JPH0738574B2 - 同期発振回路 - Google Patents
同期発振回路Info
- Publication number
- JPH0738574B2 JPH0738574B2 JP63090377A JP9037788A JPH0738574B2 JP H0738574 B2 JPH0738574 B2 JP H0738574B2 JP 63090377 A JP63090377 A JP 63090377A JP 9037788 A JP9037788 A JP 9037788A JP H0738574 B2 JPH0738574 B2 JP H0738574B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- transistor
- circuit
- component
- error amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/90—Linearisation of ramp; Synchronisation of pulses
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、抵抗とコンデンサによる回路における充放電
を利用した鋸歯状波または三角波発振回路に関し、特に
外部同期パルスに同期して動作する同期発振回路に関す
る。
を利用した鋸歯状波または三角波発振回路に関し、特に
外部同期パルスに同期して動作する同期発振回路に関す
る。
［従来の技術］ パルス幅変調（PWM）回路に用いられる同期式のCR発振
器の一例を第３図に示す。
器の一例を第３図に示す。
第３図において、１はコンパレータ、2,3,4はトランジ
スタ、５〜９は抵抗、10,11はコンデンサである。ここ
で、同期パスルをコンデンサ11を介してトランジスタ２
に供給する。トランジスタ２のコレクタを抵抗値RAの抵
抗６と容量値Ctのコンデンサ10との直列接続による時定
数回路における両素子６と10との接続点12に接続する。
スタ、５〜９は抵抗、10,11はコンデンサである。ここ
で、同期パスルをコンデンサ11を介してトランジスタ２
に供給する。トランジスタ２のコレクタを抵抗値RAの抵
抗６と容量値Ctのコンデンサ10との直列接続による時定
数回路における両素子６と10との接続点12に接続する。
この時定数回路には、基準電圧VREFを印加し、この時定
数回路と、コンパレータ１と、トランジスタ３および４
と、抵抗7,8,9とによって、CR発振回路を構成する。
数回路と、コンパレータ１と、トランジスタ３および４
と、抵抗7,8,9とによって、CR発振回路を構成する。
時定数回路におけるコンデンサ10は、トランジスタ２か
らの出力に応じて、その充放電を制御される。したがっ
て、同期パルスが入来しないとき、すなわち自走時に
は、接点12から取り出される発振出力は第４図（Ａ）に
示すようになる。ここで、抵抗７および８の各抵抗値を
R1およびR2とするときに、発振出力の最大振幅は となる。EDCは直流成分の大きさを示す。
らの出力に応じて、その充放電を制御される。したがっ
て、同期パルスが入来しないとき、すなわち自走時に
は、接点12から取り出される発振出力は第４図（Ａ）に
示すようになる。ここで、抵抗７および８の各抵抗値を
R1およびR2とするときに、発振出力の最大振幅は となる。EDCは直流成分の大きさを示す。
他方、同期パスルが入来する同期時には、その同期パル
スのオン，オフに応じて、発振が規制されるので、この
場合の発振出力の振幅は上記最大振幅よりも小さくな
り、したがって、直流成分Ｅ′DCもEDCよりは小さくな
る。
スのオン，オフに応じて、発振が規制されるので、この
場合の発振出力の振幅は上記最大振幅よりも小さくな
り、したがって、直流成分Ｅ′DCもEDCよりは小さくな
る。
すなわち、同期パルスのない時には、第４図（Ａ）に示
すように、発振周波数は、Rt,Ct,R1,R2で決定されるの
に対し、回路起動後、同期パルスが入って来ると、その
周波数が自走周波数に比べ、かなり高い場合、第４図
（Ｂ）に示すように、発振波形の波高値も小さくなって
しまう。
すように、発振周波数は、Rt,Ct,R1,R2で決定されるの
に対し、回路起動後、同期パルスが入って来ると、その
周波数が自走周波数に比べ、かなり高い場合、第４図
（Ｂ）に示すように、発振波形の波高値も小さくなって
しまう。
［発明が解決しようとする課題］ PWM回路では、発振波形が大幅に変化すると、回路ゲイ
ンも変化し、動作上好ましくない。
ンも変化し、動作上好ましくない。
したがって、従来は、同期周波数が変化する場合に、抵
抗値Rtおよび容量値Ctを切換えて対応していた。
抗値Rtおよび容量値Ctを切換えて対応していた。
さらに加えて、従来は、同期周波数が連続的に変化する
場合には、使用できないという問題点もあった。
場合には、使用できないという問題点もあった。
そこで、本発明の目的は、同期周波数が大幅に変化して
も、発振器の出力波高値がほぼ一定となるように適切に
構成配置した同期発振回路を提供することにある。
も、発振器の出力波高値がほぼ一定となるように適切に
構成配置した同期発振回路を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ このような目的を達成するために、本発明は、充電電流
により充電されるコンデンサを含む時定数回路と、コン
デンサの電圧が所定電圧に達したことを検出するコンパ
レータ１と、コンパレータの検出出力により駆動されて
コンデンサを放電する第１のトランジスタと、同期パル
スにより駆動されてコンデンサを放電する第２のトラン
ジスタとを備え、第１又は第２のトランジスタによる放
電を繰り返すことにより自走又は同期パルスに同期した
鋸歯状波信号を発振する同期発振回路において、鋸歯状
波信号の直流成分を取り出すローパスフィルタと、直流
成分の基準電圧からの偏差を検出する誤差増幅器と、誤
差増幅器が検出した偏差に応じてその偏差をなくすべく
コンデンサの充電電流を制御する第３のトランジスタを
備えることを特徴とする。
により充電されるコンデンサを含む時定数回路と、コン
デンサの電圧が所定電圧に達したことを検出するコンパ
レータ１と、コンパレータの検出出力により駆動されて
コンデンサを放電する第１のトランジスタと、同期パル
スにより駆動されてコンデンサを放電する第２のトラン
ジスタとを備え、第１又は第２のトランジスタによる放
電を繰り返すことにより自走又は同期パルスに同期した
鋸歯状波信号を発振する同期発振回路において、鋸歯状
波信号の直流成分を取り出すローパスフィルタと、直流
成分の基準電圧からの偏差を検出する誤差増幅器と、誤
差増幅器が検出した偏差に応じてその偏差をなくすべく
コンデンサの充電電流を制御する第３のトランジスタを
備えることを特徴とする。
［作 用］ 本発明では、発振波形の波高値が小さくなると、その直
流成分も小さくなることを利用して、かかる直流成分を
検出し、その値を一定に保つように制御することによ
り、同期周波数が大幅に変化したときにも波高値を一定
に保つようにする。
流成分も小さくなることを利用して、かかる直流成分を
検出し、その値を一定に保つように制御することによ
り、同期周波数が大幅に変化したときにも波高値を一定
に保つようにする。
［実施例］ 以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図において、第３図の従来例と同様の回路部分には
同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
同一符号を付して、ここではその説明を省略する。
第１図において、接続点12にトランジスタ20のコレクタ
を接続する。このトランジスタのエミッタを抵抗21を通
してVREFラインに接続すると共に、同ベースを抵抗22を
介してVREFラインに接続する。このベースには抵抗23を
経て、誤差増幅器30の出力を供給する。接続点12を抵抗
値RFの抵抗24を介して誤差増幅器30の正側入力端子に接
続する。この正側入力端子を容量CFのコンデンサ25を介
して共通電位に接続する。この誤差増幅器30の負側入力
端子には電圧源26より基準電圧EREFを印加する。
を接続する。このトランジスタのエミッタを抵抗21を通
してVREFラインに接続すると共に、同ベースを抵抗22を
介してVREFラインに接続する。このベースには抵抗23を
経て、誤差増幅器30の出力を供給する。接続点12を抵抗
値RFの抵抗24を介して誤差増幅器30の正側入力端子に接
続する。この正側入力端子を容量CFのコンデンサ25を介
して共通電位に接続する。この誤差増幅器30の負側入力
端子には電圧源26より基準電圧EREFを印加する。
ここで、抵抗24とコンデンサ25とによりローパスフィル
タを構成し、接続点12における発振出力のうちの直流成
分をかかるローパスフィルタを介して取り出す。したが
って、このローパスフィルタのしゃ断周波数は、発振周
波数に比べて十分に低い値に設定しておくものとする。
タを構成し、接続点12における発振出力のうちの直流成
分をかかるローパスフィルタを介して取り出す。したが
って、このローパスフィルタのしゃ断周波数は、発振周
波数に比べて十分に低い値に設定しておくものとする。
このようにして得た直流成分を誤差増幅器30に供給す
る。この誤差増幅器では、この直流成分が基準電圧EREF
に等しくなるようにフィードバック制御を行う。
る。この誤差増幅器では、この直流成分が基準電圧EREF
に等しくなるようにフィードバック制御を行う。
同期パルスが入来しない自走時には、接続的12における
発振出力として、第２図（Ａ）に示すように、従来例に
おける自走時Ct波形と同じ第４図（Ａ）の波形が得られ
る。その直流成分をFDCOとする。
発振出力として、第２図（Ａ）に示すように、従来例に
おける自走時Ct波形と同じ第４図（Ａ）の波形が得られ
る。その直流成分をFDCOとする。
他方、同期パルスが入来するときには、すなわち同期時
には、第１図示の回路は次のように動作する。すなわ
ち、同期パルスにより、コンデンサ25（CF）の電圧が小
さくなろうとすると、誤差増幅器30の出力が低下する。
すると、トランジスタ20のコレクタ電流が増加し、コン
デンサ10（Ct）の充電電流が増加して、発振波形の傾斜
が急峻になり、第２図（Ｂ）に示すように、波高値が第
２図（Ａ）とほぼ同一のまま、周波数のみが高くなる。
には、第１図示の回路は次のように動作する。すなわ
ち、同期パルスにより、コンデンサ25（CF）の電圧が小
さくなろうとすると、誤差増幅器30の出力が低下する。
すると、トランジスタ20のコレクタ電流が増加し、コン
デンサ10（Ct）の充電電流が増加して、発振波形の傾斜
が急峻になり、第２図（Ｂ）に示すように、波高値が第
２図（Ａ）とほぼ同一のまま、周波数のみが高くなる。
このようにして、本実施例では、同期周波数が大幅に変
化しても、それに追従して波高値がほぼ一定に保たれる
ことになる。その結果、同期時の直流成分EDC1は自走時
の直流成分EDCOとほぼ等しくなる。すなわち EREFEDC1EDCO である。
化しても、それに追従して波高値がほぼ一定に保たれる
ことになる。その結果、同期時の直流成分EDC1は自走時
の直流成分EDCOとほぼ等しくなる。すなわち EREFEDC1EDCO である。
［発明の効果］ 以上から明らかなように、本発明によれば、発振出力中
の直流成分を検出し、その値を一定とするように制御を
行うので、同期周波数が変化しても、波高値もほぼ一定
に保たれる。
の直流成分を検出し、その値を一定とするように制御を
行うので、同期周波数が変化しても、波高値もほぼ一定
に保たれる。
したがって、本発明をPWM回路に適用した場合、回路ゲ
イン等が一定になり、安定な動作を実現できる。特に、
近年、テレビジョンディスプレイのスイッチング電源回
路にあっては、ノイズ対策等のために同期をかける場合
が多く、しかも、また、その周波数もパーソナルコンピ
ュータ用ディスプレイ等では、機種により、大きく換わ
るが、このような場合に、本発明の効果は極めて大き
い。すなわち、本発明は、特にパルス幅変調方式のスイ
ッチング電源回路の発振器等に利用するとその効果が大
きい。
イン等が一定になり、安定な動作を実現できる。特に、
近年、テレビジョンディスプレイのスイッチング電源回
路にあっては、ノイズ対策等のために同期をかける場合
が多く、しかも、また、その周波数もパーソナルコンピ
ュータ用ディスプレイ等では、機種により、大きく換わ
るが、このような場合に、本発明の効果は極めて大き
い。すなわち、本発明は、特にパルス幅変調方式のスイ
ッチング電源回路の発振器等に利用するとその効果が大
きい。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、 第２図（Ａ），（Ｂ）は第１図示の本発明実施例の動作
説明用信号波形図、 第３図は従来例を示す回路図、 第４図（Ａ），（Ｂ）は第３図示の従来例の動作説明用
信号波形図である。 １……コンパレータ、 2,3,4……トランジスタ、 ５〜９……抵抗、 10,11……コンデンサ、 12……接続点、 20……トランジスタ、 21〜24……抵抗、 25……コンデンサ、 26……基準電圧用電圧源、 30……誤差増幅器。
説明用信号波形図、 第３図は従来例を示す回路図、 第４図（Ａ），（Ｂ）は第３図示の従来例の動作説明用
信号波形図である。 １……コンパレータ、 2,3,4……トランジスタ、 ５〜９……抵抗、 10,11……コンデンサ、 12……接続点、 20……トランジスタ、 21〜24……抵抗、 25……コンデンサ、 26……基準電圧用電圧源、 30……誤差増幅器。
Claims (1)
- 【請求項１】充電電流により充電されるコンデンサ（1
0）を含む時定数回路と、 該コンデンサの電圧が所定電圧に達したことを検出する
コンパレータ（１）と、 該コンパレータの検出出力により駆動されて前記コンデ
ンサを放電する第１のトランジスタ（３）と、 同期パスルにより駆動されて前記コンデンサを放電する
第２のトランジスタ（２）とを備え、 前記第１又は第２のトランジスタによる放電を繰り返す
ことにより自走又は前記同期パスルに同期した鋸歯状波
信号を発振する同期発振回路において、 前記鋸歯状波信号の直流成分を取り出すローパスフィル
タ（24,25）と、 該直流成分の基準電圧からの偏差を検出する誤差増幅器
（30）と、 該誤差増幅器が検出した偏差に応じてその偏差をなくす
べく前記コンデンサの充電電流を制御する第３のトラン
ジスタを備えることを特徴とする同期発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63090377A JPH0738574B2 (ja) | 1988-04-14 | 1988-04-14 | 同期発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63090377A JPH0738574B2 (ja) | 1988-04-14 | 1988-04-14 | 同期発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01264011A JPH01264011A (ja) | 1989-10-20 |
| JPH0738574B2 true JPH0738574B2 (ja) | 1995-04-26 |
Family
ID=13996877
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63090377A Expired - Fee Related JPH0738574B2 (ja) | 1988-04-14 | 1988-04-14 | 同期発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0738574B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5247404U (ja) * | 1975-09-30 | 1977-04-04 | ||
| JPS5528611A (en) * | 1978-08-21 | 1980-02-29 | Toshiba Corp | Correction circuit for stylus protection time base of video disc reproducing unit |
-
1988
- 1988-04-14 JP JP63090377A patent/JPH0738574B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01264011A (ja) | 1989-10-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4683409A (en) | Stabilizing arrangement for a stepping motor | |
| US3241023A (en) | Motor speed control | |
| JPH0738574B2 (ja) | 同期発振回路 | |
| JP4162416B2 (ja) | 高力率電源の制御回路及びこの制御回路を備えた電源 | |
| CA1109122A (en) | Speed regulator | |
| JP2591762B2 (ja) | パラボラ状周期信号発生回路 | |
| JPH01298956A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH0739346Y2 (ja) | 電流モード制御装置のスロープ補償回路 | |
| JP3168683B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH07227082A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータの電圧制御アンプ出力クランプ回路 | |
| JPS642541Y2 (ja) | ||
| JPS6147469B2 (ja) | ||
| JPH0667178B2 (ja) | クロック制御電源装置の直列スイッチング要素を制御する回路装置 | |
| JPH0218623Y2 (ja) | ||
| JP2000324803A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH09215321A (ja) | チョッパー型スイッチング電源回路 | |
| JP3131520B2 (ja) | 超音波モータ駆動回路 | |
| JPS5838796Y2 (ja) | 電圧安定化回路 | |
| JPH0326709Y2 (ja) | ||
| JPH0518306B2 (ja) | ||
| JPS61267410A (ja) | 鋸歯状波振幅調整回路 | |
| JPS5939869B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPS62166769A (ja) | スイツチング電源 | |
| JPS59127425A (ja) | 位相同期回路 | |
| JPH05291892A (ja) | 鋸歯状波発生回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |