JPH07255169A

JPH07255169A - 共振型直流−直流変換器

Info

Publication number: JPH07255169A
Application number: JP6067679A
Authority: JP
Inventors: Koichi Morita; 浩一森田
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1994-03-11
Filing date: 1994-03-11
Publication date: 1995-10-03
Anticipated expiration: 2015-08-21
Also published as: JP3080128B2

Abstract

(57)【要約】【目的】共振を使用して電力損失を低減させるように
構成されたハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回
路構成を簡単にする。【構成】直流電源１の一端と他端との間に第１及び第
２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路と、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路とをそれぞれ接続す
る。第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続中
点３と第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続中
点２との間に第１のインダクタンスＬr を介してトラン
スＴの１次巻線Ｎ1 を接続する。１次巻線Ｎ1 に並列に
第１のインダクタンスＬr よりも値の大きい第２のイン
ダクタンスＬp を接続する。第１及び第２のコンデンサ
Ｃ1 、Ｃ2 の並列回路から成る等価コンデンサＣr と第
１のインダクタンスＬr で直列共振させる。第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間を直列共振の半波よ
りも長く設定する。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
のオン期間を変えて出力電圧を調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチと、出力トラ
ンスと、出力整流平滑回路と、共振用のインダクタンス
及びコンデンサとから成る共振型直流−直流変換器（Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ）に関する。

【０００２】

【従来の技術】ゼロ電流スイッチングを達成するため
に、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示すように
構成することができる。この回路では交流電源に接続さ
れた整流器と平滑用コンデンサ（省くことも可能）から
成る電源回路又は電池等から成る直流電源１の一端と他
端との間にＦＥＴから成る第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の直列回路が接続されていると共に、同一容量
の第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路が接
続されている。出力トランスＴの１次巻線Ｎ1 は共振用
インダクタンスＬr を介して第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の相互接続点２と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の相互接続点３との間に接続されている。出力
トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタップ形式に形成さ
れ、両端は出力整流ダイオードＤa 、Ｄb を介して平滑
用コンデンサＣo の一端に接続され、センタタップはコ
ンデンサＣo の他端に接続されている。直流電圧を負荷
（図示せず）に供給するための出力端子４、５はコンデ
ンサＣo の両端に接続されている。制御回路６はスイッ
チＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御するための信号を
発生する。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
ソースをサブストレートに接続した構造の絶縁ゲート型
（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、等価的に
ドレイン・ソース間に第１及び第２の制御スイッチＳ1
、Ｓ2 とこれに逆並列に接続された第１及び第２のダ
イオードＤ1 、Ｄ2 を有する。この第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 はバイポーラトランジスタとこれに逆並
列接続されたダイオードとで構成することもできる。

【０００３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動する場
合には、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゲート
（制御端子）に図２（Ａ）（Ｂ）に示すように一定周期
で制御信号（ゲート信号）Ｖg1、Ｖg2を供給し、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を相互間に僅かなデット・
タイム（休止期間）を設けて一定周期で交互にオン・オ
フする。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間
は共振電流の半波の期間に対応させる。直列共振回路
は、インダクタンスＬr と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の並列回路に相当する等価コンデンサＣr とで
形成される。第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds2 と電流Ｉ
d1とは図２（Ｃ）（Ｄ）に示すように変化する。電流Ｉ
d1は共振作用によって第１のスイッチＱ1 がオンになっ
てから正弦波で立上り、半波だけ流れる。この半波が流
れ終って電流がゼロになった時に第１のスイッチＱ1 を
ターンオフすれば、ゼロ電流スイッチングが達成され、
スイッチング損失が少なくなる。第２のスイッチＱ2 の
電流及び電圧も同様に変化する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１に示す
ＤＣ−ＤＣコンバータではＬr Ｃr の回路定数で決定さ
れる共振電流の半サイクルに対応して第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が固定されている。従っ
て、この回路のみでは出力電圧の調整を行うことができ
ない。

【０００５】上記問題を解決するために、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間にデッド・タ
イム（休止期間）の時間幅を制御することが考えられ
る。しかし、回路が複雑になるのみでなく、スイッチの
オン・オフの周波数が大幅に変化する。また、電圧制御
のために、共振電流の半波が流れ終る前にスイッチをオ
フにする方式も考えられるが、ターンオフ時のゼロ電流
スイッチができなくなるばかりでなく、無負荷の場合に
はスイッチのオン時間幅が狭くなって動作が不安定にな
る。また、電源回路においてはレベルの異なる複数の出
力電圧が要求されることがある。この場合、個々に電源
回路を設けると大型且つコスト高になる。

【０００６】そこで、本発明の目的は、スイッチにおけ
る電力損失を比較的簡単な回路構成で達成することがで
きる直流−直流変換器を提供することにある。本発明の
別の目的は、スイッチのオン・オフ繰返し周波数の大幅
な変動を伴なわないで、出力電圧を安定化させることが
できる直流−直流変換器を提供することにある。また、
本発明の更に別の目的は、比較的簡単な回路構成で電圧
レベルの異なる２つの出力を得ることができる直流−直
流変換器を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と出力トランスの１次巻線との間
に第１のインダクタンスとコンデンサとの直列共振回路
及び前記直流電源の電圧をオン・オフするためのスイッ
チを含み、前記出力トランスの２次巻線に整流平滑回路
が接続された構成の共振型直流−直流変換器において、
前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する第２のインダクタンスと、前記スイッチをオン・オ
フするための制御信号を発生する回路であって、前記ス
イッチのオン時間幅が前記第１のインダクタンスと前記
コンデンサとの直列共振回路に基づいて流れる直列共振
電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記スイッ
チのオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力
電圧を調整するように構成された制御回路とを備えてい
ることを特徴とする直流−直流変換器に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、第１及び第２のコン
デンサの直列回路と第１及び第２のスイッチの直列回路
と第１及び第２のスイッチに並列に接続された第３及び
第４のコンデンサとを有するように構成することが望ま
しい。また、請求項３に示すように、第１及び第２のス
イッチのオン時間幅に差を持たせ、２次巻線に接続され
た２つの整流平滑回路から異なる出力電圧を得ることが
できる。

【０００８】

【発明の作用及び効果】請求項１及び２に従う発明にお
いて、第２のインダクタンスの蓄積及び放出エネルギー
の大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従
って、スイッチのオン時間幅を変えて第２のインダクタ
ンスの蓄積及び放出エネルギーを調整すると、出力電圧
が変化し、電圧調整が達成される。また、スイッチのオ
ン時間幅即ちオン・オフ周波数を大幅に変えることなし
に出力電圧の調整が可能である。請求項３の発明によれ
ば、異なる電圧レベルの２つの出力電圧を容易に得るこ
とができる。

【０００９】

【第１の実施例】次に、図３〜図６を参照して本発明の
第１の実施例の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明す
る。但し、図３において図１と共通する部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図３に示す第１の実
施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコン
バータに第２のインダクタンスＬp を付加し、更に制御
回路６に代って電圧制御可能な制御回路６ａを設けた他
は図１と同一に構成したものである。本発明に従う第２
のインダクタンスＬp はトランスＴの１次巻線Ｎ1 に対
して並列に接続されている。この第２のインダクタンス
Ｌp は１次巻線Ｎ1 に直列接続された第１のインダクタ
ンスＬr よりも大きなインダクタンス値を有する。回路
要素の定数の一定を示すと、Ｃ1 ＝Ｃ2 ＝０．３μＦ、
Ｃ3 ＝Ｃ4 ＝２００ｐＦ、Ｌｒ＝５μＨ、Ｌｐ＝10μＨ
である。

【００１０】制御回路６ａは出力電圧又は入力電圧の変
動に応じて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構
成されている。このため、制御回路６ａは出力端子４、
５間に接続された電圧検出用分圧抵抗７、８と、基準電
圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）１０と、発光ダイ
オード１１と、ホトトランジスタ１２と、抵抗１３と、
ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、波形整形及び駆動回
路１５とから成る。

【００１１】誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵
抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧
との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られ
る。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子と
グランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応
して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホト
トランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの
間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電
圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなる
と、抵抗１３の電圧が高くなる。ホトトランジスタ１２
と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１
３の電圧に比例した周波数信号を出力する。ＶＣＯ１４
に接続された波形整形及び駆動回路１５はＶＣＯ１４の
出力を方形波に整形してライン１６ａで第１のスイッチ
Ｑ1 の制御端子（ゲート）に供給すると共に、ライン１
６ａの方形波を位相反転し且つ相互間に僅かなデット・
タイム（休止期間）を設けた制御信号（パルス）をライ
ン１６ｂを介して第２のスイッチＱ2 の制御端子（ゲー
ト）に供給する。

【００１２】この制御回路６ａにおいて重要なことは、
第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の並列回路に等価
なコンデンサＣr と第１のインダクタンスＬr との直列
共振回路に基づく共振電流の半波の時間幅よりも第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2のオン時間幅が長くなるよ
うにＶＣＯ１４の周波数が設定されていることである。
この理由は追って詳しく説明する。

【００１３】

【動作】次に、図３の回路の動作を、各部の波形を示す
図４及び図６と、図３の一部を抽出して示す図５とを参
照して説明する。図４の左半分は全負荷時の図３の各部
の状態を概略的に示し、右半分はこれよりも軽負荷の場
合の図３の各部の状態を概略的に示す。なお、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン制御パルスの相互間に
は僅かなデット・タイムがあるが省略されて示されてい
る。今、図４のｔ0 時点で第１のスイッチＱ1 をオンに
するための制御信号が図４（Ａ）に示すように発生し、
この直後のｔ1 で第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソー
ス間電圧がゼロになると、第１のコンデンサＣ1 と第１
のスイッチＱ1 と第１のインダクタンスＬr と１次巻線
Ｎ1 との閉回路が形成される。図１でも説明したように
第２のコンデンサＣ2 は第１のコンデンサＣ1 に電源１
を介して並列に接続されているので、第１及び第２のコ
ンデンサＣ1、Ｃ2 の並列回路の等価コンデンサをＣr
とすれば、図１の場合と同様にＬr 、Ｃr の直列共振回
路が形成され、これによる共振電流Ｉr が図６（Ｂ）で
点線で示すように正弦波形に流れる。共振電流Ｉr がｔ
3 でゼロになった後に、出力整流ダイオードＤa 、Ｄb
によってコンデンサＣ0 がトランスＴの２次巻線Ｎ2 か
ら切り離された状態になるので、交流的に１次巻線Ｎ1
が無限大のインピーダンスとなり、負の半波の共振電流
がｔ0 〜ｔ4 期間に流れない。一方、第２のインダクタ
ンスＬp のエネルギーの蓄積及び放出に基づく電流Ｉp
が図６（Ｂ）の実線で示すように流れる。ｔ0 時点にお
いて第２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギーが放出
されており、図６のｔ0 〜ｔ2 期間では電流Ｉp が上向
きに流れている。即ち、ｔ0 〜ｔ3 期間では電流Ｉp が
第２のインダクタンスＬp と第１のインダクタンスＬr
と第１のスイッチＱ1 と電源１と第２のコンデンサＣ2
とから成る閉回路で電流が流れる。これにより、第２の
コンデンサＣ2 は逆充電され、この電圧Ｖc2は図６
（Ｃ）に示すようにｔ0 〜ｔ2 期間でＥ／２よりも低下
する。第２のインダクタンスＬ2 の蓄積エネルギーの放
出がｔ2 時点で終了すると、電源１と第１のスイッチＱ
1 と第１及び第２のインダクタンスＬr 、Ｌp と第２の
コンデンサＣ2 とから成る閉回路に電流が流れ、第２の
インダクタンスＬpのエネルギーの蓄積が行われると共
に、第２のコンデンサＣ2 の充電が行われ、第２のコン
デンサＣ2 の電圧Ｖc2は上昇する。図６のｔ0 〜ｔ4 期
間においては、第２のコンデンサＣ2 の電圧がＥ／２よ
りも低いので、第１のコンデンサＣ1の電圧Ｖc1は電源
電圧Ｅから第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2を差し引い
た値Ｅ−Ｖc2になる。従って、ｔ0 〜ｔ4 期間では第１
のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が高められた状態になる。
このため、ｔ0 〜ｔ4 期間内における第１のコンデンサ
Ｃ1 と第１のスイッチＱ1 と第１のインダクタンスＬr
と１次巻線Ｎ1 とから成る共振回路の動作は、電源電圧
Ｅを高めた場合と同様な動作になり、振幅の大きな共振
電流Ｉr を流すことができる。なお、ｔ0 〜ｔ4 期間の
共振に第２のコンデンサＣ2 も幾らか寄与するが、第１
のコンデンサＣ1 に比べて寄与度が低いので、共振容量
Ｃr は第１のコンデンサＣ1 のみとみなすことができ
る。

【００１４】ｔ0 〜ｔ4 期間に第１のスイッチＱ1 に流
れる電流Ｉd1は、図６（Ｂ）に示す第２のインダクタン
スＬp のＩp とＬr Ｃr 共振電流Ｉr との和になり、図
４（Ｄ）に示すように流れる。電圧部分共振のための第
３のコンデンサＣ3 はｔ0 以前に電源電圧Ｅに充電され
ている。もし、第１のスイッチＱ1 のオンによって第３
のコンデンサＣ3 の蓄積エネルギーが第１のスイッチＱ
1 に流れると電力損失を生じる。図３の回路では、ｔ0
〜ｔ1 期間に第２のインダクタンスＬp と第１のインダ
クタンスＬr と第３のコンデンサＣ3 と第１のコンデン
サＣ1 とから成る回路で第３のコンデンサＣ3 を逆充電
する向きの電流が流れ、第３のコンデンサＣ3 の蓄積エ
ネルギーが第１のコンデンサＣ1 に帰還され、電力損失
にならない。また、第１のスイッチＱ1 の電流Ｉds1 は
第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds1がゼロになってから流
れ始めるので、ゼロ電圧スイッチングが達成され、ター
ンオン時のスイッチング損失が小さい。第１のスイッチ
Ｑ1 のターンオフ時においては、この電圧Ｖds1 が第３
のコンデンサＣ3 の働きによって緩やかに立上るので、
電流Ｉd1と電圧Ｖds1 の交差面積が小さくなり、スイッ
チング損失が低減される。また高周波ノイズが抑制され
る。

【００１５】図４及び図６のｔ4 〜ｔ6 区間において
は、第２のスイッチＱ2 においてｔ0〜ｔ4 区間と同様
な動作が生じる。即ち、ｔ4 の直後に第２のスイッチＱ
2 の電圧Ｖds2 がゼロになると、第１及び第２のコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 の並列回路に等価なコンデンサＣr と１
次巻線Ｎ1 と第１のインダクタンスＬr と第２のスイッ
チＱ2 の閉回路で図６（Ｂ）で点線で示すような正弦波
状の共振電流Ｉr が流れる。また、ｔ4 〜ｔ5 期間に
は、第２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギーの放出
に基づいて、第２のインダクタンスＬp と第２のコンデ
ンサＣ2 と第２のスイッチＱ2 との閉回路に電流Ｉp が
流れ、ｔ5 〜ｔ6 期間には、第２のコンデンサＣ2 を電
源として第２のコンデンサＣ2 と第２のインダクタンス
Ｌp と第１のインダクタンスＬr と第２のスイッチＱ2
とから成る閉回路に電流Ｉp が流れる。これにより、第
１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧は図６（Ｃ）
のｔ4〜ｔ6 区間に示すように変化する。第２のスイッ
チＱ2 の電流Ｉd2は、第２のインダクタンスＬp の電流
Ｉp と共振電流Ｉr との和になる。第２のスイッチＱ2
のターンオン時及びターンオフ時には、第１のスイッチ
Ｑ1 と同様な動作が生じるので、電力損失が低減され
る。

【００１６】ところで、図３の回路において、出力端子
４、５間に接続される負荷の大きさが変化すると、共振
電流Ｉr の振幅が図４（Ｄ）及び図６（Ｂ）で点線で示
すように変化する。即ち、例えば負荷のインピーダンス
が大きくなって軽負荷に図３の１次巻線Ｎ1 から負荷ま
での交流インピーダンスが大きくなり、共振電流Ｉrの
最大振幅が低下する。共振電流Ｉr の最大振幅が低下す
れば、出力平滑用コンデンサＣo 及び負荷に対して供給
するエネルギーも低下し、負荷変動に基づく出力電圧変
動を自動的に補償することができる。しかし、電源１の
電圧変動に基づく出力電圧変動の補償は上記の共振電流
Ｉr の振幅変化によって達成できない。

【００１７】そこで、本実施例では次のようにして電源
電圧Ｅの変動による出力電圧の制御を行う。誤差増幅器
１０は出力電圧の検出値と基準電圧との差に対応する出
力を発生し、発光ダイオード１１は誤差出力に対応して
発光する。従って、出力電圧が所望値よりも高くなった
場合には、発光ダイオード１１の発光の強さが基準値よ
りも大きくなる。これにより、発光ダイオード１１に光
結合されたホトカプラー１２の抵抗は低下し、抵抗１３
の電圧が今迄よりも高くなり、ＶＣＯ１４の出力周波数
が今迄よりも高くなる。この結果、図４の右半分のｔ7
〜ｔ11区間に示すように第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 のオン・オフの周期Ｔ2 が左半分のＴ1 よりも短く
なる。このため、第２のインダクタンスＬp のエネルギ
ーの蓄積及び放出に基づく第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2の変動幅が図６（Ｃ）の点線
で示すように小さくなる。今、第１のスイッチＱ1 のオ
ン期間ｔ0 〜ｔ4 について考察すると、第１のコンデン
サＣ1 の電圧Ｖc1が実線から点線に変化したということ
は共振回路の電源電圧を低下させたことに相当し、共振
電流Ｉr の最大振幅の低下が生じる。このため、出力平
滑用コンデンサＣoに対する電力供給量が低下し、出力
電圧を所望値に向って低下させる作用が生じる。出力電
圧が所望値よりも低くなった時には上述と逆の動作が生
じる。この実施例では電源１の電圧変動分にほぼ相当す
る調整を行うのみであるから、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数の大幅の変動が生じな
い。従って、無負荷から全負荷まで安定的に動作させる
ことができる。また、第１及び第２のコンデンサＣ1 、
Ｃ2 を電源電圧の分割用として使用するのみでなく、直
列共振用コンデンサとしても使用するので、回路構成の
簡単化が図られている。

【００１８】

【第２の実施例】次に、図７を参照して第２の実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図７において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図７のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、共振用
の第１のインダクタンスＬr を第２のインダクタンスＬ
p と１次巻線Ｎ1 との間に移したものに相当し、その他
は図３と同一に形成されている。但し、この実施例で
は、小型化及び低コスト化を達成するために共通のコア
に１次及び２次巻線Ｎ1 、Ｎ2 と第１及び第２のインダ
クタンスＬr 、Ｌp のための巻線とが巻回されている。
その他は第１の実施例と同一であるので、同一の作用効
果が得られる。

【００１９】

【第３の実施例】次に、図８及び図９を参照して本発明
の第３の実施例に係わるＤＣ−ＤＣコンバータを説明す
る。但し、図８及び図９において図３〜図７と共通する
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図８
の回路は図３の回路の第１のインダクタンスＬr を図７
と同じ位置に移し、２次巻線Ｎ2 の上側端子とセンタタ
ップとの間に第１の整流ダイオードＤa を介して第１の
平滑用コンデンサＣa を接続し、２次巻線Ｎ2 の下側端
子とセンタタップとの間に第２の整流ダイオードＤb を
介して第２の平滑用コンデンサＣb を接続し、センタタ
ップに接続された端子５を中心に上下に第１及び第２の
出力端子４ａ、４ｂを設け、制御回路６ｂから図９
（Ａ）（Ｂ）に示すように互いに異なるオン時間幅Ｔa
、Ｔb のパルスを第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
のゲート（制御端子）に与えるように構成したものであ
る。図８の回路の上記以外は図３と同一に構成されてい
る。なお、２次巻線Ｎ2 の上半分Ｎ2aと下半分Ｎ2bとは
同一の巻数に設定されている。

【００２０】図８の回路で第１のスイッチＱ1 のオン時
間幅Ｔa を第２のスイッチＱ2 のオン時間幅Ｔb よりも
短くすると、ｔ0 〜ｔ1 の第１のスイッチＱ1 のオン期
間に第２のインダクタンスＬp の上向きのエネルギーの
放出に基づく第２のコンデンサＣ2 の逆充電の量が少な
くなり、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1の増加分が少
なくなる。逆に、ｔ1 〜ｔ2 の第２のスイッチＱ2 のオ
ン期間における第２のインダクタンスＬp の蓄積エネル
ギーに基づく第１のコンデンサＣ1 の逆充電の量が大き
くなり、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2の増大の割合
がｔ0 〜ｔ1 の第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1の増大
の割合よりも大きくなる。第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2は共振電流Ｉr の最大振幅に
対して比例的に作用するので、ｔ0 〜ｔ1 期間とｔ1 〜
ｔ2 期間とでトランスＴの２次側に異なる電力を供給す
ることになる。第１のスイッチＱ1 のオン期間の電力は
第１の整流ダイオードＤa を介して第１の平滑用コンデ
ンサＣo1及び第１の出力端子４ａに供給され、第２のス
イッチＱ2 のオン期間の電力は第２の整流ダイオードＤ
b を介して第２の平滑用コンデンサＣo2及び第２の出力
端子４ｂに供給されるので、中間端子５と第１の出力端
子４ａとの間の第１の出力電圧Ｖo1と中間端子５と第２
の出力端子４ｂとの間の第２の出力電圧Ｖo2とは異なる
値になり、電圧値の異なる２つの出力電圧Ｖo1、Ｖo2を
簡単な回路構成によって容易に得ることができる。な
お、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のスイッチング
損失の低減効果及びその他の効果は第１及び第２の実施
例と同様に得ることができる。

【００２１】

【第４の実施例】次に、図１０に示す第４の実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１０において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図１０の回路は図３の回路の２次巻線Ｎ2 の
センタタップを省き、２次巻線Ｎ2 の下側端子を中間出
力端子５に接続し、２次巻線Ｎ2 の上側端子と下側端子
との間に互いに方向の異なるダイオードＤa 、Ｄb を介
して第１及び第２の平滑用コンデンサＣo1、Ｃo2を接続
し、コンデンサＣo1、Ｃo2に第１及び第２の出力端子４
ａ、４ｂを接続したものである。これにより、第１の平
滑用コンデンサＣo1が第１の整流ダイオードＤa を通る
電流で充電され、第２の平滑用コンデンサＣo2が第２の
整流ダイオードＤb を通る電流で充電される。従って、
正の第１の出力電圧Ｖo1と負の第２の出力電圧Ｖo2とを
容易に得ることができる。また、図１０の回路は第１の
実施例と同様の作用効果も勿論有する。なお、図１０の
制御回路６ａを図９に示す制御回路６ｂに置き換えて、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅に差を
持たせることもできる。この場合には正と負の値の異な
る出力電圧を得ることができる。

【００２２】

【第５の実施例】次に、図１１を参照して第５の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１１にお
いて図３と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１１の回路は第１のインダクタンスＬ
r と共に直列共振回路を形成するための専用のコンデン
サＣr を第１のインダクタンスＬr に直列に接続したも
のであり、その他は図３と同様に構成されている。図１
１の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるの
で、図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。

【００２３】

【第６の実施例】次に、図１２を参照して第６の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１２にお
いて図３と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１２の回路は共振用コンデンサＣr と
第１のインダクタンスＬr との直列共振回路を１次巻線
Ｎ1 を介して第２のスイッチＱ2 に並列に接続したもの
であり、その他は図３と同様に構成されている。図１２
の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるので、
図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。

【００２４】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）第２のインダクタンスＬp を２次巻線Ｎ2 に並
列に接続することができる。また、センタタップを有す
る２次巻線Ｎ2 の上半分と下半分とにそれぞれ並列に第
２のインダクタンスＬp を接続することができる。ま
た、トランスＴに３次巻線を設け、ここに並列に第２の
インダクタンスＬp を接続することができる。（２）第１のインダクタンスＬr とトランスＴの１次
巻線Ｎ1 とを同一のコアに巻回すこと、また第２のイン
ダクタンスＬp とトランスＴの１次巻線Ｎ1 とを同一の
コアに巻回すことができる。また、１次巻線Ｎ1 のイン
ダクタンス成分を第１のインダクタンスＬr として兼用
することができる。また、第１のインダクタンスＬｒに
中間タップを設け、ここに第２のインダクタンスＬｐの
上端を接続することができる。（３）図８及び図１０の回路においても図１１と同一
の位置に専用の共振用コンデンサＣr を接続することが
できる。また、第３及び第４のコンデンサＣ3、Ｃ4 を
第１のインダクタンスＬr との直列共振用コンデンサと
して兼用することができる。また、コンデンサＣr とＣ
1 〜Ｃ4 との任意の組み合せを第１のインダクタンスＬ
r との直列共振回路用コンデンサとしてもよい。また、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のドレイン・ソース
間の浮遊容量を共振用コンデンサＣr として使用するこ
とができる。（４）制御回路６ａで電圧制御するために出力電圧を
検出する代りに、電源１又はコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電
圧を検出し、これを所望値にするように制御パルスを形
成してもよい。（５）電源１を正弦波交流電源に接続された全波整流
器とし、平滑されない脈流を入力させ、力率改善効果を
得ることができる。（６）各実施例において、第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 がキャリアのストレ−ジ作用を実質的に有さな
い半導体スイッチの場合には、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 を相互間にデット・タイムを設けないで交互
にオン・オフ制御することができる。（７）各実施例において、デッド・タイムの時間幅を
出力電圧に応じて制御するように構成することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。

【図２】図１の回路の各部の状態を概略的に示す波形図
である。

【図３】本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す回路図である。

【図４】図３の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図５】図３の一部を等価的に示す回路図である。

【図６】図３及び図５の各部の状態を概略的に示す波形
図である。

【図７】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図８】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図９】図８の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図１０】第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図１１】第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図１２】第６の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す
回路図である。

【符号の説明】

Ｌr 第１のインダクタンスＬp 第２のインダクタンス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と出力トランスの１次巻線との
間に第１のインダクタンスとコンデンサとの直列共振回
路及び前記直流電源の電圧をオン・オフするためのスイ
ッチを含み、前記出力トランスの２次巻線に平滑整流回
路が接続された構成の共振型直流−直流変換器におい
て、前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する第２のインダクタンスと、前記スイッチをオン・オフするための制御信号を発生す
る回路であって、前記スイッチのオン時間幅が前記第１
のインダクタンスと前記コンデンサとの直列共振回路に
基づいて流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設
定され、且つ前記スイッチのオン・オフの周期を変えて
前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成され
た制御回路とを備えていることを特徴とする直流−直流
変換器。
【請求項２】直流電源の一端と他端との間に接続され
た第１及び第２のコンデンサの直列回路と、前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
第２のスイッチの直列回路と、前記第１及び第２のコンデンサの相互接続中点と前記第
１及び第２のスイッチの相互接続中点との間に第１のイ
ンダクタンスを介して接続されたトランスの１次巻線と
前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチに並列に接続された第３及
び第４のコンデンサと、前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する第２のインダクタンスと、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするた
めの制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第
２のスイッチのオン時間幅が前記第１のインダクタンス
に対して実際に又は等価的に直列に接続されたコンデン
サとの直列共振回路に基づいて流れる直列共振電流の半
波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２の
スイッチのオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路
の出力電圧を調整するように構成された制御回路とを備
えていることを特徴とする直流−直流変換器。
【請求項３】直流電源の一端と他端との間に接続され
た第１及び第２のコンデンサと、前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
第２のスイッチと、前記第１及び第２のコンデンサの相互接続中点と前記第
１及び第２のスイッチの相互接続中点との間に第１のイ
ンダクタンスを介して接続されたトランスの１次巻線と
前記トランスの第１の２次巻線に接続された第１の整流
平滑回路と、前記トランスの第２の２次巻線に接続された第２の整流
平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチに並列に接続された第３及
び第４のコンデンサと、前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する１個又は複数個の第２のインダクタンスと、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするた
めの制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第
２のスイッチのオン時間幅が互いに異なるように設定さ
れていると共に、前記第１のインダクタンスに対して実
際に又は等価的に直列に接続されたコンデンサとの直列
共振回路に基づいて流れる直列共振電流の半波の期間よ
りもそれぞれ長く設定されている制御回路と、を備えて
いることを特徴とする直流−直流変換器。