JPH0744756B2 - 音声信号減衰装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、テープレコーダ，レコード，コンパクトディ
スクやビデオ機器の再生時や、ラジオテレビ等の受信時
に得られるマルチチャンネル信号（または、ステレオ信
号）を演算処理し、それらに含まれる音声信号成分を伴
奏信号成分のレベルより減衰させ、歌唱練習を容易にす
る音声信号減衰装置に関するものである。

従来の技術 歌を聴いたり練習するには、各種の記録媒体を再生した
り、テレビやラジオを受信して行うことが多い。そし
て、各種記録媒体の再生やテレビ．ラジオの受信時に得
られる信号構成はステレオ方式になっていることが多
い。また、プロ歌手の歌声がセンター定位になるようス
テレオ信号の各チャンネル間にそれぞれ同位相・同レベ
ルで形成され、伴奏は各チャンネルに各種の楽器信号と
して独立あるいは相互に関係をもたせて形成されている
ことが多い。このような信号を、総称として“相互に関
連のあるマルチチャンネル信号（または、ステレオ信
号）”と呼ぶ。上記ステレオ方式の記録媒体ならびに受
信機等が最近非常に多くなっている。

このような媒体を用いて歌の練習を行なう際には、最初
は慣れていないのでプロ歌手の歌声が聴える状態が適し
ている。慣れるにしたがって、プロ歌手なみに伴奏だけ
で歌いたいという欲求が生ずることもあり、また、上達
レベルを確認したいということもある。このような場合
には、プロ歌手の歌声を伴奏に対して非常に小さくする
か消してしまうことが望まれる。

以上のようなニーズを満すべく、従来はつぎのような音
声信号減衰装置があった。第２図に従来装置を示し、以
下この図面を参照しながら説明する。

1Aはマルチチャンネル信号の第１の信号が供給される入
力端子である。1Bはマルチチャンネル信号の第２の信号
が供給される入力端子である。２は入力端子1Aの信号を
遅延させる第１の遅延手段である。３は入力端子1Bの信
号を遅延させる第２の遅延手段である。そして、第１の
遅延手段２は電子式遅延素子“バケットブリゲートディ
バイス”（以下、BBDと呼称する）を用いた遅延器（図
示せず）とクロック信号を発生する発振器（図示せず）
で構成する。第２の遅延手段３は第３図に示すようにBB
Dなどで構成される遅延器301、発振周波数を可変できる
とともに遅延器301を駆動する周波数可変発振器302を有
し、遅延時間を変えることができる。４は減算演算を行
なう減算手段であり、演算増幅器の組合せあるいはデジ
タル信号処理回路などによって構成できる。10は第１の
遅延手段２の出力と第２の遅延手段３の出力とを加算演
算する加算手段であり、演算増幅器の組合せによって実
現できる。５は加算手段10の信号を遅延させるための第
３の遅延手段である。６は第１の遅延手段２の出力信号
に同期したパルス信号を発生する第１のパルス発生手段
である。そして、第１のパルス発生手段６は第４図に示
すように音声信号成分を主に抽出するバンドパスフィル
タ601と、その出力に同期したパルス発生器602で構成す
る。７は加算手段10の出力に同期したパルス信号を発生
する第２のパルス発生手段である。そして、その構成は
第４図に示した第１のパルス発生手段６と同じとする。
８は第２のパルス発生手段７の出力を遅延させるための
第３のパルス発生手段である。そして、第３のパルス発
生手段８は第５図に示すように遅延回路801および波形
整形器802で構成する。９は第１のパルス発生手段６お
よび第２のパルス発生手段７ならびに第３のパルス発生
手段８の出力を演算処理してこれらの位相差を検出する
とともに、この位相差に対応して第２の遅延手段３の遅
延時間を制御する位相比較手段９である。そして、位相
比較手段９は第６図に示すように排他的OR回路904およ
び905,トランジスタ907および908,抵抗器906および909,
コンデンサ910などで構成する。

つぎに従来の装置の動作について述べる。入力端子1Aお
よび1Bには、プロ歌手の歌声を含んだステレオ信号が供
給されているものとする。

ところで、各種記録媒体を再生したり、放送電波を受信
したりする際に機器の性能差，バラツキ，不安定要因な
どによって、再現されたステレオ信号の各チャンネル間
の位相差または時間差が生じ、元のステレオ信号と異な
ることがある。例えば、カセットテープレコーダを再生
したときには、チャンネル間における時間ずれが200マ
イクロ秒程度が平均的に生じ、かつ、過渡的には100か
ら200マイクロ秒の時間ずれが時々刻々変化している。
その他の機器でもこのような時間差もしくは位相差が生
ずることがある。上記平均的な時間差（もしくは位相
差）は、例えば、磁気ヘッドとテープの角度ずれによっ
て生ずるもので、以後、平均時間差（もしくは平均位相
差）と呼ぶ。また、過渡的に生ずる時間差（もしくは位
相差）は、例えば、テープ走行系の過渡的変化によって
生じたり、最近話題になっている効果音付加装置（エフ
ェクター）の作用によって生じたりするもので、以後、
過渡的時間差（もしくは、過渡的位相差）と呼ぶ。

発明が解決しようとする問題点 従来の装置では、上記平均的時間差についてはそれを補
正するように動作するが、過渡的時間差については十分
に補正できなかった。そのために、ステレオ信号に含ま
れるプロ歌手等の歌声を減衰させることが十分でなかっ
た。

この状態を明確にするために、従来の装置の基本動作を
説明した後に、詳細な問題点を記述する。

いま、入力端子1Aおよび1Bに供給されているステレオ信
号の音声信号分について述べる。入力端子1Aの音声信号
をe₁,入力端子1Bの音声信号をe₂とし、つぎのような条
件にあるものとする。

e₁＝E₁sin（ωｔ） ……（２） e₂＝E₂sin（ωｔ−φ_ｃ−φ_ｋ） ……（３） ただし、 E₁:e₁の波高値,E₂:e₂の波高値， ω：音声信号の角速度，φ_c:平均的位相差， φ_k:過渡的位相差,t:時間 である。

音声信号e₁は第１の遅延手段２で遅延時間T₁に相当する
分だけ遅延される。また、音声信号e₂は第２の遅延手段
３で遅延時間T₂に相当する分だけ遅延される。なお、第
２の遅延手段３は第３図に示した構成にしており、周波
数可変発振器302の発振周波数を可変制御することによ
り、その遅延器301の遅延時間を変えることができる。

したがって、第１の遅延手段２の音声出力e_a,第２の遅
延手段３の音声出力e_bは、つぎのようになる。

e_a＝E₁sin（ωｔ−ωT₁） ……（４） e_b＝E₂sin（ωｔ−φ_ｃ−φ_ｋ−ωT₂） ……（５） いま、ステレオ信号においては、（２）式および（３）
式の大きさがほぼ同じ大きさに形成されていると仮定し
て、加算手段10の出力e_oを計算するとつぎのようにな
る。

e_o＝e_a＋e_b ＝E₁sin（ωｔ−ωT₁）＋E₂sin（ωｔ−φ_ｃ−φ_ｋ−
ωT₂）≒2E₁｛sin〔ωｔ−（ωT₁＋φ_ｃ＋φ_ｋ＋ωT₂）
/2〕cos（φ_ｃ＋φ_ｋ＋ωT₂−ωT₁）/2｝ ……（６） ただし、E₁≒E₂ つぎに、位相制御系について説明する。第１のパルス発
生手段６は第１の遅延手段２の出力に同期したパルス出
力を発生する。いま、第１の遅延手段２の出力を（４）
式に示したものとすれば、これに同期した出力パルスを
発生する。また、第２のパルス発生手段７は加算手段10
の出力に同期したパルスを発生する。そして、加算手段
10の出力が（６）式に示したものであるとすれば、これ
に同期したパルスを発生する。第３のパルス発生手段８
は位相の遅れあるいは進みの検出を容易にするためのも
のであり、第２のパルス発生手段７の出力を一定時間Tm
だけ遅らせたパルス出力を生ずる。

なお、第１のパルス発生手段６および第２のパルス発生
手段７は第４図に示すようにバンドパスフィルタ601で
音声信号成分を主に抽出し、パルス発生器602でパルス
出力に変換する構成にしているが、バンドパスフィルタ
601を廃止しても実用可能である。また、第３のパルス
発生手段８は遅延回路801と波形整形器802を用いて構成
しているが、他の論理回路の構成によっても実現可能で
ある。

位相比較手段９は第１のパルス発生手段６および第２の
パルス発生手段７ならびに第３のパルス発生手段８の出
力パルスを論理演算し、第１のパルス発生手段６の出力
パルスと第２のパルス発生手段７の出力パルスとの位相
差（または時間差）に対応した出力を発生する。この位
相比較手段９は第６図に示す構成を採用している。第１
のパルス発生手段６の出力は端子903を介して排他的OR
回路904および905の一方の端子へ供給する。第２のパル
ス発生手段７の出力は端子902を介して排他的OR回路905
の他方の端子へ供給する。第３のパルス発生手段８の出
力は端子901を介して排他的OR回路904の他方の端子へ供
給する。

いま、第７図に示すように第１のパルス発生手段６の出
力が第７図イのように発生し、第２のパルス発生手段７
の出力が同図ロのように発生し、第３のパルス発生手段
８の出力が同図ハのようにそれぞれ発生しているものと
する。そして、波形（ロ）は、波形（イ）よりも遅れて
おり、その遅れ量ｘは（４）式および（６）式からつぎ
のようになる。

ｘ＝ωT₁−（ωT₁＋φ_ｃ＋φ_ｋ＋ωT₂）/2 ＝（ωT₁−φ_ｃ−φ_ｋ−ωT₂）/2 ……（７） また、波形（ハ）は波形（ロ）よりも遅れており、その
遅れ量T_mは第３のパルス発生手段８の遅延時間に相当す
る。

この状態において、第６図に示した排他的OR回路905は
第７図の波形（ニ）に相当する出力を生ずる。すなわ
ち、波形（イ）もしくは（ロ）の出力レベルが異なって
いる期間だけ、正の出力レベル（以下、Ｈレベルと呼
ぶ）を生ずる。そして、第６図のトランジスタ908を導
通させる。

また、第６図の排他的OR回路904は第７図の波形（ホ）
に相当する出力を生じ、波形（イ）と波形（ハ）のレベ
ルが異なっている期間だけ負のレベル（以下、Ｌレベル
と呼ぶ）の出力を生じ、第６図のトランジスタ907を導
通させる。その結果、第６図の波形（ホ）がＬレベルに
なっている期間は波形（ニ）がＨレベルになっている期
間よりも長くなる。

したがって、第６図のトランジスタ907はトランジスタ9
08よりも長い期間導通することになる。そして、コンデ
ンサ910は抵抗器906およびトランジスタ907を介して電
源（図示せず）から正の電位に充電されるとともに、抵
抗器909およびトランジスタ908を介して負の電位にも充
電されるが、トランジスタ907の導通期間がトランジス
タ908の導通期間より長いために結果として正の電位に
充電される。

この位相比較手段９の出力により、第３図に示した周波
数可変発振器302の発振周波数が高くなり、遅延器301の
遅延期間T₁が初期の値より短かくなる。そして、この状
態になると第７図の波形（ロ）が波形（イ）よりも進ん
だ状態になり、今迄説明してきた状態と逆の動作を行な
う。

以上述べた動作をくり返しながら、位相比較手段９の出
力は安定点に達する。この状態は第８図に示すように、
位相比較手段９の出力が波形（ヘ）のように零電位に近
ずいた状態である。すなわち、排他的OR回路905の出力
に相当する波形（ニ）の正の期間と、排他的OR回路904
の出力に相当する波形（ホ）の負の期間とがほぼ等しい
状態で、第２のパルス発生手段７の出力に相当する波形
（ロ）が第１のパルス発生手段６の出力に相当する波形
（イ）よりも時間的にT_m（第３のパルス発生手段８の遅
延時間）の２分の１だけ進んだ状態である。このよう
に、位相制御系である第１のパルス発生手段6,第２のパ
ルス発生手段7,第３のパルス発生手段8,位相比較手段９
および第２の遅延手段３はそれぞれ動作する。この制御
状態を便宜的に““安定点”と呼ぶことにする。

ところで、位相比較手段９のコンデンサ910は、正また
は負の電位に時々刻々充電されることを説明した。この
ために、コンデンサ910の電圧はリップル成分を含んで
おり、このリップル成分の電圧によって第２の遅延手段
３の遅延時間が変化する。そして、上記制御系が不安定
になりやすいことがある。この不安定な状態を改善する
ためには、コンデンサ910の容量値を大きく設定しなけ
ればならない。例えば、制御系の応答速度が0.5秒以上
の時間になるようにコンデンサ910の容量を設定する。

その結果、平均的位相差φ_ｃの変化には対応することが
可能であるが、過渡的位相差φ_ｋの変化には制御系は追
従できなくなる。

つぎに、制御系が安定状態になっているときの信号につ
いて説明する。安定状態では、第８図に示すように第２
のパルス発生手段７の出力が波形（ロ）に相当し、第１
のパルス発生手段６の出力が波形（イ）に相当し、か
つ、波形（ロ）が波形（イ）よりも時間的にT_mの２分の
１だけ進んでいることを説明した。そして、加算手段10
の出力は第１の遅延手段２の音声出力より同じ時間だけ
進んでいることを意味する。また、平均的位相差φ_ｃは
吸収可能であるが、過渡的位相差φ_ｋ追従できず補償で
きないことから、（４）式と（６）式でこれらの位相関
係を示すとつぎのようになる。

−ωT₁＋（ωT_m）/2＝−（ωT₁＋φＣ＋ωT₂）/2ωT₂＝
ωT₁−φ_ｃ−ωT_m ……（８） （８）式を用いて、（６）式を表すと、 e_o≒2E₁｛sin〔ωｔ−ωT₁−（φ_ｋ−ωT_m）/2〕cos
（φ_ｋ−ωT_m）/2｝ ……（９） いま、 Ｎ＝cos（φ_ｋ−ωT_m）/2 ……（10） として、（９）式を示すとつぎのようになる。

e_o≒2E₁N｛sin〔ωｔ−ωT₁−（φ_ｋ−ωT_m）/2〕｝ …
…（11） 加算手段10の出力は第３の遅延手段５で時間T_mの２分の
１だけ遅らされる。したがって、第３の遅延手段５の出
力e_xは、つぎのようになる。

e_x≒2E₁N｛sin〔ωｔ−ωT₁−（φ_ｋ−ωT_m）/2−（ωT
_m）/2〕｝≒2E₁N｛sin〔ωｔ−ωT₁−φ_k/2〕｝……（1
2） つぎに、減算手段４の出力e_yは、（４）式，（12）式か
ら、つぎのようになる。

e_y＝e_a−e_x ＝E₁sin（ωｔ−ωT₁） −2E₁N｛sin〔ωｔ−ωT₁−φ_k/2〕｝ ＝E₁（１−2N）｛sin〔ωｔ−ωT₁−（φ_k/4）〕cos
〔φ_k/4〕｝＋E₁（１＋2N）｛cos〔ωｔ−ωT₁−（φ_k/
4）〕sin〔φ_k/4〕｝ ……（13） （13）式から明らかなように、e_yはＮの値によってその
大きさが異なり、Ｎの値が0.5のときに最少になる。

一方、Ｎは、（10）式のように過渡的位相差φ_ｋによっ
て影響を受ける。例えば、つぎのような条件にてＮの値
を計算してみる。

Ｎ＝cos（π/2−1.88×10⁴×30×10^-6）/2＝0.877 ……
（14） 上記（14）式のＮの値を、（13）式に代入してもe_yは小
さくならない。すなわち、（13）式において（１−2N）
項および（１＋2N）項の両方が存在し、Ｎが0.5の場合
のe_y値よりも大きくなる。

このことは、過渡的位相差φ_ｋの変動により、音声信号
の減衰効果が常に変動するとともに、その値が悪くなる
という問題点をもっている。これが、従来の装置の問題
点である。

なお、今までの説明は音声信号成分だけについて述べて
きたが、実際のステレオ信号には音声信号と伴奏信号が
混合されている。伴奏信号成分の影響によって、位相比
較手段９の動作が不安定になる可能性もあるが、コンデ
ンサ910の容量値を大きく設定しておれば、動作が乱さ
れることはない。また、減算手段４の出力には、伴奏信
号は減衰されずにそのまま生ずる。これは、ステレオ信
号に含まれる伴奏信号成分は、それぞれのチャンネルで
位相および振幅が異なっており、減算手段４で減算演算
しても減衰しないことになる。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明の音声信号減衰装
置は、マルチチャンネル信号の第１の信号に同期したパ
ルスと第２の信号に同期したパルスを発生させて位相比
較手段で平均的位相差もしくは平均的時間差を検出し遅
延手段を位相比較手段から制御して平均的位相差もしく
は平均的時間差の影響を吸収するとともに、信号処理の
方法として、平均的位相差がない２つの信号を加算演算
した出力と元の一方の信号との減算演算を行なって過渡
的位相差が生じても安定に音声信号成分を減衰させる構
成を備えたものである。

作用 本発明の音声信号減衰装置は、第１の遅延手段の出力に
同期した第１のパルスを第１のパルス発生手段で発生さ
せ、第２の遅延手段の出力に同期した第２のパルスを第
２のパルス発生手段で発生させ、第２のパルスを遅延さ
せた第３のパルスを第３のパルス発生手段で発生させ、
第１のパルス，第２のパルスおよび第３のパルスを位相
比較手段で演算処理し、位相比較手段から第２の遅延手
段を制御することにより、平均的位相差（もしくは平均
的時間差）が変動してもそれを一定値に吸収することの
できる構成を備えたものである。また、本発明の装置
は、第２の遅延手段の出力を第３の遅延手段で一定時間
遅延させ、第３の遅延手段の出力と第１の遅延手段の出
力との音声信号成分が同相になった状態で加算演算し、
加算手段の出力と第１の遅延手段の出力との減算演算を
行う構成とすることにより、過渡的位相差（もしくは過
渡的時間差）が元の信号に存在しても、安定に音声信号
を減衰することのできるものである。

実施例 以下、本発明の一実施例の音声信号減衰装置について、
図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明の実施例における音声信号減衰装置の
ブロック図である。1Aおよび1Bはステレオ信号が供給さ
れる入力端子である。２は第１の遅延手段である。３は
第２の遅延手段である。４は減算演算を行う減算手段で
ある。５は第２の遅延手段３の出力を遅らせる第３の遅
延手段である。６は第１の遅延手段２の出力に同期した
パルスを発生する第１のパルス発生手段である。７は第
２の遅延手段３の出力に同期したパルスを発生させる第
２のパルス発生手段である。８は第２のパルス発生手段
７の出力を遅延させるための第３のパルス発生手段であ
る。９は第１のパルス発生手段６および第２のパルス発
生手段７ならびに第３のパルス発生手段８の出力を演算
処理して、これらの間の位相差を検出し第２の遅延手段
３を制御する位相比較手段である。10は第１の遅延手段
２の出力と第３の遅延手段５の出力とを加算演算する加
算手段である。そして、上記各構成要素は、第２図から
第６図に示した従来の装置の構成と基本的に同じものと
する。

したがって、第１図に図示した本発明の音声信号減衰装
置のブロック図は、第２図に図示した従来の装置のブロ
ック図に対して各構成要素の接続の仕方ならびに信号の
流れ等が異なる構成にしている。

以上のように構成された音声信号減衰装置の動作につい
て説明する。ステレオ信号は第１の信号が入力端子1A
に、第２の信号が入力端子1Bにそれぞれ供給される。そ
して、音声信号成分は入力端子1Aおよび1Bにおいてほぼ
等しく、かつ、上記（２）式および（３）式のような関
係にあるものとする。以下、音声信号について述べる。

第１の遅延手段２は、遅延時間T₁だけ入力端子1Aの信号
を遅延する。また、第２の遅延手段３は、入力端子1Bの
信号を遅延時間T₂だけ遅延する。その結果、第１の遅延
手段２の出力e_aと第２の遅延手段３の出力e_bとは、上記
（４）式および（５）式にて示したものと同じになる。

第１のパルス発生手段６は第１の遅延手段２の出力に同
期したパルス信号を発生する。また、第２のパルス発生
手段７は第２の遅延手段３の出力に同期したパルス信号
を発生する。なお、第１のパルス発生手段６と第２のパ
ルス発生手段７との構成については、従来例では第４図
に示す構成を採用していたが、後述の位相比較手段９の
働きにより、バンドパスフィルタ601を省略して構成す
ることも可能である。

第３のパルス発生手段８は第２のパルス発生手段７の出
力を遅延時間T_mだけ遅延させる。

位相比較手段９は第１のパルス発生手段６の出力と第２
のパルス発生手段７の出力ならびに第３のパルス発生手
段８の出力を演算処理して、これらの出力の間の位相差
を検出するとともに第２の遅延手段３の遅延時間T₂を制
御する。その詳細な動作は従来の装置における位相比較
手段９と基本的に同じであり、省略する。結論的には位
相比較手段９の動作によって第２のパルス発生手段７の
出力が第１のパルス発生手段６の出力よりも進んだ状態
になり、その時間量は第３のパルス発生手段８の遅延時
間T_mの２分の１に相当する。このような状態になるよう
に、第１のパルス発生手段6,第２のパルス発生手段7,第
３のパルス発生手段8,位相比較手段９および第２の遅延
手段３から成る制御系が動作する。そして、位相比較手
段９のコンデンサ910の動きによって、過渡的な変化に
は追従できないゆっくりとした平均的な変化に対しては
上記制御系が安定して動作する。

したがって、第１の遅延手段２の音声出力e_aと、第２の
遅延手段３の音声出力e_bとの間には、上記時間差T_mの２
分の１と過渡的位相差φ_ｋ（もしくは過渡的時間差）と
が存在し、平均的位相差φ_ｃは存在しなくなる。これら
の状態をより明確にするため、上記（３）式および
（４）式の位相関係を示すと、つぎのようになる。

−ωT₁＋（ωT_m）/2＝（−φ_ｃ−ωT₂） したがって、 ωT₂＝ωT₁−φ_ｃ−（ωT_m）/2 ……（15） いま、（15）式を用いて（５）式すなわち第２の遅延手
段３の音声出力e_bを現わすとつぎのようになる。

e_b＝E₂sin（ωｔ−φ_ｃ−φ_ｋ−ωT₂） ＝E₂sin〔ωｔ−ωT₁−φ_ｋ＋（ωT_m）/2〕 ……（1
6） そして、第３の遅延手段５の遅延時間をT_mの２分の１に
設定すれば、第２の遅延手段３の出力をその時間分だけ
遅延するから、その出力e_qはつぎのようになる。

e_q＝E₂sin〔ωｔ−ωT₁−φ_ｋ〕 ……（17） なお、第３の遅延手段５は、電子式遅延素子“BBD"を用
いて構成することも、また、フェイズシフタを用いて構
成することも可能である。

つぎに、加算手段10の出力e_rを計算すれば、つぎのよう
になる。

e_r＝e_a＋e_q ＝E₁sin（ωｔ−ωT₁）−E₂sin〔ωｔ−ωT₁−φ_ｋ〕 ＝2E₁{sin〔ωｔ−ωT₁−(φ_k/2)〕cos〔φ_k/2〕} …
…（18） ただし、E₁≒E₂とする。

（18）式を（９）式と比較すると、（18）式ではT_mに関
係する項が全くないということである。すなわち、本発
明の装置では第２の遅延手段３の出力を第３の遅延手段
５へ供給するとともに、第２のパルス発生手段７へ供給
し、第３の遅延手段５の出力と第１の遅延手段２の出力
とを加算手段10で加算演算していることから、加算手段
10の出力は（18）式に示すように遅延時間T_mに関係する
項が全くなくなる。そのために、従来方式に対し、加算
手段10の出力は振幅項および位相項とも安定する。これ
が第１の特徴である。

つぎに、減算手段４の音声出力e_yについて説明する。減
算手段４は第１の遅延手段２の音声出力e_aと加算手段10
の音声出力e_rとの減算演算を行ない、その出力ｅ′_ｙは
つぎのようになる。

ｅ′_ｙ＝E₁sin（ωｔ−ωT₁）−2E₁｛sin〔ωｔ−ωT₁
−（φ_k/2）〕cos〔φ_k/2〕｝ ……（19） ここで Ｎ′＝cos〔φ_k/2〕 ……（20） とし、さらに、（19）式の第２項の大きさをβ倍する比
率（以後、演算比率と呼ぶ）を設定すれば ｅ′_ｙ＝E₁（１−2N′β）｛sin〔ωｔ−ωT₁−（φ_k/
4）〕cos〔φ_k/4〕｝＋E₁（１＋2N′β）｛cos〔ωｔ−
ωT₁−（φ_k/4）〕sin〔φ_k/4〕｝ ……（21） すなわち、（21）式に示した減算手段４の出力ｅ′
_ｙは、従来のそれに対応する出力e_yに対し（13）式に示
すようにＮとＮ′およびβ項の相異となる。

いま、過渡的位相差φ_ｋが±π/2ラジアン変化したとき
のＮを（10）式ならびに（14）式から計算すると、１か
ら約0.48まで変わる。これに対し、（20）式から同様に
Ｎ′を計算すると、１から0.707まで変化する。すなわ
ち、Ｎ′の方がその値の変化が少ないことがわかる。こ
れが、本発明の装置の第２の特徴であり、過渡的位相差
φ_ｋが生じてもＮ′の変化が少なく、減算手段４の出力
の振幅レベルが安定する。

つぎに、演算比率βについて述べる。減算手段４におい
て加算手段10のレベルをβ倍に分圧した後に第１の遅延
手段２の出力から減ずる。いま、βの値を0.588に設定
し、上記Ｎ′が0.707から１まで変化するものとする
と、（21）式における第１の振幅係数α_１は、 α_１＝（１−2N′β） ……（22） ≒0.169〜（−0.176） になる。これに対して、第２の振幅係数α_２は、 α_２＝（１＋2N′β） ……（23） ≒1.83〜1.176 になる。したがって、第１の振幅係数α_１は、第２の振
幅係数α_２より非常に小さく（21）式のｅ′_ｙは第２項
だけで決まる。

ｅ′ｙ≒E₁（１＋2N′β）｛cos〔ωｔ−ωT₁−
（φ_ｋ）/4〕sin（φ_ｋ）/4｝ ……（24） この（24）式と上記（13）式を比較すれば、本発明の減
算手段４における音声信号成分ｅ′ｙは、従来の装置に
おける減算手段４における音声信号成分e_yより小さく、
過渡的位相差φ_Ｋが生じても安定に減衰する。そして、
（24）式の正弦項が小さい値になるため、上記入力端子
1Aもしくは1Bに供給された信号の音声成分より大きく減
衰する。

以上のように、演算比率βを設定して減算手段４にて同
じ大きさの信号レベルの減算を行なうようにしたのが本
発明の第３の特徴である。

これらの特徴を総合的に述べると、平均的位相差φ_ｃに
ついては位相比較手段９の作用により第２の遅延手段３
で吸収し、過渡的位相差φ_ｋについては第３の遅延手段
５および加算手段10ならびに減算手段４の相互関連を新
規にするとともに減算手段４の演算比率βを設定するこ
とにより影響を受けないようにしたものである。

なお、実際のステレオ信号では音声信号だけでなく、伴
奏信号成分も混合されている。そして、伴奏信号成分は
それぞれのチャンネルで振幅や位相が異なっている。こ
の伴奏信号によって、位相比較手段９の動作が乱される
可能性があるが、コンデンサ910の容量値を大きく設定
しておけば十分実用になる。また、伴奏信号成分は、加
算手段10および減算手段４を通過しても振幅および位相
の関係から減衰されず、２チャンネル分の成分が合成さ
れて出力端子11に生ずる。

したがって、ユーザーは出力端子11の信号を拡声装置で
拡声するとともに、歌手の歌声が減衰された伴奏音を聴
きながら歌の練習を行なうことができる。

発明の効果 以上のように本発明は、第１の遅延手段の出力に同期し
たパルスを第１のパルス発生手段で発生させ、第２の遅
延手段の出力に同期したパルスを第２のパルス発生手段
で発生させ、第２のパルス発生手段の出力を遅延させた
パルスを第３のパルス発生手段でそれぞれ発生させると
ともに位相比較手段でこれらの位相差を検出し、その出
力で第２の遅延手段を制御していることから、第１の遅
延手段と第２の遅延手段との出力間には入力信号に存在
した平均位相差がなくなる。そして、第２の遅延手段の
出力を第３の遅延手段を介して加算手段に供給している
ことから、加算手段の出力は過渡的位相差の影響を受け
難く構成している。そして、減算手段では演算比率を設
定し、第１の遅延手段の出力と加算手段の出力レベルを
ほぼ同じ大きさに演算して減算していることから、マル
チチャンネル信号に含まれる音声信号は、従来の装置よ
りも大きく減衰できるというすぐれた効果を有するもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるブロック図、第２図
は従来例のブロック図、第３図から第６図は従来例の各
部構成図、第７図および第８図は従来例の動作を説明す
るタイムチャート図である。 ２……第１の遅延手段、３……第２の遅延手段、４……
減算手段、５……第３の遅延手段、６……第１のパルス
発生手段、７……第２のパルス発生手段、８……第３の
パルス発生手段、９……位相比較手段、10……加算手
段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】相互に関連のあるマルチチャンネル信号の
   第１の信号を遅延する第１の遅延手段と、上記マルチチ
   ャンネル信号の第２の信号を遅延する第２の遅延手段
   と、第１の遅延手段の出力に同期したパルス信号を発生
   する第１のパルス発生手段と、第２の遅延手段の出力に
   同期したパルス信号を発生する第２のパルス発生手段
   と、第２のパルス発生手段の出力を遅延させる第３のパ
   ルス発生手段と、第１のパルス発生手段，第２のパルス
   発生手段ならびに第３のパルス発生手段の出力を演算す
   ることによりこれらの位相差を検出して第２の遅延手段
   の遅延時間を制御する位相比較手段と、第２の遅延手段
   の出力を遅延する第３の遅延手段と、第１の遅延手段の
   出力ならびに第３の遅延手段の出力を加算演算する加算
   手段と、第１の遅延手段の出力と加算手段の出力とを減
   算演算する減算手段とを有し、減算手段で減算演算する
   際に複数の信号レベルを同じにするために演算比率を設
   定したことを特徴とする音声信号減衰装置。