JPH0766624B2

JPH0766624B2 - 音声信号減衰装置

Info

Publication number: JPH0766624B2
Application number: JP26010885A
Authority: JP
Inventors: 暎二南; 聰遠藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-11-20
Filing date: 1985-11-20
Publication date: 1995-07-19
Anticipated expiration: 2010-07-19
Also published as: JPS62120666A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明はテープレコーダ，レコード，コンパクトディス
ク，ビデオ機器等の再生時あるいはラジオ，テレビ等の
受信時においてマルチチャンネル信号（またはステレオ
信号）を処理し、それらに含まれる音声信号成分を伴奏
信号レベルに対し減衰して歌唱練習を容易にする音声信
号減衰装置に関するものである。

従来の技術歌を聴いたり練習するには各種の記録媒体を再生した
り、テレビやラジオを受信して行なうことが多い。これ
らの記録媒体にはプロ歌手の歌声と伴奏がミックスされ
て記録されていることが多い。また、ラジオ，テレビの
放送においても同様で歌声と伴奏が含まれている。この
ような媒体を用いて歌の練習を行なう際に、最初は慣れ
ていないのでプロ歌手の歌声が入っているのが最も適し
ているが、慣れるにしたがって伴奏だけで歌いたくな
る。この場合にはプロ歌手の歌声がかえって練習の妨げ
となる。この状態を解決するために俗称″カラオケ″と
呼ばれるテープが市販されている。この種のテープに
は、伴奏のみが記録されたものやプロ歌手の歌声と伴奏
音が別々のチャンネルに記録されたものがある。そし
て、ユーザーの好みによって希望するチャンネルをカラ
オケ装置を用いて再生することができる。しかしなが
ら、上記テープは新曲が発表されてから市場に出るまで
に長期間かかることや自分の好みの曲が容易に入手でき
ないこともある。

以上のようなニーズを満すべく、従来はつぎのような音
声減衰装置があった。以下、図面を参照しながら説明す
る。第８図は従来の音声信号減衰装置のブロック構成図
である。1Aはマルチチャンネル信号（またはステレオ信
号）の一方の入力端子、1Bは他方の入力端子である。２
は第１の遅延手段、３は第２の遅延手段、４は減算手
段、11は出力端子である。第１の遅延手段２は例えば電
子式遅延素子″バケットブリゲートデバイス″（以下BB
Dと呼称する）などを用いた遅延器201と、クロック信号
を発生する発振器202で構成している。第２の遅延手段
３は遅延器301と発振器302、発振周波数調整用の可変抵
抗器303で構成している。そして、遅延器301は遅延器20
1と同じBBDを用いている。減算器４は演算増幅器で構成
している。

このように構成された従来の音声信号減衰装置の動作に
ついて説明する。記録媒体等を再生した際に得られるマ
ルチチャンネル信号（以下ステレオ信号と呼称する）
で、かつその信号には歌声などの音声と伴奏が混在して
おり、音声信号はステレオ信号のそれぞれに基本的に同
位相・同振幅で記録されているものとする。上記ステレ
オ信号の一方の信号を入力端子1Aに、他方の信号を入力
端子1Bに供給する。入力端子1Aの信号は第１の遅延手段
２で一定時間遅延される。その遅延時間t_dは遅延器201
を構成するBBDの段数および発振器202の周波数によって
決まる。同様に他方の入力端子1Bの信号は第２の遅延手
段３によって遅延され、その遅延時間t_d′は遅延器301
を構成しているBBDの段数および発振器302の発振周波数
によって決まる。そして、可変抵抗器303の調整により
発振器302の発振周波数を変えることにより、遅延時間t
_d′を可変制御することができる。

このように遅延時間t_d′を調整するねらいは入力端子1A
および入力端子1Bに加えられたステレオ信号の位相また
は時間ずれを補償することにある。すなわち、記録媒体
に記録されたステレオ信号は、音声信号がそれぞれ同位
相・同振幅で記録されていても再生手段（図示せず）の
不安定要因や製品のバラツキによって位相‐時間関係が
元の状態と異なってくる。特にカセットテープを再生し
た際には走行系の不安定要因によって音声信号の位相ず
れが大きく、そして音声信号の周波数が高い程位相ずれ
が大きくなる。このため、後述の演算処理を行なっても
音声信号を減衰させることが難かしくなる。この状態を
防ぐために第２の遅延手段３で遅延時間を調整し、ステ
レオ信号の音声信号がそれぞれ同位相になるごとく補償
する。

つぎに、第１の遅延手段２の出力と第２の遅延手段３の
出力とは減算器４で減算される。いま、第１の遅延手段
２の出力と第２の遅延手段３の出力とにおいて音声信号
が同位相に調整された状態とすれば、減算器４で音声信
号は減算されて減衰する。一方、伴奏信号については第
１の遅延手段２の出力および第２の遅延手段３の出力に
おいても位相が異なっており（ステレオ信号の伴奏は元
の状態においてもチャンネル間で異なっている）、減算
器４では減衰されずに出力される。

したがって、ユーザーは出力端子11に接続した拡声装置
（図示せず）で音を聴きながら、可変抵抗器303を調整
して音声信号成分が最も小さくなる状態に設定すれば伴
奏音だけを聴くことができる。

発明が解決しようとする問題点上記構成の従来の音声信号減衰装置ではつぎのような問
題点を有していた。すなわち、記録媒体や放送媒体等の
ステレオ信号形成方法として、音声信号はそれぞれのチ
ャンネルに同位相に保たれていたとしてもそれらの再生
手段や受信手段の性能の不安定さやバラツキにより位相
関係がくずれる。特にカセットテープを再生した際には
その影響が大きく、テープ巻始で可変抵抗器303を調整
してもテープ巻終りでは再調整しなければならないこと
もある。また、記録媒体を再生する手段を選択切換する
ごとに可変抵抗器303を調整しなければならないことも
ある。さらに、ラジオやテレビを受信する場合には可変
抵抗器303を調整している間に必要とした歌の放送が終
ってしまうという問題点もある。

本発明は上記問題点に鑑み、自動化により調整の繁雑さ
を解消するとともに音声信号の減衰動作が安定して得ら
れる音声信号減衰装置を提供するものである。

問題点を解決するための手段上記目的を達成するために本発明の音声信号減衰装置
は、相互に関連のあるマルチチャンネル信号の一方のチ
ャンネルの信号を遅延する第１の遅延手段と、他方のチ
ャンネルの信号を遅延する第２の遅延手段と、前記第１
の遅延手段の出力に含まれる音声信号を抽出しそれに同
期したパルス信号を発生する第１のパルス発生手段と、
前記第２の遅延手段の出力に含まれる音声信号を抽出し
それに同期したパルス信号を発生する第２のパルス発生
手段と、前記第２のパルス発生手段の出力を遅延してパ
ルス信号を発生する第３のパルス発生手段と、前記第１
のパルス発生手段の出力パルス信号と前記第２のパルス
発生手段の出力パルス信号との位相差を検出するととも
に、前記第１のパルス発生手段の出力パルス信号と前記
第３のパルス発生手段の出力パルス信号との位相差を検
出して、この両位相差を比較した結果により前記第２の
遅延手段もしくは前記第１の遅延手段または前記第１の
遅延手段および前記第２の遅延手段の遅延時間を制御す
る位相比較手段と、前記第２の遅延手段の出力を前記第
３のパルス発生手段の遅延時間のほぼ半分の時間分さら
に遅延する第３の遅延手段と、前記第１の遅延手段の出
力と前記第３の遅延手段の出力と２つの出力間の減算を
行う減算手段とを備えた構成となっている。

作用本発明の音声信号減衰装置は、第１の遅延手段の出力の
音声信号を抽出するとともにこの音声信号に同期した第
１のパルス信号を第１のパルス発生手段で発生させ、第
２の遅延手段の出力に含まれる音声信号に同期した第２
のパルスを第２のパルス発生手段で発生させ、その上に
第２のパルスを一定時間遅延した第３のパルスを第３の
パルス発生手段で発生させるとともにこれらの各出力パ
ルス信号を位相比較手段で論理演算することによって、
第１のパルス発生手段の出力パルス信号と第２のパルス
発生手段の出力パルス信号との位相差を検出するととも
に、第１のパルス発生手段の出力パルス信号と第３のパ
ルス発生手段の出力パルス信号との位相差を検出して、
この両位相差を比較した結果にもとづいて第２の遅延手
段もしくは第１の遅延手段または第１および第２図の遅
延手段の遅延時間を自動制御することによって減算手段
で音声信号を安定して減衰させることが可能となるもの
である。また、上記構成により調整する手間がはぶけて
操作性が一段と向上するものである。

実施例以下、本発明の一実施例の音声信号減衰装置について図
面を参照しながら説明する。

第１図は本発明の実施例における音声信号減衰装置のブ
ロック図である。第２図から第５図は各部の詳細図であ
る。1Aは、マルチチャンネル信号の一方の信号が供給さ
れる入力端子、1Bは、マルチチャンネル信号の他方の信
号が供給される入力端子である。２は、第１の遅延手段
であり、例えば″バケットブリゲートディバイス″（以
下BBDと呼称する）と呼ばれる電子式遅延素子やクロッ
ク信号を発生する発振器（いずれも図示せず）から構成
する。３は、第２の遅延手段であり第２図に示すように
遅延器301と周波数可変発振器302から構成する。そし
て、遅延器301にはBBDを用いる。４は、減算手段であり
減算増幅器で構成する。５は、第３の遅延手段でありBB
Dを用いて構成することも可能であるが、抵抗器とコン
デンサ（いずれも図示せず）の組合せによって構成する
ことも可能である。６は、第１のパルス発生手段であり
第３図のように音声信号を抽出するバンドパスフィルタ
601と音声信号に同期したパルス出力を発生するパルス
発生器602で構成する。７は、第２のパルス発生手段で
あり第１のパルス発生手段６と同じ構成にする。８は、
第３のパルス発生手段であり、第４図に示すように遅延
回路801と波形整形器802から構成する。そして、遅延回
路801はBBDを用いても良いが抵抗器とコンデンサ（いず
れも図示せず）の組合せによっても実現できる。９は、
位相比較手段であり第５図に示すように排他的OR回路90
4および905,トランジスタ907および908,抵抗器906およ
び909,コンデンサ910から構成する。11は、出力端子で
ある。

以上のように構成された音声信号減衰装置の動作につい
て説明する。

まず、入力信号について述べる。プロ歌手の歌声などの
音声信号と楽器などの伴奏信号が合成されており、か
つ、相互に相関のあるマルチチャンネル信号、例えばス
テレオ信号を本装置の入力信号とする。最近では立体音
場再現手段の一つとして″AVサラウンド″と呼称される
ような４チャンネル信号を扱う機器も増えてきている
が、これらもステレオ信号の一種と見なすものとする。
そして総称として以後ステレオ信号と呼ぶ。

ところで、一般にステレオ方式では二つの信号間におい
て音声信号を同位相にすることが多い。これは、二つの
信号間において音声信号の位相が異なっていたり変化す
るとステレオ再生した場合に音声の音像が中央に定位せ
ず、いずれか一方へ種動したような位置に再現され、ま
た、その位置が不安定に変化するといった問題を生ず
る。さらに、ステレオ信号をモノラル再生した場合には
音声信号が相殺されて元の大きさよりも小さくなること
もある。このような状態を防ぐために一般に音声信号は
各チャンネルに同位相の関係になるごとく形成される。
これに対して、伴奏信号は臨場感を出すためにステレオ
信号のチャンネル間で別別の楽器信号が入るように形成
されることが多い。

このステレオ信号を記録媒体から再生したり放送電波か
ら受信したりする際に機器の性能差、バラツキ、不安定
要因などによって再現されたステレオ信号のチャンネル
間に元の状態と異なる時間差が生じたり位相差が生じる
ことがある。例えばカセットテープをテープレコーダで
再生したときにはチャンネル間における音声信号の時間
ずれが200マイクロ秒から300マイクロ秒になることもあ
る。

これらの時間ずれあるいは位相ずれがあるとステレオ信
号から音声信号を減衰させることが難かしくなる。本発
明の音声信号減衰装置では上記時間ずれや位相ずれがあ
っても自動的にこれらを補償し、その後の演算処理によ
って音声信号レベルを安定に減衰させるものである。

つぎに各部の詳細な説明を行なう。第１の遅延手段２
は、入力端子1Aに供給されたステレオ信号の一方の信号
を遅延する。そして、その遅延時間T₁はBBDの段数とク
ロック周波数により決まる。また、第２の遅延手段３
は、入力端子1Bに供給されたステレオ信号の他方の信号
を遅延する。そして、その遅延時間T₂は第２図に示す遅
延器301を構成するBBDの段数と周波数可変発振器302の
発振周波数によって決まり、周波数可変発振器302の発
振周波数の制御により上記遅延時間T₂を変えることがで
きる。

いま、入力端子1Aに供給される信号を基準にして入力端
子1Bに供給される信号の時間ずれをt_nとすると、 t_n＝T₁−T₂ ……（１）のような関係が成立するようにT₂を制御すれば、ステレ
オ信号の元の位相・時間関係にもどすことができる。基
本的には（１）式が成立すれば音声信号を減算して減衰
させることが可能であるが、本発明の装置では（１）式
から多少異なるので詳細は後述する。

つぎに自動制御の動作について説明する。第１のパルス
発生手段６は、第３図に示すバンドパスフィルタ601と
パルス発生器602を有している。バンドパスフィルタ601
は中心周波数が約700ヘルツのフィルタであり音声信号
成分の基本波成分あるいは高調波成分を通過させる。こ
れによって音声信号の抽出が可能となる。パルス発生器
602は、バンドパスフィルタの出力信号に同期したパル
ス出力を発生するもので、例えばバンドパスフィルタの
出力信号の正の半サイクル期間だけ正のパルス出力信号
を発生する回路である。そして、これは演算増幅器ある
いはコンパレータと呼ばれる回路構成で実現できる。し
たがって、第１のパルス発生手段６は、第１の遅延手段
２の出力から音声信号を抽出するとともにそれに同期し
たパルス出力を発生する。

つぎに、第２のパルス発生手段７について説明する。第
２のパルス発生手段７は、第１のパルス発生手段６と同
じ構成であり第３図に示す内部構成とする。そして、第
２のパルス発生手段７は、第２の遅延手段３の出力から
音声信号成分を抽出し、これに同期したパルス信号を発
生する。この基本動作は第１のパルス発生手段６と同様
である。

第３のパルス発生手段８は、本発明の第１の特徴であ
り、第２のパルス発生手段７の出力パルスを一定時間遅
延させる。その目的は、後述の位相差検出動作において
位相（または時間）が遅れているのか、あるいは進んで
いるのか方向を判別することができるようにすることに
ある。そして、第３のパルス発生手段８の遅延時間T
_mは、制御系の感度ならびロックインレンジ等を考慮し
て約30マイクロ秒に設定している。

つぎに、位相比較手段９の動作について説明する。位相
比較手段９は、第５図に示す構成を用いており排他的OR
回路905で第１のパルス発生手段の出力信号と第２のパ
ルス発生手段の出力信号との位相差を、排他的OR回路90
4で第１のパルス発生手段の出力信号と第３のパルス発
生手段の出力信号との位相差を検出する。そして、トラ
ンジスタ907および908ならびにコンデンサ910により位
相差を電圧に変換する動作を行う。いま、第６図に示す
ように第１のパルス発生手段６の出力パルスが第６図イ
のように発生しており、第２のパルス発生手段７の出力
パルスが第６図ロのように発生してその位相差φ_０があ
り、さらに第３のパルス発生手段８の出力パルスが第６
図ハのように発生している状態を仮定する。そして、第
６図において正の出力レベルの場合はＨ記号、零もしく
は負の出力レベルの場合はＬ記号で表すものとする。排
他的OR回路905は、入力端子903と902、すなわち第１の
パルス発生手段６の出力と第２のパルス発生手段７の出
力との排他的論理和を演算する。これは、一般的に″Ex
clusive-OR″と呼ばれる動作である。例えば、第６図の
時刻t₀においては、第１のパルス発生手段６の出力であ
る波形イがＨレベルであり、第２のパルス発生手段７の
出力である波形ロがＬレベルであることから、排他的OR
回路905の出力は波形ニに示すようにＨレベルとなる。
そして、時刻t₁では波形ロがＨレベルであり、また、波
形イもＨレベルであることから、排他的OR回路905の出
力は波形ニに示すようにＬレベルになる。そして、排他
的OR回路905の出力は、波形ニに示すように時刻t₃まで
Ｌレベルを保持する。時刻t₃では、波形イがＬレベル
に、波形ロがＨレベルになっていることから排他的OR回
路905の出力は、波形ニに示すようにＨレベルになる。
以後の時刻においても上記のような動作になる。また、
排他的OR回路904は、入力端子903と入力端子901との信
号の排他的論理和を演算するもので、時刻t₀において波
形イがＨレベルであり、第３のパルス発生手段８の出力
である波形ハがＬレベルであることから、波形ホのよう
にＬレベルの出力になる。そして、時刻t₂まではこの状
態を保持する。時刻t₂において、波形イがＨレベルであ
り、波形ハがＨレベルであることから排他的OR回路904
は、Ｈレベルの出力を波形ホのように生ずる。そして、
時刻t₃において波形イがＬレベルになり、波形ハがＨレ
ベルであることから、排他的OR回路904はＬレベルの出
力を波形ホのように生ずる。時刻t₃以後については、排
他的OR回路904は上記動作をくり返す。

なお、排他的OR回路904の出力は、排他的OR動作と反転
動作が合成されたものであるが、これも総称として排他
的OR回路と呼ぶことにする。

ところで、第６図の波形イとロについて着目するなら
ば、波形イは時刻t₀でＨレベルになり波形ロは時刻t₁に
おいてＨレベルになることから波形イが波形ロよりも時
間的に進んだ状態である。位相について表現しても波形
イが進んだ状態である。この状態は、第１の遅延手段２
の出力における音声信号が第２の遅延手段３の出力にお
ける音声信号よりも時間的あるいは位相的に進んでいる
ことを意味している。

つぎに、排他的OR回路905から駆動されるトランジスタ9
08は、排他的OR回路905がＨレベルの期間だけ導通す
る。また、排他的OR回路904から駆動されるトランジス
タ907は、排他的OR回路904がＬレベルの期間だけ導通す
る。そして、コンデンサ910には、トラジスタ907から正
の電流が充電され、トランジスタ908から負の電流が充
電される。

なお、抵抗器906および抵抗器909は各トランジスタ907
および908の各電流値を制限するものである。

コンデンサ910は、上記正または負の電流が供給される
ことから、つぎのような電圧V_cになる。

V_c＝（I/C）｛（t₂−t₀）−（t₁−t₀）｝ ……（２）ただし、 I:トランジスタ907または908の電流 C:コンデンサ910の容量すなわち、第６図において波形ホがＬレベルの期間（t₂
−t₀）は正の電圧に、波形ニがＨレベルの期間（t₁−
t₀）は負の電圧に充電される。そして、t₀からt₃までを
コンデンサ910の充放電の１周期として平均値を求める
と、上記（２）式のような値になる。

なお、第１のパルス発生手段６の出力波形イと第２のパ
ルス発生手段７の出力波形ロとの位相差φ_０、および、
第３のパルス発生手段８の遅延時間T_mを用いて（２）式
をあらわすと、第６図の関係から次式のようになる。

V_c＝（I/C）｛（Ｋφ_０＋T_m）−（Ｋφ_０）｝＝（I/C）｛T_m｝ ……（３）ただし、（t₂−t₀）＝Ｋφ_０＋T_m （t₁−t₀）＝Ｋφ_０,K:定数すなわち、コンデンサ910の電圧は（３）式に示すよう
に１周期当りT_mに相当する正の電圧が充電される。そし
て、この状態がＮサイクルの期間続けば、コンデンサ91
0の電圧は（３）式のV_cのＮ倍まで充電される。

なお、第６図において波形イが波形ロより遅れた場合に
はコンデンサ910に負の電圧が充電されるが、詳細な説
明は省略する。

また、入力端子903は第１のパルス発生手段６に、入力
端子902は第２のパルス発生手段７に、入力端子901は第
３のパルス発生手段８にそれぞれ接続するが、この組合
せを展開応用することも可能である。

さらに、位相比較手段９はマイクロコンピュータ（図示
せず）を用いて構成することも可能である。

つぎに第２の遅延手段３の遅延時間T₂の制御について説
明する。位相比較手段９のコンデンサ910の電圧は、第
２の遅延手段３を構成する周波数可変発振器302（第２
図参照）へ供給する。この周波数可変発振器302は、一
般に″VCO″と呼ばれるもので制御電圧に対応して発振
周波数が変化する。

いま、第６図のようにコンデンサ910の電圧が正の値V_c
のときには、周波数可変発振器302の発振周波数が高く
なり、その結果、遅延器301の遅延時間T₂は小さくな
り、位相遅れが少なくなる。また、第２のパルス発生手
段７の出力パルスも位相遅れが少なくなり、第６図にお
いて波形ロが波形イに時間的もしくは位相的に接近す
る。この状態がＮサイクル経続すると、今後はT₂が小さ
くなりすぎて、波形ロが波形イよりも進み位相の状態に
なる。そして、この進み状態がＮサイクルつづくと、コ
ンデンサ910の電圧は、負の方向へ充電され、また逆の
動作になる。このような動作を交互にくり返しながら制
御系としては安定点に制御される。その安定点は、第６
図の波形ニのＨレベルの期間と波形ホのＬレベルの期間
が等しくなる状態である。また、波形ホには第３のパル
ス発生手段８の遅延時間T_m、すなわち波形ロから波形ハ
が遅延される時間を含んでいるために、この時間T_mを波
形ニと波形ホで打消し合う状態になる。換言すれば、波
形ニは時刻t₀よりも以前にT_mの半分に相当する期間、Ｈ
レベルになり、波形ホはT_mの半分に相当する期間で、か
つ、時刻t₀よりも後にＬレベルになる。そして、波形ロ
は、波形イよりもT_mの半分だけ位相的あるいは時間的に
進んだ状態となることが明らかである。この状態におけ
る各部の波形を第６図と同じ記号を用いて表すと第７図
のようになる。

なお、上記安定点における波形イと波形ロとの時間差
（T_m/2）が生じるということは、第１の遅延手段２の出
力に含まれる音声信号成分と、第２の遅延手段３の出力
に含まれる音声信号成分との間にも同じ時間差が生じて
いることになる。この時間差（T_m/2）は、後述の減算手
段４および第３の遅延手段５の動作に影響があるので重
要である。

ところで、位相比較手段９は、その位相差検出範囲が広
く精度が高い方が望ましいが、複雑になるとともに高価
になるなどの問題がある。本発明では、第３のパルス発
生手段８を用いることにより位相比較手段９において位
相差の検出が簡単な構成で容易に出来る特長がある。ま
た、第３のパルス発生手段８における遅延時間T_mを小さ
くする程、第３のパルス発生手段８における遅延回路80
1を簡単な構成にすることができる。いま、上記遅延時
間T_mは、位相比較手段９の位相検出能力を考慮して30マ
イクロ秒程度に設定したとする。この場合には、遅延回
路801は抵抗器とコンデンサ（いずれも図示せず）とで
簡単に構成できるという特長を有する。このように、第
３のパルス発生手段８を用いることが、本発明の第１の
特徴である。

また、第１のパルス発生手段６、第２のパルス発生手段
７および第３のパルス発生手段８の各出力パルスを位相
比較手段９で論理演算して位相ずれもしくは時間ずれを
検出し、第２の遅延手段３の遅延時間を制御しているこ
とから、従来例のように可変抵抗器303を調整する手間
を必要とせず、操作性が一段と向上する。その結果、放
送電波を受信している際に、望みの曲に対して最初から
音声を減衰させることができるという特長をもってい
る。すなわち、本発明により操作性の向上と適応性の向
上が実現できるという第２の特長を有する。

なお、第１図においては第２の遅延手段３の遅延時間T₂
を制御する構成としたが、逆に第１の遅延手段２を位相
比較手段９から制御して、同様の作用効果を得ることも
可能である。ただし、この際には、コンデンサ910の電
圧を反転し、第１の遅延手段２の周波数可変発振器（図
示せず）を制御すれば実現できる。また、第１の遅延手
段２と第２の遅延手段３を同時に制御することも可能で
あり、この場合にはそれぞれの遅延手段T₁とT₂が逆方向
に変化するよう制御すれば、遅延時間の可変範囲が狭く
ても同じ効果が得られる。

つぎに、音声信号の減衰動作について説明する。第１の
遅延手段２の出力信号は、減算手段４へ供給する。第２
の遅延手段３の出力信号は、第３の遅延手段５を介して
減算手段４へ供給する。この第３の遅延手段５の作用に
ついて、まず説明する。本発明の装置において、位相も
しくは時間の制御の際に安定点、すなわち平衡状態にて
第７図の波形イと波形ロとの間に（T_m/2）の時間差があ
り、かつ、波形ロが波形イよりも進んでいることを記述
した。この状態は、第２の遅延手段３の出力に含まれる
音声信号が第１の遅延手段２の出力に含まれる音声信号
よりも時間的に（T_m/2）だけ進んでいることを意味す
る。したがって、第３の遅延手段５は、後述の減算手段
４の減衰効果を高めるために第２の遅延手段３の出力を
時間的に（T_m/2）だけ遅らせる働きを行なう。

なお、第３の遅延手段５の遅延時間は、本実施例では第
３のパルス発生手段８の遅延時間T_mを30マイクロ秒に設
定していることから、その半分の15マイクロ秒に設定し
た。これにより、第３の遅延手段５は、抵抗器とコンデ
ンサ（いずれも図示せず）により簡単に構成できる。

上記第３の遅延手段５の遅延作用により、減算手段４
は、第１の遅延手段２の出力に含まれる音声信号と第２
の遅延手段３の出力に含まれる音声信号とが同位相にな
っていることから減算作用により音声信号を大幅に減衰
する。

一方、伴奏信号については、ステレオまたはマルチチャ
ンネル信号のため各チャンネル間で独立していたり、位
相が異なっていたりするため、減算手段４を通過させて
もほとんど減衰しない。この理由としては、上記ステレ
オ信号において元から各チャンネル間で異なっており、
第２の遅延手段３にて遅延時間T₂を制御しても第３の遅
延手段５における伴奏信号成分が第１の遅延手段２に含
まれる伴奏信号と同位相にはなりえず、減算手段４では
これらの成分はほとんど減衰しない。

以上のことから、減算手段４では、ステレオ信号または
マルチチャンネル信号に含まれる音声信号成分を減衰
し、伴奏信号成分についてはほとんど減衰せずに出力端
子11へ出力する。

そして、ユーザーは、この伴奏音を聴きながら歌を歌っ
たり、練習を行なったりすることができる。特に、プロ
歌手なみの伴奏で歌えることは、その充実感が大なるも
のである。また、伴奏音だけをバックグランドミュージ
ックとして活用することもできる。

なお、新曲や初めての曲を練習する際には、音声信号と
伴奏信号音を同時に聴くと速く覚えられる。この際に
は、第１の遅延手段２の出力あるいは第３の遅延手段５
の出力のいずれか一方、または、両方の混合出力を出力
端子11に出力する構成に展開応用すれば実現できる。

発明の効果以上のように本発明では、第１のパルス発生手段により
第１の遅延手段の出力に含まれる音声信号を抽出してこ
れに同期したパルスを発生させ、第２のパルス発生手段
により第２の遅延手段の出力に含まれる音声信号を抽出
してこれに同期したパルスを発生させ、位相比較手段に
て位相または時間のずれを検出していることから、位相
比較手段の構成が簡単になるとともに検出精度が向上す
るというすぐれた効果をもっている。

また、第２のパルス発生手段の出力を遅延させる第３の
パルス発生手段を備え、第１のパルス発生手段、第２の
パルス発生手段および第３のパルス発生手段の各出力パ
ルスを位相比較手段で論理演算していることから、位相
比較手段では進みまたは遅れ位相の検出が容易に行なえ
るとともに、簡単な構成で実現できるというすぐれた効
果を有する。

さらに、位相比較手段から第２の遅延手段もしくは第１
の遅延手段の遅延時間を自動制御していることから、従
来例で必要とした調整の手間がはぶけ操作性ならびに速
応性が一段と向上し、ラジオやテレビ受信時に威力を発
揮できるというすぐれた効果を有する。

その上に、減算手段ではマルチチャンネル信号のうち、
位相制御されたほぼ同位相の音声信号成分を減衰させ、
伴奏信号成分はほとんど減衰させないことから、市販の
歌声入り音源媒体を用いて歌の練習ができ、上達すれば
プロ歌手なみに伴奏音だけで歌えるというすぐれた効果
を有する。

その他に、第３のパルス発生手段の遅延時間ならびに第
３の遅延手段の遅延時間を短かく設定していることか
ら、これらを簡単に構成できるというすぐれた効果を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるブロック図、第２図
から第５図までは各部の構成図、第６図および第７図は
タイミングチャート図、第８図は従来例のブロック図で
ある。２……第１の遅延手段、３……第２の遅延手段、４……
減算手段、５……第３の遅延手段、６……第１のパルス
発生手段、７……第２のパルス発生手段、８……第３の
パルス発生手段、９……位相比較手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】相互に関連のあるマルチチャンネル信号の
一方のチャンネルの信号を遅延する第１の遅延手段と、他方のチャンネルの信号を遅延する第２の遅延手段と、前記第１の遅延手段の出力に含まれる音声信号を抽出し
それに同期したパルス信号を発生する第１のパルス発生
手段と、前記第２の遅延手段の出力に含まれる音声信号を抽出し
それに同期したパルス信号を発生する第２のパルス発生
手段と、前記第２のパルス発生手段の出力を遅延してパルス信号
を発生する第３のパルス発生手段と、前記第１のパルス発生手段の出力パルス信号と前記第２
のパルス発生手段の出力パルス信号との位相差を検出す
るとともに、前記第１のパルス発生手段の出力パルス信
号と前記第３のパルス発生手段の出力パルス信号との位
相差を検出して、この両位相差を比較した結果により前
記第２の遅延手段もしくは前記第１の遅延手段または前
記第１の遅延手段および前記第２の遅延手段の遅延時間
を制御する位相比較手段と、前記第２の遅延手段の出力を前記第３のパルス発生手段
の遅延時間のほぼ半分の時間分さらに遅延する第３の遅
延手段と、前記第１の遅延手段の出力を前記第３の遅延手段の出力
との２つの出力間の減算を行う減算手段とを備えたこと
を特徴とする音声信号減衰装置。