JPH073830Y2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH073830Y2 JPH073830Y2 JP15194789U JP15194789U JPH073830Y2 JP H073830 Y2 JPH073830 Y2 JP H073830Y2 JP 15194789 U JP15194789 U JP 15194789U JP 15194789 U JP15194789 U JP 15194789U JP H073830 Y2 JPH073830 Y2 JP H073830Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、電子機器等の直流安定化電源として用いるス
イッチング電源回路に関するものである。
イッチング電源回路に関するものである。
従来例を第３図に示す。図中、ACは交流電源、R1〜R11
は抵抗、C1〜C5はコンデンサ、D1及びD2はダイオード、
ZD1及びZD2はツェナーダイオード、Q1及びQ2はトランジ
スタ、L1はチョークコイル、U1aはコンパレータ、U2は
電源立上り時及び直流出力電圧Eoの一時低下時にリセッ
トするための電源電圧監視リセット信号発生用ICで、動
作電圧設定用抵抗R10,R11による分圧電圧がその入力と
なる。
は抵抗、C1〜C5はコンデンサ、D1及びD2はダイオード、
ZD1及びZD2はツェナーダイオード、Q1及びQ2はトランジ
スタ、L1はチョークコイル、U1aはコンパレータ、U2は
電源立上り時及び直流出力電圧Eoの一時低下時にリセッ
トするための電源電圧監視リセット信号発生用ICで、動
作電圧設定用抵抗R10,R11による分圧電圧がその入力と
なる。
前記コンパレータU1aにおいては、抵抗R6とツェナーダ
イオードZD2からなる基準電源の電圧と、抵抗R7及びR8
からなる分圧回路により検出された出力電圧が比較さ
れ、出力電圧が低いと、コンパレータU1aの出力がＨレ
ベルとなり、トランジスタQ1,Q2がオンし、チョークコ
イルL1とコンデンサC3からなるフィルタ及び抵抗R9を介
して直流出力端子toに電力が供給される。そして、出力
電圧が高くなると、コンパレータU1aの出力がＬレベル
となり、トランジスタQ1,Q2がオフして直流出力端子to
側への電力供給は停止される。この後、出力電圧が低下
すると、再びトランジスタQ1がオンして出力端子toに電
力が供給される。
イオードZD2からなる基準電源の電圧と、抵抗R7及びR8
からなる分圧回路により検出された出力電圧が比較さ
れ、出力電圧が低いと、コンパレータU1aの出力がＨレ
ベルとなり、トランジスタQ1,Q2がオンし、チョークコ
イルL1とコンデンサC3からなるフィルタ及び抵抗R9を介
して直流出力端子toに電力が供給される。そして、出力
電圧が高くなると、コンパレータU1aの出力がＬレベル
となり、トランジスタQ1,Q2がオフして直流出力端子to
側への電力供給は停止される。この後、出力電圧が低下
すると、再びトランジスタQ1がオンして出力端子toに電
力が供給される。
このような動作が繰返され、出力端子toに安定した直流
電圧が得られる。
電圧が得られる。
なお、交流入力はダイオードD1で整流され、抵抗R1とコ
ンデンサC1からなるフィルタで平滑される。この平滑出
力は、出力端子toへの供給源になるとともに、抵抗R2、
コンデンサC2及びツェナーダイオードZD1からなる電源
安定化回路により安定化されてコンパレータU1aの電源
となる。このコンパレータU1aの電源端子と出力端子の
間に接続されている抵抗R5は、コンパレータのオープン
コレクタ出力トランジスタのプルアップ用のもので、ト
ランジスタQ2のバイアス抵抗を兼ねている。また、ダイ
オードD2は、トランジスタQ1のオフ時に発生するチョー
クコイルL1の逆起電力エネルギーをバイパスし、負荷側
へ供給するためのものである。
ンデンサC1からなるフィルタで平滑される。この平滑出
力は、出力端子toへの供給源になるとともに、抵抗R2、
コンデンサC2及びツェナーダイオードZD1からなる電源
安定化回路により安定化されてコンパレータU1aの電源
となる。このコンパレータU1aの電源端子と出力端子の
間に接続されている抵抗R5は、コンパレータのオープン
コレクタ出力トランジスタのプルアップ用のもので、ト
ランジスタQ2のバイアス抵抗を兼ねている。また、ダイ
オードD2は、トランジスタQ1のオフ時に発生するチョー
クコイルL1の逆起電力エネルギーをバイパスし、負荷側
へ供給するためのものである。
しかし、このような回路構成では、次のような問題点が
ある。
ある。
（１）コンパレータU1a用の電源安定化回路の抵抗R2に
は、コンパレータU1aの規格上の電源電流の最大値以上
の電流を流しておかなければならないが、交流電源ACが
自動車用発電機のように電圧変動が大きい場合は、交流
電源の出力電圧が最低の状態でもコンパレータU1aの必
要電源電流が確保されるように設定しなければならず、
交流電源ACの電圧が変動により極めて大きくなった場
合、抵抗R2には極めて大きな電流が流れ発熱量が多くな
るので、大きな電力容量の抵抗器を使用する必要があっ
たり、発熱による他部品への影響を防ぐために大きなス
ペースを確保する必要がある。
は、コンパレータU1aの規格上の電源電流の最大値以上
の電流を流しておかなければならないが、交流電源ACが
自動車用発電機のように電圧変動が大きい場合は、交流
電源の出力電圧が最低の状態でもコンパレータU1aの必
要電源電流が確保されるように設定しなければならず、
交流電源ACの電圧が変動により極めて大きくなった場
合、抵抗R2には極めて大きな電流が流れ発熱量が多くな
るので、大きな電力容量の抵抗器を使用する必要があっ
たり、発熱による他部品への影響を防ぐために大きなス
ペースを確保する必要がある。
例えば自動車用発電機の出力電圧は、低回転時はランプ
負荷がある状態では約12Vピークであるのに対し、高回
転のランプ負荷が無い状態で、かつレギュレータが故障
した場合は約120Vピークにも達する。平滑用コンデンサ
C1は交流電源ACの出力電圧の波高値までチャージされる
から、コンデンサC1の両端電圧Eaも約12V〜120Vの範囲
で変化することになる。ここで、コンパレータU1aの最
低必要電流が4mAであるとすると、低回転時（12V）でも
4mAを流さなければならないから、抵抗R2の抵抗値は、1
2（Ｖ）/0.004（Ａ）＝3000（Ω）となり、抵抗R2は3K
Ω以下に設定しなければならない。
負荷がある状態では約12Vピークであるのに対し、高回
転のランプ負荷が無い状態で、かつレギュレータが故障
した場合は約120Vピークにも達する。平滑用コンデンサ
C1は交流電源ACの出力電圧の波高値までチャージされる
から、コンデンサC1の両端電圧Eaも約12V〜120Vの範囲
で変化することになる。ここで、コンパレータU1aの最
低必要電流が4mAであるとすると、低回転時（12V）でも
4mAを流さなければならないから、抵抗R2の抵抗値は、1
2（Ｖ）/0.004（Ａ）＝3000（Ω）となり、抵抗R2は3K
Ω以下に設定しなければならない。
ところが、高回転時（120V）における抵抗R2の発熱量
（電力量）は、コンパレータU1aの電源電圧の異常上昇
を抑えるためのツェナーダイオードZD1のツェナー電圧
（クランプ電圧）を16（Ｖ）とすると、抵抗R2には、12
0（Ｖ）−16（Ｖ）＝104（Ｖ）の電圧が印加されること
になるため、104/3000＝3.6（Ｗ）となる。
（電力量）は、コンパレータU1aの電源電圧の異常上昇
を抑えるためのツェナーダイオードZD1のツェナー電圧
（クランプ電圧）を16（Ｖ）とすると、抵抗R2には、12
0（Ｖ）−16（Ｖ）＝104（Ｖ）の電圧が印加されること
になるため、104/3000＝3.6（Ｗ）となる。
従って、抵抗R2は、夏の高温下での使用を考慮すると、
５（Ｗ）程度の定格電力を有する大きな抵抗器を使用し
なければならず、しかも3.6（Ｗ）もの発熱があり、極
めて高温となるため、抵抗R2の周囲には相当広いスペー
スを設ける必要がある。また、装置をケースに収納する
場合は、抵抗R2の発生熱をケース外へ放出しなければな
らず、その放熱手段に苦慮する。更に、コンパレータU1
a出力側のプルアップ抵抗R5がコンパレータU1aの電源に
接続されているため、この電流増加分も合わせて抵抗R2
に流すことになり、抵抗R2の発熱量は更に増大する。
５（Ｗ）程度の定格電力を有する大きな抵抗器を使用し
なければならず、しかも3.6（Ｗ）もの発熱があり、極
めて高温となるため、抵抗R2の周囲には相当広いスペー
スを設ける必要がある。また、装置をケースに収納する
場合は、抵抗R2の発生熱をケース外へ放出しなければな
らず、その放熱手段に苦慮する。更に、コンパレータU1
a出力側のプルアップ抵抗R5がコンパレータU1aの電源に
接続されているため、この電流増加分も合わせて抵抗R2
に流すことになり、抵抗R2の発熱量は更に増大する。
（２）通常、コンパレータU1aは、正負の入力端子の電
圧差が零に近い電圧の場合、出力側がＨかＬのどちらか
に定まらない領域のオフセット電圧を持っているため、
電源電圧立上り時の比較用電圧Ebが十分に上昇していな
いオフセット電圧内の場合にコンパレータU1aの出力が
ＬレベルになるようなICであれば、出力端子toに電圧が
全く発生しないという現象を生じることがある。
圧差が零に近い電圧の場合、出力側がＨかＬのどちらか
に定まらない領域のオフセット電圧を持っているため、
電源電圧立上り時の比較用電圧Ebが十分に上昇していな
いオフセット電圧内の場合にコンパレータU1aの出力が
ＬレベルになるようなICであれば、出力端子toに電圧が
全く発生しないという現象を生じることがある。
（３）CPU等を使用してシステムを設計する場合、電源
電圧を監視してリセット信号を発生する専用のICで別に
リセット回路を設ける必要があるため、コストが高くな
る。
電圧を監視してリセット信号を発生する専用のICで別に
リセット回路を設ける必要があるため、コストが高くな
る。
本考案の目的は、誤差検出部の電源安定化回路における
発熱の抑制、オフセット電圧に起因する異常動作の解消
及びコストの低減を図ることができるスイッチング電源
回路を提供することにある。
発熱の抑制、オフセット電圧に起因する異常動作の解消
及びコストの低減を図ることができるスイッチング電源
回路を提供することにある。
本考案は、交流入力を整流し、平滑化する整流・平滑部
と、この整流・平滑部の出力をスイッチングする電力ス
イッチングトランジスタと、スイッチング出力を平滑化
し、リップル除去を行う第１、第２のフィルタ回路と、
スイッチング信号を前記電力スイッチングトランジスタ
のベースに十分な電流として伝達するための電流スイッ
チングバッファ用トランジスタと、抵抗、定電圧ダイオ
ード及びコンデンサにより構成され、前記整流・平滑部
の出力から安定なコンパレータ用電源電圧を得る電源安
定化回路と、前記第１のフィルタ回路の出力電圧を基準
電圧と比較し、出力が前記電流スイッチングバッファ用
トランジスタのベース、及び抵抗を介して前記電力スイ
ッチングトランジスタのエミッタ及びベースに接続され
るコンパレータを有し、前記コンパレータの電源電流を
前記電源安定化回路の他に前記電力スイッチングトラン
ジスタのベース回路からも受けるとともに、前記コンパ
レータの電源端と基準電圧入力端の間に抵抗が接続され
た前記コンパレータによる誤差検出部と、この誤差検出
部のコンパレータと同じパッケージ内に形成されて、直
流出力電圧を検出する抵抗分圧回路からの分圧電圧を一
方の入力、誤差検出部の基準電圧を他方の入力とし、電
源立上り時及び出力電圧一時低下時にリセット信号を生
じるコンパレータ、抵抗、コンデンサ等により構成され
たリセット回路とを備えたことを特徴とするものであ
り、電源安定化回路の抵抗の発熱量軽減、発熱による他
部品への影響防止、動作の安定化、コストの低減が期待
できる。
と、この整流・平滑部の出力をスイッチングする電力ス
イッチングトランジスタと、スイッチング出力を平滑化
し、リップル除去を行う第１、第２のフィルタ回路と、
スイッチング信号を前記電力スイッチングトランジスタ
のベースに十分な電流として伝達するための電流スイッ
チングバッファ用トランジスタと、抵抗、定電圧ダイオ
ード及びコンデンサにより構成され、前記整流・平滑部
の出力から安定なコンパレータ用電源電圧を得る電源安
定化回路と、前記第１のフィルタ回路の出力電圧を基準
電圧と比較し、出力が前記電流スイッチングバッファ用
トランジスタのベース、及び抵抗を介して前記電力スイ
ッチングトランジスタのエミッタ及びベースに接続され
るコンパレータを有し、前記コンパレータの電源電流を
前記電源安定化回路の他に前記電力スイッチングトラン
ジスタのベース回路からも受けるとともに、前記コンパ
レータの電源端と基準電圧入力端の間に抵抗が接続され
た前記コンパレータによる誤差検出部と、この誤差検出
部のコンパレータと同じパッケージ内に形成されて、直
流出力電圧を検出する抵抗分圧回路からの分圧電圧を一
方の入力、誤差検出部の基準電圧を他方の入力とし、電
源立上り時及び出力電圧一時低下時にリセット信号を生
じるコンパレータ、抵抗、コンデンサ等により構成され
たリセット回路とを備えたことを特徴とするものであ
り、電源安定化回路の抵抗の発熱量軽減、発熱による他
部品への影響防止、動作の安定化、コストの低減が期待
できる。
以下、本考案を図面に示す実施例に基づいて詳細に説明
する。
する。
第１図は本考案の一実施例を示すもので、従来（第３
図）と同一構成部分には同じ符号を付して説明する。
図）と同一構成部分には同じ符号を付して説明する。
図中、ACは交流電源、R1〜R15は抵抗、C1〜C6はコンデ
ンサ、D1〜D3はダイオード、ZD1及びZD2はツェナーダイ
オード（定電圧ダイオード）、Q1及びQ2はトランジス
タ、L1はチョークコイル、U1a及びU1bはコンパレータで
ある。コンパレータは一つのパッケージに収納されてお
り、一方のコンパレータU1aを誤差検出用、他方のコン
パレータU1bをリセット用としている。
ンサ、D1〜D3はダイオード、ZD1及びZD2はツェナーダイ
オード（定電圧ダイオード）、Q1及びQ2はトランジス
タ、L1はチョークコイル、U1a及びU1bはコンパレータで
ある。コンパレータは一つのパッケージに収納されてお
り、一方のコンパレータU1aを誤差検出用、他方のコン
パレータU1bをリセット用としている。
本実施例で従来と異なる点は、電流スイッチングバッフ
ァ用トランジスタQ2のエミッタをダイオードD3を介して
コンパレータU1aの電源端に接続し、ベース、即ちコン
パレータU1aの出力端を抵抗R5を介して電力スイッチン
グトランジスタQ1のエミッタ（抵抗R1の負荷側）に接続
したこと、コンパレータU1aの電源端と基準電圧入力端
の間に抵抗R15を接続したこと、リセット回路にコンパ
レータU1bを用い、その（＋）入力端に抵抗R12を介して
前記コンパレータU1aの基準電圧を、（−）入力端に直
流出力電圧Eoの抵抗R10,R11による分圧電圧をそれぞれ
印加すること、抵抗R11に時定数設定用電解コンデンサC
6を並列に接続したこと、コンパレータU1bの（＋）入力
端と出力端の間に抵抗R13を接続し、かつ出力端と直流
電圧出力端子toの間にオープンコレクタ出力トランジス
タのプルアップ抵抗R14を接続したことである。前記抵
抗R12及びR13は、コンパレータU1bにヒステリシス特性
を持たせてその出力チャタリングを防止するためのヒス
テリシス用抵抗である。
ァ用トランジスタQ2のエミッタをダイオードD3を介して
コンパレータU1aの電源端に接続し、ベース、即ちコン
パレータU1aの出力端を抵抗R5を介して電力スイッチン
グトランジスタQ1のエミッタ（抵抗R1の負荷側）に接続
したこと、コンパレータU1aの電源端と基準電圧入力端
の間に抵抗R15を接続したこと、リセット回路にコンパ
レータU1bを用い、その（＋）入力端に抵抗R12を介して
前記コンパレータU1aの基準電圧を、（−）入力端に直
流出力電圧Eoの抵抗R10,R11による分圧電圧をそれぞれ
印加すること、抵抗R11に時定数設定用電解コンデンサC
6を並列に接続したこと、コンパレータU1bの（＋）入力
端と出力端の間に抵抗R13を接続し、かつ出力端と直流
電圧出力端子toの間にオープンコレクタ出力トランジス
タのプルアップ抵抗R14を接続したことである。前記抵
抗R12及びR13は、コンパレータU1bにヒステリシス特性
を持たせてその出力チャタリングを防止するためのヒス
テリシス用抵抗である。
次に、要部の動作について説明する。
通常、スイッチングレギュレータは、電力スイッチング
トランジスタQ1のオン、オフのデューティ比を変化させ
て出力側電圧の安定化制御を行うものであり、負荷が一
定であるとした時、入力側電圧が低い場合にトランジス
タQ1のONデューティを高めて負荷側にエネルギーを伝達
し、入力側電圧が高くなった場合はONデューティを低く
して負荷側に伝達されるエネルギーを押えることによ
り、一定のエネルギーが負荷側へ伝達される。
トランジスタQ1のオン、オフのデューティ比を変化させ
て出力側電圧の安定化制御を行うものであり、負荷が一
定であるとした時、入力側電圧が低い場合にトランジス
タQ1のONデューティを高めて負荷側にエネルギーを伝達
し、入力側電圧が高くなった場合はONデューティを低く
して負荷側に伝達されるエネルギーを押えることによ
り、一定のエネルギーが負荷側へ伝達される。
従って、トランジスタQ1のベースに流すべき電流もこの
デューティ比の変化によって制御されるため、トランジ
スタQ1のスイッチング制御用ベース電流を電流制限用抵
抗R4、電流スイッチングバッファ用トランジスタQ2及び
ダイオードD3を経てコンパレータU1aにその電源電流と
して供給することにより、トランジスタQ1の入力電圧Ea
が最小の場合はトランジスタQ1のONデューティは最大と
なり、抵抗R4、バッファ用トランジスタQ2及びダイオー
ドD3を経てコンパレータU1aに供給される電流の平均値
が増加し、抵抗R2に流す電流をその分減少させることが
できる。このため、抵抗R2の発熱を大幅に軽減できる。
デューティ比の変化によって制御されるため、トランジ
スタQ1のスイッチング制御用ベース電流を電流制限用抵
抗R4、電流スイッチングバッファ用トランジスタQ2及び
ダイオードD3を経てコンパレータU1aにその電源電流と
して供給することにより、トランジスタQ1の入力電圧Ea
が最小の場合はトランジスタQ1のONデューティは最大と
なり、抵抗R4、バッファ用トランジスタQ2及びダイオー
ドD3を経てコンパレータU1aに供給される電流の平均値
が増加し、抵抗R2に流す電流をその分減少させることが
できる。このため、抵抗R2の発熱を大幅に軽減できる。
逆に、入力側電圧Eaが最大となった場合は、トランジス
タQ1のONデューティが最小となるため、コンパレータU1
aへの電流供給が減少するが、抵抗R2の両端の電圧が最
大となっているため抵抗R2に流れる電流が増加し、コン
パレータU1aの電源電流は十分に確保されることにな
る。しかも、トランジスタQ1のベース回路の抵抗R4にお
いても、抵抗R4の両端に印加される電圧が略ツェナーダ
イオードZD1のツェナー電圧分低減されるため、その発
熱が減少する。
タQ1のONデューティが最小となるため、コンパレータU1
aへの電流供給が減少するが、抵抗R2の両端の電圧が最
大となっているため抵抗R2に流れる電流が増加し、コン
パレータU1aの電源電流は十分に確保されることにな
る。しかも、トランジスタQ1のベース回路の抵抗R4にお
いても、抵抗R4の両端に印加される電圧が略ツェナーダ
イオードZD1のツェナー電圧分低減されるため、その発
熱が減少する。
また、コンパレータU1aにおいては、その電源端と
（＋）入力端の間に接続した抵抗R15により僅かな電圧
がコンパレータU1aの電源安定化回路より供給されてお
り、比較対象の電圧Ebが極めて低い場合でも抵抗R7及び
R8によって分圧された電圧、即ちコンパレータU1aの
（−）入力端の電圧よりも（＋）入力端の電圧がオフセ
ット電圧以上高い電圧となり、どのようなオフセット電
圧を持ったコンパレータを使用しても、必ずコンパレー
タU1aの出力がＬレベルとなって、スイッチングトラン
ジスタQ1がオンする。
（＋）入力端の間に接続した抵抗R15により僅かな電圧
がコンパレータU1aの電源安定化回路より供給されてお
り、比較対象の電圧Ebが極めて低い場合でも抵抗R7及び
R8によって分圧された電圧、即ちコンパレータU1aの
（−）入力端の電圧よりも（＋）入力端の電圧がオフセ
ット電圧以上高い電圧となり、どのようなオフセット電
圧を持ったコンパレータを使用しても、必ずコンパレー
タU1aの出力がＬレベルとなって、スイッチングトラン
ジスタQ1がオンする。
なお、電圧EbがツェナーダイオードZD2で設定された基
準電圧以上になると、ツェナーダイオードZD2によりク
ランプされるため、抵抗R15がコンパレータU1aの（＋）
入力端に接続されていても、出力電圧値に影響を与える
ことはない。
準電圧以上になると、ツェナーダイオードZD2によりク
ランプされるため、抵抗R15がコンパレータU1aの（＋）
入力端に接続されていても、出力電圧値に影響を与える
ことはない。
一方、リセット回路においては、直流出力電圧Eoの立上
り時、抵抗R6とコンデンサC4からなる時定数よりも抵抗
R10、コンデンサC6による時定数を大きく設定すること
により、コンパレータU1bの正入力電圧より負入力電圧
の上昇がこの時定数の差によって遅れることになり、コ
ンパレータU1b出力側に負のパルスのリセット信号が発
生する。
り時、抵抗R6とコンデンサC4からなる時定数よりも抵抗
R10、コンデンサC6による時定数を大きく設定すること
により、コンパレータU1bの正入力電圧より負入力電圧
の上昇がこの時定数の差によって遅れることになり、コ
ンパレータU1b出力側に負のパルスのリセット信号が発
生する。
また、一時的に電圧Eoが低下した場合は、コンパレータ
U1bの正入力側はツェナーダイオードZD2により安定化さ
れているので、殆ど電圧の変化がないのに対し、負入力
端には抵抗R10とR11により分圧された電圧が印加されて
おり、この負入力は正の入力電圧より早く低下するた
め、コンパレータU1bの正負入力電圧差の極性が反転し
た時点でRESET信号がＬレベルとなり、再び電圧Eoが上
昇すると、このRESET信号がＨレベルとなって、リセッ
ト解除となる。この動作の様子を第２図に示す。
U1bの正入力側はツェナーダイオードZD2により安定化さ
れているので、殆ど電圧の変化がないのに対し、負入力
端には抵抗R10とR11により分圧された電圧が印加されて
おり、この負入力は正の入力電圧より早く低下するた
め、コンパレータU1bの正負入力電圧差の極性が反転し
た時点でRESET信号がＬレベルとなり、再び電圧Eoが上
昇すると、このRESET信号がＨレベルとなって、リセッ
ト解除となる。この動作の様子を第２図に示す。
以上のように本考案によれば、電力スイッチングトラン
ジスタのベース電流を誤差検出用コンパレータの電源電
流の一部として利用するようにしたので、コンパレータ
用電源安定化回路の抵抗の定格電力、つまり発熱量を大
幅に軽減することができるとともに、発熱による他部品
への影響を防止でき、小形化が図れる。また、誤差検出
用コンパレータの電源端と基準電圧入力端の間に抵抗を
接続して僅かな電圧を電源安定化回路より供給するよう
にしたので、オフセット電圧により動作不能となる事態
を確実に、しかも簡単な回路構成で回避することができ
る。更に、一つのパッケージに複数個のコンパレータが
収納されたICを用い、一つのコンパレータを誤差検出用
とし、他の一つのコンパレータと抵抗、コンデンサとに
より電源立上り時のリセット信号発生手段と出力電圧一
時低下時のリセット信号発生手段（電圧監視）を兼ねる
リセット回路を構成したので、コストの低減が図れる。
ジスタのベース電流を誤差検出用コンパレータの電源電
流の一部として利用するようにしたので、コンパレータ
用電源安定化回路の抵抗の定格電力、つまり発熱量を大
幅に軽減することができるとともに、発熱による他部品
への影響を防止でき、小形化が図れる。また、誤差検出
用コンパレータの電源端と基準電圧入力端の間に抵抗を
接続して僅かな電圧を電源安定化回路より供給するよう
にしたので、オフセット電圧により動作不能となる事態
を確実に、しかも簡単な回路構成で回避することができ
る。更に、一つのパッケージに複数個のコンパレータが
収納されたICを用い、一つのコンパレータを誤差検出用
とし、他の一つのコンパレータと抵抗、コンデンサとに
より電源立上り時のリセット信号発生手段と出力電圧一
時低下時のリセット信号発生手段（電圧監視）を兼ねる
リセット回路を構成したので、コストの低減が図れる。
第１図は本考案に係るスイッチング電源回路の一実施例
を示す回路図、第２図は同実施例におけるリセット回路
の動作説明のための波形図、第３図は従来例を示す回路
図である。 AC……交流電源、R1〜15……抵抗、C1〜C6……コンデン
サ、D1〜D3……ダイオード、ZD1,ZD2……低電圧ダイオ
ード、Q1……電力スイッチングトランジスタ、Q2……電
流スイッチングバッファ用トランジスタ、L1……チョー
クコイル、U1a,U1b……コンパレータ。
を示す回路図、第２図は同実施例におけるリセット回路
の動作説明のための波形図、第３図は従来例を示す回路
図である。 AC……交流電源、R1〜15……抵抗、C1〜C6……コンデン
サ、D1〜D3……ダイオード、ZD1,ZD2……低電圧ダイオ
ード、Q1……電力スイッチングトランジスタ、Q2……電
流スイッチングバッファ用トランジスタ、L1……チョー
クコイル、U1a,U1b……コンパレータ。
Claims (1)
- 【請求項１】交流入力を整流し、平滑化する整流・平滑
部と、この整流・平滑部の出力をスイッチングする電力
スイッチングトランジスタと、スイッチング出力を平滑
化し、リップル除去を行う第１、第２のフィルタ回路
と、スイッチング信号を前記電力スイッチングトランジ
スタのベースに十分な電流として伝達するための電流ス
イッチングバッファ用トランジスタと、抵抗、定電圧ダ
イオード及びコンデンサにより構成され、前記整流・平
滑部の出力から安定なコンパレータ用電源電圧を得る電
源安定化回路と、前記第１のフィルタ回路の出力電圧を
基準電圧と比較し、出力が前記電流スイッチングバッフ
ァ用トランジスタのベース、及び抵抗を介して前記電力
スイッチングトランジスタのエミッタ及びベースに接続
されるコンパレータを有し、前記コンパレータの電源電
流を前記電源安定化回路の他に前記電力スイッチングト
ランジスタのベース回路からも受けるとともに、前記コ
ンパレータの電源端と基準電圧入力端の間に抵抗が接続
された前記コンパレータによる誤差検出部と、この誤差
検出部のコンパレータと同じパッケージ内に形成され
て、直流出力電圧を検出する抵抗分圧回路からの分圧電
圧を一方の入力、誤差検出部の基準電圧を他方の入力と
し、電源立上り時及び出力電圧一時低下時にリセット信
号を生じるコンパレータ、抵抗、コンデンサ等により構
成されたリセット回路とを備えたことを特徴とするスイ
ッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15194789U JPH073830Y2 (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15194789U JPH073830Y2 (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0391078U JPH0391078U (ja) | 1991-09-17 |
| JPH073830Y2 true JPH073830Y2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=31698230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15194789U Expired - Lifetime JPH073830Y2 (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH073830Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015166559A1 (ja) * | 2014-04-30 | 2015-11-05 | 三菱電機株式会社 | 電源装置、光源点灯装置およびバッテリ充電装置 |
-
1989
- 1989-12-28 JP JP15194789U patent/JPH073830Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0391078U (ja) | 1991-09-17 |
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