信号の搬送波とは周波数および
位相とも僅かに異なる信号となる。ここで、搬送波位相
制御回路１６からの位相が変調波信号に含まれる搬送波
の位相より進んでいる場合を仮定すると、この搬送波位
相による座標系（Ｉ′−Ｑ′）は、変調波信号に含まれ
る搬送波による座標系（Ｉ−Ｑ）に対して、図１２に示
すように、位相差（θ）だけ左方向に回転した座標系と
なる。したがって、この搬送波位相により検出される信
号点位相は、この位相差分だけ正規の信号位相（π／
４）より小さくなる。また、反対に、搬送波位相が変調
波信号に含まれる搬送波の位相より遅れている場合（座
標系Ｉ″−Ｑ″）は、検出される信号点位相は、図１４
に示すように、正規の信号位相より大きくなる。

【００２９】図９の tan^-1変換メモリ１８から出力され
る位相データと信号点位相の関係を考えると、図１３
（Ａ）に示すように、位相データの最上位ビット（ＭＳ
Ｂ）とそれに続く１ビットの計２ビットにより信号点が
存在する象現が示され、ＭＳＢから３ビット目は、象現
内で信号点位相がπ／４より大きいか小さい（「１」の
とき、π／４より大、「０」のとき、π／４より小）を
表している。図１３（Ｂ）は、各象現を全て第１象現に
重ね合わせて表現した図で、全ての象現において、信号
点位相がπ／４より大きいとき、ＭＳＢから３ビット目
は「１」であり、逆に、信号点位相がπ／４より小さい
ときのそれは「０」となる。すなわち、図１３（Ａ）の
斜線で示す４つ範囲のいずれかにある場合、ＭＳＢから
３ビット目は「１」となり、反対に斜線で示す範囲の外
にあるときは「０」となる。以上の関係を、搬送波位相
と変調波信号に含まれる搬送波との関係に当てはめてみ
ると、ＭＳＢから３ビット目が「１」のとき（すなわ
ち、斜線範囲内）、搬送波位相は変調波信号に含まれる
搬送波の位相より遅れており、反対に「０」のとき（す
なわち、斜線範囲外）、搬送波位相は変調波信号に含ま
れるの搬送波の位相より進んでいることになる。搬送波
位相制御回路１６では、この位相データのＭＳＢより３
ビット目を搬送波位相と変調波信号に含まれる搬送波の
位相との間での進み遅れの識別に用いて、搬送波位相の
制御を行う。

【００３０】図１４は、この実施例の搬送波位相制御回
路１６の構成を示したもので、加算器２８，加算器２８
に入力する加算データを選択するセレクタ３０，および
加算データを記憶した３つのメモリ３２，３４および３
６を含む。また、搬送波位相情報は、５ビット（図４参
照）とし、変調波信号のサンプリングは４倍オーバサン
プリング（図３参照）の場合を考える。加算器２８は、
セレクタ３０から出力される加算データを前の搬送波位
相情報に加えて、次の搬送波位相情報を発生させる累積
型加算器であり、セレクタ３０から出力される加算デー
タが搬送波の位相増加量を示す。４倍オーバサンプリン
グの場合、図３で示した通り搬送波位相情報の間隔がπ
／２となるので、搬送波情報が５ビットの場合、位相増
加量に当たる加算データは、２⁵／４＝８とすればよ
い。一般に、搬送波位相情報がｍビット、Ｎ倍オーバサ
ンプリングとすると、加算データは２^m／Ｎとすればよ
い。

【００３１】いま、搬送波位相と変調波信号に含まれる
搬送波の位相とが等しくなっており、図１５（Ｃ）のII
に示すように、搬送波位相データが０→８→１６→２４
→０→と出力されている状態から、搬送波位相が変調波
信号に含まれる搬送波の位相に対して遅れた場合（図１
５の）を考えてみると、搬送波位相を進めるために
は、図１６に示すように、搬送波位相情報の系列をIIか
らＩへ変えればよい。このとき、搬送波位相情報は、位
相を進める時点で２４→Ｉとすればよいので、このとき
のみ加算データとして「９」を出力し、次からは、通常
通り「８」を出力するようにする。

【００３２】これとは逆に、搬送波位相が変調波信号に
含まれる搬送波の位相に対して進んだ場合は、搬送波位
相を遅らせるため、位相を変化させる時点で加算データ
として「７」を出力すればよい。このようにして、図１
６の加算データメモリ３２，３４および３６から
「８」，「９」および「７」を出力し、それを端子３８
から与えられる切換信号（位相データのＭＳＢから３ビ
ット目の信号）に応じてセレクタ３０によって選択する
ことによって、搬送波位相制御回路１６は、加算データ
を変化させ、搬送波位相を変調波信号に含まれる搬送波
の位相に追従させることができる。

【００３３】なお、搬送波位相制御回路１６に与える位
相の進み遅れの識別情報として、位相データのＭＳＢよ
り３ビット目を直接用いている。しかしながら、たとえ
ば、この位相データをディジタルＰＬＬ回路の入力とし
て用い、そのディジタルＰＬＬ回路の出力を位相の進み
遅れの識別として用いることもできる。さらに、位相デ
ータをディジタルフィルタ等に入力し、帯域制限等の信
号処理を行った後の位相データを位相の進み遅れの識別
として用いることもできる。

【００３４】このことを一般的に説明すれば、アナログ
／ディジタル変換器１４が変調波信号をＮ（Ｎは２以上
の整数）倍オーバサンプリングし、第１および第２の乗
算データメモリ２０および２２の下位アドレスとして変
調波信号データが与えられる場合、搬送波位相の進み／
遅れ情報に応じて搬送波位相制御回路１６から第１の位
相データＫ・（２^M／Ｎ）＋Ｃ１（Ｍは tan^-1変換メモ
リ１８の出力ビット数で２以上の整数、Ｋは０からＮま
での整数、Ｃ１は０から２^M−１までの整数）または第
２の位相データＫ・（２^M／Ｎ）＋Ｃ１±Ｃ２（Ｃ２は
２^M−１以下の正の整数）の位相データを第１および第
２の乗算データメモリ２０および２２のそれぞれの下位
アドレスとして与える。このとき、第１の乗算データメ
モリ２０および２２の一方から、変調波信号データと上
述の第１の位相データによって表される位相における正
弦波（搬送波）の振幅ｓｉｎ｛２π・（Ａ／２^M）＋Ｃ
３｝（Ａは tan^-1変換メモリ１８の出力データ、Ｃ３は
−２πから２πの間の実数）との乗算結果データを出力
し、第２の乗算データメモリ２２方から、変調波信号デ
ータと上述の第２の位相データによって表される位相に
おける正弦波（搬送波）の振幅ｓｉｎ｛２π・（Ａ／２
^M）＋Ｃ３＋１／２π｝との乗算結果データが出力され
る。

【００３５】図１７に示すこの発明の他の実施例のディ
ジタル復調器１０′は、それぞれが図１実施例の対応の
ものと同じである、変調波信号が供給される入力端子１
２，入力端子１２から供給された変調波信号をディジタ
ル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器１４，移
動平均型ディジタルフィルタ２４および２６，およびta
n^-1変換メモリ１８を含む。ただし、第１および第２乗
算メモリ２０′および２２′，および搬送波位相制御回
路１６′が図１実施例の対応のものと異なり、また、第
１および第２乗算メモリ２０′および２２′と tan^-1変
換メモリ１８との間に新たに符号器４０および４２を付
加した。

【００３６】この実施例のディジタル復調器１０′にお
いては、第１および第２乗算メモリ２０′および２２′
は、全く同一である。この乗算メモリ２０′（２２′）
が、図１８に示される。すなわち、上位アドレスに与え
られた変調波信号データと下位アドレスに与えられた搬
送波位相データが示す振幅値データとの乗算結果をこれ
らのアドレスが示す番地に記憶する構成は図１実施例と
同じであるが、図１実施例では下位アドレスに正弦波１
周期分の位相データを与えるところを、この実施例で
は、正弦波の１／４周期分の位相データを与えるように
している。したがって、図１８に示すように下位アドレ
スが４ビットの場合、カウンタ値当りの位相差は、π／
２÷２⁴＝π／３２となる。さらに、搬送波位相制御回
路１６′からは、搬送波位相情報を、２つの乗算メモリ
２０′および２２′に独立に与える。

【００３７】次に、この実施例の搬送波位相制御回路１
６′が図１９に示される。搬送波位相制御回路１６′
は、端子４４から与えられる搬送波位相情報と変調波信
号に含まれる搬送波の位相との間の進み遅れの識別情報
に応じて、端子４６から与えられるデータのシンボルク
ロックによってカウンタ値を増減させるアップ／ダウン
カウンタ４８，固定値を出力するバッファ５０，固定値
からアップ／ダウンカウンタ４８の値を減算する減算器
５２，減算結果またはアップ／ダウンカウンタ４８のカ
ウント値を選択するセレクタ５４，および乗算メモリ２
０′（２２′）からの乗算データの符号を反転させる符
号器４０（４２）に切換信号を与える切換信号発生部５
６を含む。

【００３８】搬送波位相制御回路１６′の動作を図２０
および図２１を参照して説明する。ここで、変調波信号
のサンプリングは、図１実施例同様４倍オーバサンプリ
ングとする。図２１は正弦波（搬送波）の各象現におけ
る振幅値を示したもので、１つの象現をＭ等分したとき
の振幅値を順に示してある。このとき、第１象現の振幅
値を順にｄ₀，ｄ₁，…，ｄ_Kとすると、第２象現の振
幅値は、第１象現のそれとは、ちょうど並び順が逆とな
り、ｄ_M，ｄ_M-1，…，ｄ_Kとなる。さらに、第３象現
では、第１象現の振幅値に対して符号が反転したものと
なり、第４象現では、第１象現のそれとは、並び順が逆
となり、かつ、符号が反転したものとなっている。この
ように、１象現の振幅値を用いれば、他の象現の振幅値
を符号反転のみで表すことができる。

【００３９】４倍オーバサンプリングの場合、搬送波位
相をπ／２間隔で出力することになるため、いま、搬送
波位相が第１象現のＫ番目と仮定すると、次の位相は、
第２象現のＫ番目となり、さらに、その次は、第３象現
のＫ番目の位相となる。すなわち、４倍オーバサンプリ
ングにおいては、搬送波位相は、各象現の同位置を順に
移動していくことになる。したがって、第１象現の振幅
値をｄ_Kとすると、ｄ _K→ｄ_M-K→−ｄ_K→ｄ_M-Kと推
移することになる。

【００４０】次に、搬送波位相を進める、または、遅ら
せる場合を考えると、これは各象現における振幅値の位
置を変えればよい。すなわち、第１象現について表す
と、現在値ｄ_Kに対して位相を進める場合、ｄ_K+1と
し、位相を遅らせる場合、ｄ_K-1とする。このとき、４
倍オーバサンプリングは、変化した位相に対して行う。
いま、仮に、搬送波位相をｄ_Kからｄ_K+1へ進めたとす
ると、４倍オーバサンプリング動作は、ｄ_K+1に対して
行い、順にｄ_K+1→ｄ_M-(K+1)→−ｄ_(K+1)→−ｄ
_M-(K+1 ₎とする。また、この搬送波位相の進ませ／遅ら
せ動作は、図２０の表においては、縦方向の動きであ
り、図２１においては、各象現の振幅値の横方向の動き
となり、４倍オーバサンプリング動作は、図２０の表の
横方向の動きとなり、図２１においては、縦方向の動き
となる。

【００４１】このような動作を達成する回路が図１９に
示す搬送波位相制御回路１６′である。すなわち、端子
４４からの搬送波位相の進み／遅れ情報によって、アッ
プ／ダウンカウンタ４８のカウンタ値を変化させ（前述
の搬送波位相の進ませ／遅らせ動作）、このカウンタ値
とこれを固定値から減算した値とをセレクタ５４により
交互に選択して、乗算メモリ２０′（２２′）の下位ア
ドレスに与え、さらに、乗算メモリ２０′（２２′）か
らの乗算結果データの符号を符号器４０（４２）によ
り、セレクタ５２の切り換え周期の２倍の周期で切り換
える。

【００４２】また、図１実施例および図１９実施例にお
いて、位相情報を得るために tan^-1変換メモリ１８を用
いているが、実際に必要な情報は、搬送波位相と変調波
信号に含まれる搬送波の位相との間の進み／遅れであ
る。ここで、各象現における搬送波位相の変調波信号に
含まれる搬送波の位相に対する進み／遅れの関係は、図
２２の表に示すように、Ｉ_iとＱ_i（信号点のＩ成分を
Ｉ_i、Ｑ成分をＱ_iとする）の符号が等しい場合、進み
のとき｜Ｑ_i｜＞｜Ｉ_i｜、遅れのとき｜Ｑ_i｜＜｜Ｉ
_i｜となり、Ｉ_iとＱ_iの符号が異なる場合、進みのと
き｜Ｑ_i｜＜｜Ｉ _i｜、遅れのとき｜Ｑ_i｜＞｜Ｉ_i｜
となる。したがって、搬送波位相の変調波信号に含まれ
る搬送波の位相に対する進み／遅れを識別する回路は、
図２３に示す回路で実現することもできる。すなわち、
移動平均型ディジタルフィルタ２４および２６からのＩ
信号およびＱ信号の符号ビットを除いた振幅情報と符号
ビットとを用いる。符号ビットどうしの排他的論理和を
ＥＸＯＲゲート５８で求め、そのＥＸＯＲゲート５８の
出力と振幅信号の減算器６０による減算結果の符号ビッ
トとの排他的論理和をＥＸＯＲ６２で求めれば、このＥ
ＸＯＲ６２から進み／遅れ情報を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】乗算処理部の概念を示すブロック図である。

【図３】正弦波データの一例を示す波形図である。

【図４】第１実施例の乗算メモリの内容の一例を示す図
解図である。

【図５】ディジタルフィルタを示すブロック図である。

【図６】ディジタルフィルタの周波数特性を示す図解図
である。

【図７】ディジタルフィルタの入力および出力を示す図
解図である。

【図８】ディジタルフィルタの出力を示す図解図であ
る。

【図９】tan^-1メモリの内容の一例を示す図解図であ
る。

【図１０】ＱＰＳＫ信号の信号点を示す図解図である。

【図１１】直交変調器の構成を示すブロック図である。

【図１２】変調波信号の信号点を示す図解図である。

【図１３】信号点と位相データとの関係を示す図解図で
ある。

【図１４】図１実施例の搬送波位相制御回路を示すブロ
ック図である。

【図１５】搬送波位相制御回路の動作原理を示す図解図
である。

【図１６】搬送波位相制御回路の動作原理を示す図解図
である。

【図１７】この発明の他の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１８】図１７実施例の乗算メモリの内容の一例を示
す図解図である。

【図１９】図１７実施例の搬送波位相制御回路を示すブ
ロック図である。

【図２０】各象現における正弦波データの一例を示す図
である。

【図２１】第２実施例の搬送波位相制御回路の動作原理
を示す図である。

【図２２】搬送波位相と変調波信号に含まれる搬送波の
位相との関係を示す図解図である。

【図２３】搬送波位相の変調波信号に含まれる搬送波の
位相に対する進み／遅れの判定回路の一例を示すブロッ
ク図である。

【図２４】従来技術を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０，１０′ …ディジタル復調器１４ …アナログ／ディジタル変換器１６，１６′ …搬送波位相制御回路１８ … tan^-1変換メモリ２０，２０′，２２，２２′ …乗算メモリ２４，２６ …移動平均型ディジタルフィルタ２８ …加算器３０，５４ …セレクタ３２，３４，３６ …加算データメモリ３８，４４ …進み／遅れ情報入力端子４０，４２ …符号器４６ …シンボルクロック入力端子４８ …アップダウンカウンタ５０ …固定値バッファ５２，６０ …減算器５６ …符号切換信号発生部５８，６２ …ＥＸＯＲゲート

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調波信号をサンプリングして変調波信号
データに変換するアナログ／ディジタル変換手段、搬送波信号の位相データを出力する第１の位相データ出
力手段、変調波信号と搬送波信号との乗算結果を記憶し、前記変
調波信号データおよび前記搬送波位相データによって指
定されたアドレスから乗算結果データを出力する乗算結
果データ記憶手段、前記乗算結果データから前記変調波信号に含まれる変調
信号のデータを抽出する変調信号データ抽出手段、およ
び前記変調信号データに基づいて前記第１の位相データ
出力手段における前記搬送波信号の位相を制御するため
の前記変調波信号の位相データを出力する第２の位相デ
ータ出力手段を備える、ディジタル復調器。
【請求項２】前記第１の位相データ出力手段は前記変調
波信号の位相データに基づいて前記搬送波信号の位相を
制御する位相制御手段を含む、請求項１記載のディジタ
ル復調器。
【請求項３】前記変調波信号が２^N相位相（Ｎは正の整
数）変調された変調波信号であるとき、前記変調波信号
の位相データの最上位ビットからＮ＋１ビット目のデー
タあるいはその位相データに関連するデータに基づいて
得られる前記搬送波信号の位相の前記変調波信号に含ま
れる搬送波の位相との関係を示す位相関係情報に応じて
前記搬送波信号の位相を制御する、請求項２記載のディ
ジタル復調器。
【請求項４】第１および第２の変調信号データをそれぞ
れ出力する第１および第２の変調信号データ抽出手段を
備え、４相位相変調された変調波信号に対して、前記第１およ
び第２の変調信号データの絶対値を比較する第１の比較
手段、前記第１の比較手段における比較結果と前記第１および
第２の変調信号データの一方の符号とを比較して前記搬
送波信号の位相と前記変調波信号に含まれる搬送波の位
相との関係を示す位相関係情報を出力する第２の比較手
段を備え、前記位相制御手段は前記位相関係情報に応じて前記搬送
波信号の位相を制御する、請求項２記載のディジタル復
調器。
【請求項５】前記アナログ／ディジタル変換手段が変調
波信号をＮ（Ｎは２以上の整数）倍オーバサンプリング
し、１対の第１および第２の乗算結果データ記憶手段の
それぞれ第１アドレスとして変調波信号データが与えら
れ、前記第１および第２の乗算結果データが１対の第１
および第２の変調信号データ抽出手段にそれぞれ与えら
れ、さらに前記位相関係情報に応じて、前記第１の位相
データ出力手段からＫ・（２^M／Ｎ）＋Ｃ１（Ｍは前記
第２の位相データ出力手段のビット数で２以上の整数、
Ｋは０からＮまでの整数、Ｃ１は０から２^M−１までの
整数）またはＫ・（２^M／Ｎ）＋Ｃ１±Ｃ２（Ｃ２は２
^M−１以下の正の整数）の位相データを前記第１および
第２の乗算結果データ記憶手段のそれぞれ第２のアドレ
スとして与え、前記第１および第２の乗算データ記憶手段の一方から、
前記変調波信号データとｓｉｎ｛２π・（Ａ／２^M）＋
Ｃ３｝（Ａは前記第２の位相データ出力手段の出力デー
タ、Ｃ３は−２πから２πの間の実数）との乗算結果デ
ータを出力し、前記第１および第２の乗算データ記憶手
段の他方から、前記変調波信号データとｓｉｎ｛２π・
（Ａ／２^M）＋Ｃ３＋１／２π｝との乗算結果データを
出力する、請求項１ないし４のいずれかに記載のディジ
タル復調器。
【請求項６】変調波信号をサンプリングして変調波信号
データに変換するアナログ／ディジタル変換手段、搬送波信号の位相データを出力する第１の位相データ出
力手段、変調波信号と搬送波信号との乗算結果を記憶し、前記変
調波信号データおよび前記搬送波位相データによって指
定されたアドレスから乗算結果データを出力する乗算結
果データ記憶手段、前記乗算結果データの符号を変化させる符号変化手段、前記符号変化手段から出力された変化した符号を有する
乗算データに基づいて前記変調波信号に含まれる変調信
号のデータを抽出する変調信号データ抽出手段、前記変調信号データから前記変調波信号の位相データを
出力する第２の位相データ出力手段を備える、ディジタ
ル復調器。
【請求項７】第１および第２の乗算結果データ記憶手段
を備え、前記第１および第２の乗算結果データ記憶手段
は同じ構成を有し、前記搬送波信号の位相の前記変調波信号に含まれる搬送
波の位相との関係を示す位相関係情報を出力する手段を
備え、前記第１の位相データ出力手段は前記位相関係乗算に応
じてカウント動作が切り換えられるアップダウンカウン
タ、所定値から前記アップダウンカウンタのカウント値を減
算する減算手段、および前記アップダウンカウンタのカ
ウント値と前記減算手段の減算結果とを交互に切り換え
て前記第１および第２の乗算結果データ記憶手段のアド
レスへ出力する切換手段を含み、さらに前記符号変化手
段は前記第１および第２の乗算結果データの符号のみを
変化させる、請求項６記載のディジタル復調器。