JPH0748683B2 - 電力線搬送信号伝送装置およびその信号復調回路 - Google Patents
電力線搬送信号伝送装置およびその信号復調回路Info
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- JPH0748683B2 JPH0748683B2 JP63225270A JP22527088A JPH0748683B2 JP H0748683 B2 JPH0748683 B2 JP H0748683B2 JP 63225270 A JP63225270 A JP 63225270A JP 22527088 A JP22527088 A JP 22527088A JP H0748683 B2 JPH0748683 B2 JP H0748683B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、シリアル信号からなる送信データを配電線等
の電力線の零相回路を利用して伝送する電力線搬送信号
伝送装置およびその信号復調回路に関し、特に零相電圧
に含まれる低次および高次周波数の外乱を受けずに送信
データを復調する技術に関する。
の電力線の零相回路を利用して伝送する電力線搬送信号
伝送装置およびその信号復調回路に関し、特に零相電圧
に含まれる低次および高次周波数の外乱を受けずに送信
データを復調する技術に関する。
電力線搬送による信号伝送の基本原理については、文献
（日立評論VoL.65,No.6（1983-6）宮原・池田他「配電
線利用情報伝送システムの開発」）に記載されている。
（日立評論VoL.65,No.6（1983-6）宮原・池田他「配電
線利用情報伝送システムの開発」）に記載されている。
また、特開昭58-51630号公報には、残留零相電圧の影響
を受けずに復調する技術が記載されている。
を受けずに復調する技術が記載されている。
また、特開昭59-62251号公報には、信号を微分処理する
ことにより、低次周波数および残留零相電圧の影響を排
除する技術が記載されている。
ことにより、低次周波数および残留零相電圧の影響を排
除する技術が記載されている。
上記従来技術によれば、残留零相電圧や低次周波数の影
響を排除できるが、高調波の影響については配慮されて
おらず、零相電圧等に高調波が含まれるような場合に
は、信号伝送の信頼度が低下するおそれがあるという問
題があった。
響を排除できるが、高調波の影響については配慮されて
おらず、零相電圧等に高調波が含まれるような場合に
は、信号伝送の信頼度が低下するおそれがあるという問
題があった。
なお、高調波の要因としては次の二点が考えられる。
送信データに従って零相電圧を変化させる方法は、一
般に電力線の基準相の周波数に同期させて、接地回路の
インピーダンスをオン・オフすることによりなされる。
このオン・オフの瞬間に高調波が発生しやすい。
般に電力線の基準相の周波数に同期させて、接地回路の
インピーダンスをオン・オフすることによりなされる。
このオン・オフの瞬間に高調波が発生しやすい。
復調回路においては、一般に基準相の電圧と零相電圧
を乗算することがなされる。この乗算により信号の２倍
の高調波が発生するが、この２倍調波を完全に除去し
て、信号の基本波のみを通過させるようなフィルタを実
現することは困難であり、ある程度の高調波成分が残
る。
を乗算することがなされる。この乗算により信号の２倍
の高調波が発生するが、この２倍調波を完全に除去し
て、信号の基本波のみを通過させるようなフィルタを実
現することは困難であり、ある程度の高調波成分が残
る。
しかして、高調波成分が残ると、信号のレベルに基づい
て信号成分を検出する比較判断において誤判定するおそ
れがあり、信号伝送の信頼度が低下することになるので
ある。
て信号成分を検出する比較判断において誤判定するおそ
れがあり、信号伝送の信頼度が低下することになるので
ある。
本発明の目的は、高調波成分の影響を受けずに信号を復
調し、データ伝送の信頼性を向上させる電力線搬送信号
復調回路を提供することにある。
調し、データ伝送の信頼性を向上させる電力線搬送信号
復調回路を提供することにある。
また、そのような信号復調回路を有してなる信頼度の高
い電力線搬送信号伝送装置を提供することにある。
い電力線搬送信号伝送装置を提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明は、三相電力線に設定
された基準相電圧に同期させて、かつ当該基準相周波数
の整数ｎサイクルを１ビットデータとして、当該電力線
の零相電圧を送信データに従って変化させる送信手段
と、前記電力線から検出した基準相電圧と零相電圧の積
を求める乗算回路と、該乗算回路出力を入力とし前記基
準相電圧と零相電圧の乗算時に発生する第２高調波を減
衰させる第１のフィルタと、該第１のフィルタ出力に基
づいて前記送信データを復調する波形整形回路とを有し
てなる受信手段とから構成される電力線搬送信号伝送装
置において、 前記第１のフィルタ出力を入力とし中心周波数が前記基
準周波数の1/2nで周波数選択度Ｑがほぼ0.5の帯域通過
型である第２のフィルタを前記受信手段に設けたことを
特徴とする 〔作用〕 上記構成によれば、第１のフィルタ出力に含まれる高調
波、例えば送信データに従って零相回路のインピーダン
スをオン、オフする際に発生し送信データに含まれるも
の、信号復調回路の乗算回路で基準相電圧と零相電圧の
積を求める時に発生する第２高調波を第１のフィルタで
除去できなかったものを第２のフィルタで除去すること
により、１ビットデータのサイクル数ｎの変化に対応し
て高調波成分による誤動作無しに信号を復調し、データ
伝送の信頼性を向上させることができる。
された基準相電圧に同期させて、かつ当該基準相周波数
の整数ｎサイクルを１ビットデータとして、当該電力線
の零相電圧を送信データに従って変化させる送信手段
と、前記電力線から検出した基準相電圧と零相電圧の積
を求める乗算回路と、該乗算回路出力を入力とし前記基
準相電圧と零相電圧の乗算時に発生する第２高調波を減
衰させる第１のフィルタと、該第１のフィルタ出力に基
づいて前記送信データを復調する波形整形回路とを有し
てなる受信手段とから構成される電力線搬送信号伝送装
置において、 前記第１のフィルタ出力を入力とし中心周波数が前記基
準周波数の1/2nで周波数選択度Ｑがほぼ0.5の帯域通過
型である第２のフィルタを前記受信手段に設けたことを
特徴とする 〔作用〕 上記構成によれば、第１のフィルタ出力に含まれる高調
波、例えば送信データに従って零相回路のインピーダン
スをオン、オフする際に発生し送信データに含まれるも
の、信号復調回路の乗算回路で基準相電圧と零相電圧の
積を求める時に発生する第２高調波を第１のフィルタで
除去できなかったものを第２のフィルタで除去すること
により、１ビットデータのサイクル数ｎの変化に対応し
て高調波成分による誤動作無しに信号を復調し、データ
伝送の信頼性を向上させることができる。
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。
第１図は、本実施例を適用してなる電力線搬送信号伝送
装置の受信手段のブロック構成図である。高圧配電線１
には、基準相電圧と零相電圧とを検出するための高圧結
合器２が接続されている。高圧結合器２からは基準相分
圧４と零相分圧５とが出力され、信号復調回路３に入力
されている。絶縁回路6,7は復調回路３を大地電位から
絶縁するために挿入されたもので、複数の復調回路と高
圧結合器が並列的に配置される場合に、大地（アース）
回路を介して回り込み動作を防止するものである。入力
フィルタ回路８は基準相分圧４のゲインと移相を調整し
て基準相電圧信号10を出力する回路である。入力フィル
タ回路９は零相分圧５のゲインと移相を調整して零相電
圧信号11を出力する回路である。入力フィルタ回路8,9
の出力は乗算器12において乗算され、この積出力13は第
１のフィルタ回路14に入力される。第１のフィルタ回路
14は基準相周波数（系統周波数）の２倍周波である第２
高調波を除去する特性を有する。この第１のフィルタ回
路14の出力15を入力とする第２のフィルタ回路16は、中
心周波数f0が基準相周波数の略1/2nで、周波数選択度Ｑ
＝0.5の帯域通過フィルタ回路となっている。この第２
のフィルタ回路16の出力17は波形整形回路18に入力さ
れ、ここで送信データに対応した波形の受信データ19に
整形されて出力される。
装置の受信手段のブロック構成図である。高圧配電線１
には、基準相電圧と零相電圧とを検出するための高圧結
合器２が接続されている。高圧結合器２からは基準相分
圧４と零相分圧５とが出力され、信号復調回路３に入力
されている。絶縁回路6,7は復調回路３を大地電位から
絶縁するために挿入されたもので、複数の復調回路と高
圧結合器が並列的に配置される場合に、大地（アース）
回路を介して回り込み動作を防止するものである。入力
フィルタ回路８は基準相分圧４のゲインと移相を調整し
て基準相電圧信号10を出力する回路である。入力フィル
タ回路９は零相分圧５のゲインと移相を調整して零相電
圧信号11を出力する回路である。入力フィルタ回路8,9
の出力は乗算器12において乗算され、この積出力13は第
１のフィルタ回路14に入力される。第１のフィルタ回路
14は基準相周波数（系統周波数）の２倍周波である第２
高調波を除去する特性を有する。この第１のフィルタ回
路14の出力15を入力とする第２のフィルタ回路16は、中
心周波数f0が基準相周波数の略1/2nで、周波数選択度Ｑ
＝0.5の帯域通過フィルタ回路となっている。この第２
のフィルタ回路16の出力17は波形整形回路18に入力さ
れ、ここで送信データに対応した波形の受信データ19に
整形されて出力される。
以下、本実施例の詳細構成を動作とともに説明する。
高圧配電線１の基準相電圧は高圧結合器２においてレベ
ル交換された後、入力フィルタ回路８を通り、第２図
（ａ）に示す波形の基準相電圧信号10として乗算器12に
入力される。
ル交換された後、入力フィルタ回路８を通り、第２図
（ａ）に示す波形の基準相電圧信号10として乗算器12に
入力される。
一方、図示していないが、送信手段により基準相電圧の
ｎサイクル長（ｎは１ビットデータを構成する基準周波
数の整数倍数）を１ビットデータとし、送信データの内
容に従って零相回路のインピーダンスを第２図（ｂ）に
示すようにオン・オフする。なお、第２図はｎ＝１の例
を示している。これにより、高圧結合器２を介して検出
され、かつ入力フィルタ回路９で処理された零相電圧信
号11の波形は第２図（ｃ）に示すものが得られる。
ｎサイクル長（ｎは１ビットデータを構成する基準周波
数の整数倍数）を１ビットデータとし、送信データの内
容に従って零相回路のインピーダンスを第２図（ｂ）に
示すようにオン・オフする。なお、第２図はｎ＝１の例
を示している。これにより、高圧結合器２を介して検出
され、かつ入力フィルタ回路９で処理された零相電圧信
号11の波形は第２図（ｃ）に示すものが得られる。
これら２つの信号10と11は乗算器12で乗算され、第２図
（ｄ）に示す積出力13となる。この積出力13は第１のフ
ィルタ回路14に入力され、ここにおいて基準相周波数の
第２高調波が除去され、第２図（ｅ）に示す波形の直流
分電圧信号15が得られる。
（ｄ）に示す積出力13となる。この積出力13は第１のフ
ィルタ回路14に入力され、ここにおいて基準相周波数の
第２高調波が除去され、第２図（ｅ）に示す波形の直流
分電圧信号15が得られる。
ここで、第２高調波を除去する第１のフィルタ回路14に
は第３図（ａ）〜（ｃ）に示す公知の回路が適用でき
る。同図（ａ）は抵抗R1とコンデンサC1により構成され
る１次の低域通過フィルタである。同図（ｂ）は抵抗R1
とR2，コンデンサC1とC2，オペアンプOAからなる２次の
低域通過フィルタである。同図（ｃ）は抵抗R1〜R4，コ
ンデンサC1〜C4，オペアンプOAからなる２次の帯域通過
フィルタである。このようなフィルタの組合せにより、
第２高調波や不要な高調波を減衰させるフィルタ回路を
構成できる。
は第３図（ａ）〜（ｃ）に示す公知の回路が適用でき
る。同図（ａ）は抵抗R1とコンデンサC1により構成され
る１次の低域通過フィルタである。同図（ｂ）は抵抗R1
とR2，コンデンサC1とC2，オペアンプOAからなる２次の
低域通過フィルタである。同図（ｃ）は抵抗R1〜R4，コ
ンデンサC1〜C4，オペアンプOAからなる２次の帯域通過
フィルタである。このようなフィルタの組合せにより、
第２高調波や不要な高調波を減衰させるフィルタ回路を
構成できる。
この第１フィルタ回路14から出力される直流分電圧信号
15は、第２図（ｅ）と（ｂ）を対比すれば判るように、
略送信データの内容に対応した信号として得られる。し
かし、前述した零相信号用のインピーダンスのオン・オ
フに伴う高調波等が含まれると、直流分電圧信号15は同
図（ｅ）に一点鎖線で示したものとなる。したがって、
この信号から直接比較器により復調しようとすると、ス
レッショルドレベルSHに高調波成分が引掛ることがあ
り、誤動作につながる。そこで、直流分電圧信号15をさ
らに第２のフィルタ回路16により処理するようにしてい
るのである。
15は、第２図（ｅ）と（ｂ）を対比すれば判るように、
略送信データの内容に対応した信号として得られる。し
かし、前述した零相信号用のインピーダンスのオン・オ
フに伴う高調波等が含まれると、直流分電圧信号15は同
図（ｅ）に一点鎖線で示したものとなる。したがって、
この信号から直接比較器により復調しようとすると、ス
レッショルドレベルSHに高調波成分が引掛ることがあ
り、誤動作につながる。そこで、直流分電圧信号15をさ
らに第２のフィルタ回路16により処理するようにしてい
るのである。
ここで、第２のフィルタ回路16について第４図〜第10図
により説明する。
により説明する。
まず、前述の直流分電圧信号15の波形から信号成分を検
出するには、入力電圧が正方向に変化したときにはその
変化量に比例した大きさの正の電圧を出力し、入力電圧
が負方向に変化したときにはその変化量に比例した大き
さの負の電圧を出力する特性の回路であればよい。この
ような回路としては第10図（ａ）に示すコンデンサＣと
抵抗Ｒによる微分回路あるいは第10図（ｂ）に示す抵抗
R1〜R3，コンデンサC1とオペアンプOAとからなる変化分
検出回路が知られている。しかしこれらの回路では、従
来技術の問題点で述べたように、低次周波数や高調波の
影響を除去することができない。
出するには、入力電圧が正方向に変化したときにはその
変化量に比例した大きさの正の電圧を出力し、入力電圧
が負方向に変化したときにはその変化量に比例した大き
さの負の電圧を出力する特性の回路であればよい。この
ような回路としては第10図（ａ）に示すコンデンサＣと
抵抗Ｒによる微分回路あるいは第10図（ｂ）に示す抵抗
R1〜R3，コンデンサC1とオペアンプOAとからなる変化分
検出回路が知られている。しかしこれらの回路では、従
来技術の問題点で述べたように、低次周波数や高調波の
影響を除去することができない。
そこで本実施例では第４図に示すような帯域通過フィル
タ回路を適用している。帯域通過フィルタ回路の特性を
表現する要素として周波数選択度Ｑと中心周波数f0があ
る。この周波数選択度Ｑと中心周波数f0の値による入出
力特性の差について、第５図と第６図に示した波形図に
より説明する。
タ回路を適用している。帯域通過フィルタ回路の特性を
表現する要素として周波数選択度Ｑと中心周波数f0があ
る。この周波数選択度Ｑと中心周波数f0の値による入出
力特性の差について、第５図と第６図に示した波形図に
より説明する。
第５図（ａ）は入力電圧を示したものであり、v1なる正
方向変化とv1なる負方向変化をしている。各変化点から
の時間T/2はf0の半サイクル分の時間を示している。な
お、Ｔ＝1/f0である。第５図（ｂ）はＱが小さい例であ
り、v1なる変化に比例したv2なる正負の出力を得ること
ができる。しかし１つの入力変化に対し出力が０となる
までにはT/2に比べ長い時間を必要とする。第５図
（ｃ）はＱが0.5程度の例であり、v1なる変化に比例し
たv2なる正負の出力を得ることができ、１つの入力変化
に対し出力が０となるまでの時間はT/2とほぼ同じであ
る。第５図（ｄ）はＱが高い例であり、v1なる変化に対
し、前記v2より小さいv3なる電圧を出力した後、１つの
変化に対しv3,v4,v5と減衰振動の出力となる。
方向変化とv1なる負方向変化をしている。各変化点から
の時間T/2はf0の半サイクル分の時間を示している。な
お、Ｔ＝1/f0である。第５図（ｂ）はＱが小さい例であ
り、v1なる変化に比例したv2なる正負の出力を得ること
ができる。しかし１つの入力変化に対し出力が０となる
までにはT/2に比べ長い時間を必要とする。第５図
（ｃ）はＱが0.5程度の例であり、v1なる変化に比例し
たv2なる正負の出力を得ることができ、１つの入力変化
に対し出力が０となるまでの時間はT/2とほぼ同じであ
る。第５図（ｄ）はＱが高い例であり、v1なる変化に対
し、前記v2より小さいv3なる電圧を出力した後、１つの
変化に対しv3,v4,v5と減衰振動の出力となる。
一方、第６図（ａ）は入力電圧がv1なる正方向変化した
後T/2時間後にv1なる負方向変化した例である。第６図
（ｂ）は第５図（ｂ）と同様にＱが小さい例であり、最
初の変化に対してはv2なる出力電圧を得ることができる
が、出力が０になる前に次の変化が入力されるため、v2
より小さいv3なる出力しか得ることができない。
後T/2時間後にv1なる負方向変化した例である。第６図
（ｂ）は第５図（ｂ）と同様にＱが小さい例であり、最
初の変化に対してはv2なる出力電圧を得ることができる
が、出力が０になる前に次の変化が入力されるため、v2
より小さいv3なる出力しか得ることができない。
第６図（ｃ）は第５図（ｃ）と同様Ｑが0.5程度の例で
あり、v1なる変化に対しv2なる正負の出力を得ることが
できる。
あり、v1なる変化に対しv2なる正負の出力を得ることが
できる。
第６図（ｄ）は第５図（ｄ）と同様Ｑが高い例であり、
v1なる２つの変化に対しv4,v5,v6，…と減衰振動の出力
となる。
v1なる２つの変化に対しv4,v5,v6，…と減衰振動の出力
となる。
第５図、第６図においては、f0を一定とし、Ｑを変えた
場合の差について説明したが、１つの変化に対し、１つ
の出力が得られること、同じ変化量に対し同一出力が得
られることがデータを再生するためには必要なことであ
ることから、Ｑは0.5程度の帯域通過フィルタが望まし
いことが判る。
場合の差について説明したが、１つの変化に対し、１つ
の出力が得られること、同じ変化量に対し同一出力が得
られることがデータを再生するためには必要なことであ
ることから、Ｑは0.5程度の帯域通過フィルタが望まし
いことが判る。
次にＱを一定とし、f0を変えた場合の差について述べ
る。
る。
第７図（ａ）は入力電圧を示したものであり、前記第５
図と同様v1なる正負の変化をしている。
図と同様v1なる正負の変化をしている。
第７図は、基準相周波数の1/2n倍の周波数、即ち信号成
分の最大周波数ｆについて、ｆ＝1/Tとしたときにおけ
る場合を示し、同図（ａ）はｆ＞f0の場合を示す。これ
によれば、v1なる変化に対しv2なる正負の出力を得るこ
とができる。しかし１つの入力変化に対し出力が０とな
るまでにはT/2に比べ長い時間を必要とする。これに対
し、第７図（ｃ）はｆ≒f0の例であり、v1なる変化に対
しv2なる正負の出力を得ることができ、１つの入力変化
に対し出力が０となるまでの時間はT/2とほぼ同じであ
る。一方、第７図（ｄ）はｆ＜f0の例であり、v1なる変
化に対しv2なる正負の出力を得ることができ、１つの入
力変化に対し出力が０となるまでの時間はT/2より小さ
い。
分の最大周波数ｆについて、ｆ＝1/Tとしたときにおけ
る場合を示し、同図（ａ）はｆ＞f0の場合を示す。これ
によれば、v1なる変化に対しv2なる正負の出力を得るこ
とができる。しかし１つの入力変化に対し出力が０とな
るまでにはT/2に比べ長い時間を必要とする。これに対
し、第７図（ｃ）はｆ≒f0の例であり、v1なる変化に対
しv2なる正負の出力を得ることができ、１つの入力変化
に対し出力が０となるまでの時間はT/2とほぼ同じであ
る。一方、第７図（ｄ）はｆ＜f0の例であり、v1なる変
化に対しv2なる正負の出力を得ることができ、１つの入
力変化に対し出力が０となるまでの時間はT/2より小さ
い。
第８図は第６図と同様に入力電圧がv1なる正方向変化し
た後T/2時間後にv1なる負方向変化した例である。
た後T/2時間後にv1なる負方向変化した例である。
第８図（ｂ）は第７図（ｂ）と同様ｆ＞f0の例であり、
最初の変化に対してはv2なる出力電圧を得るが、出力が
０になる前に次の変化が入力されるため、v2より小さい
v3なる出力電圧しか得ることができない。これに対し、
第８図（ｃ）は第７図（ｃ）と同様ｆ≒f0の例であり、
v1なる正負の変化に対しv2なる正負の出力電圧を得るこ
とができる。一方、第８図（ｄ）は第７図（ｄ）と同様
ｆ＜f0の例であり、v1なる正負の変化に対しv2なる正負
の出力電圧を得ることができる。
最初の変化に対してはv2なる出力電圧を得るが、出力が
０になる前に次の変化が入力されるため、v2より小さい
v3なる出力電圧しか得ることができない。これに対し、
第８図（ｃ）は第７図（ｃ）と同様ｆ≒f0の例であり、
v1なる正負の変化に対しv2なる正負の出力電圧を得るこ
とができる。一方、第８図（ｄ）は第７図（ｄ）と同様
ｆ＜f0の例であり、v1なる正負の変化に対しv2なる正負
の出力電圧を得ることができる。
以上のように、第７図、第８図からｆ≦f0なる中心周波
の帯域通過フィルタであれば入力の変化量に応じた出力
を得ることができる。しかし、この回路を適用する場合
にあっても、高調波に対する応答について考慮する必要
があるように、例えば、零相のインピーダンスをオンし
たときに、第９図（ａ）に示す入力電圧の正方向変化時
にv0なる高調波電圧が重畳される場合がある。第９図
（ｂ）はｆ≒f0の例における出力電圧であり、これによ
ればv0なる高調波に影響されないv2なる正負の出力電圧
を得ることができる。第９図（ｃ）はｆ＜f0の例におけ
る出力電圧であり、v0なる高調波とv1なる変化とが加算
されたv3なる正の出力電圧とv2なる負の出力電圧が得ら
れる。このように、v1なる変化量に対し、異なる出力電
圧が出力されると、波形整形回路において、検出レベル
の設定が困難となり、伝送信頼度低下につながる。
の帯域通過フィルタであれば入力の変化量に応じた出力
を得ることができる。しかし、この回路を適用する場合
にあっても、高調波に対する応答について考慮する必要
があるように、例えば、零相のインピーダンスをオンし
たときに、第９図（ａ）に示す入力電圧の正方向変化時
にv0なる高調波電圧が重畳される場合がある。第９図
（ｂ）はｆ≒f0の例における出力電圧であり、これによ
ればv0なる高調波に影響されないv2なる正負の出力電圧
を得ることができる。第９図（ｃ）はｆ＜f0の例におけ
る出力電圧であり、v0なる高調波とv1なる変化とが加算
されたv3なる正の出力電圧とv2なる負の出力電圧が得ら
れる。このように、v1なる変化量に対し、異なる出力電
圧が出力されると、波形整形回路において、検出レベル
の設定が困難となり、伝送信頼度低下につながる。
以上のことから、入力電圧の正負変化に対しその変化量
に比例した正負の出力を得る回路として、第４図の如き
帯域通過フィルタ回路を適用し、その周波数選択度Ｑと
中心周波数f0とを適当な値に選べばよいことがわかる。
例えば、Ｑについては少なくとも出力が非振動になれば
よい。
に比例した正負の出力を得る回路として、第４図の如き
帯域通過フィルタ回路を適用し、その周波数選択度Ｑと
中心周波数f0とを適当な値に選べばよいことがわかる。
例えば、Ｑについては少なくとも出力が非振動になれば
よい。
そこで、第１図に示した第２のフィルタ回路16は、Ｑ＝
0.5,f0＝1/2n×（基準相周波数）に設定した特性の帯域
通過フィルタを適用した。これにより、第２図（ｅ）に
示した直流分電圧信号15を入力すると、同図（ｆ）に示
した波形の変化分出力17が得られる。この変化分出力17
は波形整形回路18に導びかれ、ここにおいて送信データ
に一致した内容の信号に整形される。
0.5,f0＝1/2n×（基準相周波数）に設定した特性の帯域
通過フィルタを適用した。これにより、第２図（ｅ）に
示した直流分電圧信号15を入力すると、同図（ｆ）に示
した波形の変化分出力17が得られる。この変化分出力17
は波形整形回路18に導びかれ、ここにおいて送信データ
に一致した内容の信号に整形される。
この波形整形回路18の詳細構成を第11図に示す。レベル
設定回路20は変化分出力17の正負のピーク値v2の絶対値
を検出し、この1/2の電圧である検出レベル22を出力す
る。比較器23は変化分出力17の正の電圧と検出レベル22
とを比較して変化分出力17が検出レベル22を越えると第
２図（ｇ）に示すセット信号25を出力する。比較器24
は、反転器21により反転された変化分出力17と検出レベ
ル22とを比較し、変化分出力17が検出レベル22′より小
さくなったときに第２図（ｈ）に示すようなリセット信
号26を出力する。フリップフロップ27は前記セット信号
25が入力されると“1"を出力し、リセット信号26が入力
されると“0"を出力する。従って第２図（ｇ）（ｈ）の
ようにセット信号25とリセット信号26とが出力されると
復調データ19は第２図（ｉ）のようになる。この結果、
第２図（ｂ）と（ｉ）より復調回路３は正しく送信デー
タを復調していることが判る。
設定回路20は変化分出力17の正負のピーク値v2の絶対値
を検出し、この1/2の電圧である検出レベル22を出力す
る。比較器23は変化分出力17の正の電圧と検出レベル22
とを比較して変化分出力17が検出レベル22を越えると第
２図（ｇ）に示すセット信号25を出力する。比較器24
は、反転器21により反転された変化分出力17と検出レベ
ル22とを比較し、変化分出力17が検出レベル22′より小
さくなったときに第２図（ｈ）に示すようなリセット信
号26を出力する。フリップフロップ27は前記セット信号
25が入力されると“1"を出力し、リセット信号26が入力
されると“0"を出力する。従って第２図（ｇ）（ｈ）の
ようにセット信号25とリセット信号26とが出力されると
復調データ19は第２図（ｉ）のようになる。この結果、
第２図（ｂ）と（ｉ）より復調回路３は正しく送信デー
タを復調していることが判る。
上述したように、本実施例によれば、第２のフィルタ回
路16をＱ＝0.5,f0＝1/2n×（基準相周波数）の特性を有
する帯域通過フィルタで構成したことから次のような効
果がある。
路16をＱ＝0.5,f0＝1/2n×（基準相周波数）の特性を有
する帯域通過フィルタで構成したことから次のような効
果がある。
直流分が除去されるので、残留零相電圧による直流
オフセットの影響を受けない。これにより、オフセット
除去の減算回路を不要にできる。
オフセットの影響を受けない。これにより、オフセット
除去の減算回路を不要にできる。
低次周波数も減衰されるので、これによる影響を受
けずに復調できる。
けずに復調できる。
高次周波数も減衰されるので、これによる影響を受
けずに復調できる。
けずに復調できる。
この結果、送信データに従って零相回路のインピーダン
スをオン・オフする際に発生する高調波成分、および系
統のサイリスタ負荷等の高周波成分の影響を受けずに信
号を復調できるため、データ伝送の信頼度が向上する。
スをオン・オフする際に発生する高調波成分、および系
統のサイリスタ負荷等の高周波成分の影響を受けずに信
号を復調できるため、データ伝送の信頼度が向上する。
また、第２のフィルタ回路は第１のフィルタ回路のオフ
セットの影響を受けないため、オフセット調整が不要と
なり、安価で安定した復調回路を実現できる。
セットの影響を受けないため、オフセット調整が不要と
なり、安価で安定した復調回路を実現できる。
本発明によれば、第１のフィルタ出力に接続する中心周
波数が基準周波数の1/2nで周波数選択度Ｑがほぼ0.5の
帯域通過型である第２のフィルタを設けることにより、
送信される１ビットデータを構成する基準周波数のサイ
クル数ｎの変化に対応して高調波成分による誤動作無し
に信号を復調し、データ伝送の信頼性を向上させる効果
が得られる。
波数が基準周波数の1/2nで周波数選択度Ｑがほぼ0.5の
帯域通過型である第２のフィルタを設けることにより、
送信される１ビットデータを構成する基準周波数のサイ
クル数ｎの変化に対応して高調波成分による誤動作無し
に信号を復調し、データ伝送の信頼性を向上させる効果
が得られる。
第１図は本発明が適用された一実施例の電力線搬送信号
伝送装置の主要部構成図、第２図は第１図実施例の動作
を説明するための各部波形図、第３図は第１図実施例の
第１のフィルタ回路の具体例を示す図、第４図は第１図
実施例の第２のフィルタ回路の詳細構成図、第５図乃至
第９図は第２のフィルタ回路の動作特性を説明するため
の波形図、第10図は公知の微分回路と変化分検出回路の
例を示す図、第11図は第１図実施例の波形整形回路の詳
細構成図である。 ３……復調回路、12……乗算器、14……第１のフィルタ
回路、16……第２のフィルタ回路、18……波形整形回
路。
伝送装置の主要部構成図、第２図は第１図実施例の動作
を説明するための各部波形図、第３図は第１図実施例の
第１のフィルタ回路の具体例を示す図、第４図は第１図
実施例の第２のフィルタ回路の詳細構成図、第５図乃至
第９図は第２のフィルタ回路の動作特性を説明するため
の波形図、第10図は公知の微分回路と変化分検出回路の
例を示す図、第11図は第１図実施例の波形整形回路の詳
細構成図である。 ３……復調回路、12……乗算器、14……第１のフィルタ
回路、16……第２のフィルタ回路、18……波形整形回
路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西島 一夫 茨城県日立市国分町１丁目１番１号 株式 会社日立製作所国分工場内 (56)参考文献 特開 昭58−51630（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−99062（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】三相電力線に設定された基準相電圧に同期
させて、かつ当該基準相周波数の整数ｎサイクルを１ビ
ットデータとして、当該電力線の零相電圧を送信データ
に従って変化させる送信手段と、 前記電力線から検出した基準相電圧と零相電圧の積を求
める乗算回路と、該乗算回路出力を入力とし前記基準相
電圧と零相電圧の乗算時に発生する第２高調波を減衰さ
せる第１のフィルタと、該第１のフィルタ出力に基づい
て前記送信データを復調する波形整形回路とを有してな
る受信手段と、 から構成される電力線搬送信号伝送装置において、 前記第１のフィルタ出力を入力とし中心周波数が前記基
準周波数の1/2nで周波数選択度Ｑがほぼ0.5の帯域通過
型である第２のフィルタを前記受信手段に設けたことを
特徴とする電力線搬送信号伝送装置。 - 【請求項２】三相電力線から検出した基準相電圧と、前
記三相電力線に設定された基準相電圧に同期させ該基準
相電圧の周波数の整数ｎサイクルを１ビットデータとし
て送信データに従って送信される前三相電力線から検出
した零相電圧の積を求める乗算回路と、該乗算回路出力
を入力とし前記基準相電圧と零相電圧の乗算時に発生す
る第２高調波を減衰させる第１のフィルタと、該第１の
フィルタ出力に基づいて前記送信データを復調する波形
整形回路とを有してなる電力線搬送信号復調回路におい
て、 前記第１のフィルタ出力を入力とし中心周波数が前記基
準周波数の1/2nで周波数選択度Ｑがほぼ0.5の帯域通過
型である第２のフィルタを設けたことを特徴とする電力
線搬送信号復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63225270A JPH0748683B2 (ja) | 1988-09-08 | 1988-09-08 | 電力線搬送信号伝送装置およびその信号復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63225270A JPH0748683B2 (ja) | 1988-09-08 | 1988-09-08 | 電力線搬送信号伝送装置およびその信号復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0272728A JPH0272728A (ja) | 1990-03-13 |
| JPH0748683B2 true JPH0748683B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=16826693
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63225270A Expired - Fee Related JPH0748683B2 (ja) | 1988-09-08 | 1988-09-08 | 電力線搬送信号伝送装置およびその信号復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748683B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111830314B (zh) * | 2020-07-11 | 2023-05-30 | 青岛鼎信通讯股份有限公司 | 一种基于中压载波耦合器的工频电压检测电路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5099062A (ja) * | 1973-12-28 | 1975-08-06 | ||
| JPS5851630A (ja) * | 1981-09-24 | 1983-03-26 | Hitachi Ltd | 配電線伝送装置 |
-
1988
- 1988-09-08 JP JP63225270A patent/JPH0748683B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0272728A (ja) | 1990-03-13 |
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|---|---|---|---|
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