JPH0412814B2

JPH0412814B2 -

Info

Publication number: JPH0412814B2
Application number: JP60092889A
Authority: JP
Inventors: Terutaka Hirata; Tadashi Azegami; Atsushi Kimura; Megumi Katayama
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1985-04-30
Filing date: 1985-04-30
Publication date: 1992-03-05
Also published as: JPS61251714A; US4683754A

Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞本発明は、圧力などの物理量の変化に基づく変
位を静電容量を介して電気信号に変換する容量式
変位変換器に係り、特に電極とケースとの間に生
ずる分布容量あるいは電極間に生ずる固定容量等
の影響を除去し、更に温度または静圧の変動に起
因するゼロ変動またはスパン変動を補償する容量
式変位変換器に関する。

＜従来技術＞かかる容量式変位変換器は、各種のプロセスの
流量または圧力などを静電容量の変化として検出
し、これを電気信号に変換の上、遠方の受信部な
どへ伝送するときなどに用いられている。

しかし、変位などを静電容量の変化として検出
する容量式変位変換器は、固定電極ならびに移動
電極とケースを構成する本体との間、あるいは固
定電極と移動電極との間との間に分布容量が存在
し、これ等の分布容量により変換特性が非直線的
になつたり、測定誤差を生じたりする問題があ
る。これ等の問題は、例えば「容量式変位変換装
置」（特願昭57−26711号）あるいはこれと関連す
る米国特許第4387601号などで解決の一案が提示
されている。

以下、これ等の提案の主な点について第２８図
〜第３１図を用いて説明する。

第２８図は容量式変位変換装置のセンサ部を示
す断面図である。１０は一室構造のセンサ部の本
体断面を示し、両端面に測定すべき圧力P_H，P_L
を受けるダイヤフラム１１，１２がその周縁をこ
の本体１０に溶接されて配置されており、本体１
０に形成された貫通孔１３とこれ等のダイヤフラ
ム１１，１２で囲まれた中空室内にはシリコン油
などの封液１４が満されている。

中空室の中央部には本体１０に嵌合した絶縁材
１５に片側が支持された移動電極１６およびこれ
に対向して静電容量C₁，C₂を形成するための固
定電極１７，１８が配置されている。１９は中空
室を介して両ダイヤフラム１１，１２の中央部を
連結するロツドで、その中央部は電極室内におい
て移動電極１６に固定されており、差圧（P_H−
P_L）に応動したダイヤフラム１１，１２の変位
を移動電極１６に伝え、静電容量C₁，C₂を差動
的に変位させる。

第２９図は第２８図に示すセンサ部を電気的に
みた等価回路を示す。移動電極１６と本体１０の
間には分布容量C_sが形成され、移動電極１６と固
定電極１７，１８との間には差圧（P_H−P_L）に
よつて差動的に変動する静電容量C₁，C₂のほか
に差圧（P_H−P_L）により変化しない固定容量C_F
が形成されている。

第３０図はこのセンサ部を用いて差圧に対応し
た電気信号に変換する変位変換部を示す。

静電容量C₁とC₂の接続点はインバータG₁の入
力端に接続され、その出力端と入力端との間には
定値電流制限回路CC₁が負帰還接続されている。
インバータG₁の出力端はｎビツトのカウンタ
CT₁の入力端CLに接続され、その出力端Q_oはナ
ンドゲートG₂を介して静電容量C₁の第１電極を
形成する固定電極１７に接続され、同時にインバ
ータG₃、ナンドゲートG₄を介して静電容量C₂の
第２電極を形成する固定電極１８に接続されてい
る。更に、ナンドゲートG₂，G₄の入力の他端は
インバータG₁の出力端と接続されている。

この様な構成によりナンドゲートG₂と静電容
量C₁とでインバータG₁への第１の正帰還ループ、
ナンドゲートG₄と静電容量C₂とでインバータG₁
への第２の正帰還ループを形成し、これ等のルー
プをカウンタCT₁の出力によりナンドゲートG₂，
G₄を介して交互に切替えて発振を継続させてい
る。カウンタCT₁の出力はフイルタ回路FC₁によ
り平滑する。

いま、簡単のため固定容量C_Fを無視して説明
する。第３１図Ａに示す様にナンドゲートG₂の
出力(A)はハイレベル“Ｈ”とし、ここに電圧＋
V_zが生じているときは、その立上りにより静電
容量C₁と分布容量C_sと静電容量C₂の合成容量C_t
が直列に充電され、インバータG₁の入力端は急
激に一定電圧に達し第３１図Ｂの通り、ほぼ垂直
に立上る。従つて、インバータG₁のスレシユホ
ールドレベルV_THを基準とした分布容量C_sの端子
電圧の変化e₁は次式で示される。

e₁＝C₁／C₁＋C_tV_z (1) このときインバータG₁の出力(C)はローレベル
“Ｌ”になつているが、インバータG₁の入出力端
間に定値電流制限回路CC₁が接続されているの
で、分布容量C_sおよび静電容量C₂の充電電荷は
定値電流制限回路CC₁およびインバータG₁の出力
インピーダンスを介して直ちに放電を開始する。
しかし、この放電による放電電流ｉは定値電流制
限回路CC₁により一定の電流値に規制されるの
で、第３１図Ｂに示す様にインバータG₁の入力
端の電圧は直線的に低下する。スレツシユホール
ドレベルV_THまで減少するに必要とされる放電時
間t₁は次式から得られる。

it₁＝e₁（C₁＋C_t） (2) (1)、(2)式から t₁＝C₁V_z／ｉ (3) となる。

インバータG₁のスレツシユホールドレベルV_TH
に電圧が低下すると、インバータG₁の出力(C)は
反転し、“Ｈ”レベルとなる（第３１図Ｃ）結果、
ナンドゲートG₂の出力(A)は“Ｌ”レベルとなり、
インバータG₁の入力端の電圧は(1)式と同値で逆
極性の値e′₁となる。この後、定値電流制限回路
CC₁により逆極性の放電が直線的に行なわれる。
この結果、インバータG₁のスレツシユホールド
レベルV_THに達するとインバータG₁の出力(C)は第
３１図Ｃに示すように反転する。この逆極性の放
電も一定値の電流ｉで行なわれるので、放電時間
t′₁もt₁と等しくなり t₁＝t′₁ (4) となる。

これ等の関係は、カウンタCT₁による所定値の
カウントの後、カウンタCT₁の出力により静電容
量C₂側に切替えられても同様であるので、次式
が成立する。

t₂＝C₂V_z／ｉ (5) 従つて、カウンタCT₁の出力Q_oから得られる
パルス信号の“Ｈ”期間は静電容量C₁に、“Ｌ”
期間は静電容量C₂に対応したものとなり、これ
をフイルタ回路FC₁で平均化すれば、パルス信号
のデユテイ比に関連したC₁／（C₁＋C₂）の演算
結果となる。この演算結果は、移動電極１６の変
位つまり差圧（P_H−P_L）に比例した値を与える。
しかも分布容量C_sは除去されている。

なお、静電容量C₁，C₂の両端にある固定容量
C_Fは定値電流制限回路CC₁の両端に並列に固定コ
ンデンサを接続し、この値を固定容量C_Fに等し
く選定することにより除去できる。

更に、センサ部の周囲温度や静圧の変化で生ず
る誤差を補償する従来の変位変換器は、本体１０
の温度を測定する温度センサ、封液１４の圧力す
なわち静圧を測定する圧力センサを別個のセンサ
として設け、これ等の出力を補償電圧発生回路に
入力してゼロ補償温度信号、ゼロ補償スパン信号
に変換し、これ等を加算し差圧（P_H−P_L）を演
算する演算回路の出力に代数的に加算し、温度ま
たは静圧の変動によるゼロ点の変動を補償してい
る。

また、温度または静圧の変動によるスパン変動
が問題になる場合には、前記の補償電圧発生回路
よりスパン補償温度信号、スパン補償圧力信号を
発生させ、出力回路の電圧／電流変換利得を変化
させてスパンの変動を補償している。

この様な補償をする場合には、温度センサおよ
び圧力センサを本体１０の中に設ける必要があ
る。本体内に温度センサを設けた従来技術は例え
ば実開昭55−13317号に、また本体内に圧力セン
サを設けた従来技術は例えば特開昭54−67480号
にそれぞれ開示されている。

＜発明が解決しようとする問題点＞しかしながら分布容量C_sおよび固定容量C_Fの
影響を除去する第２８図〜第３０図に示す従来の
変位変換器では、静電容器C₁，C₂の値に比例し
たカウンタCT₁の出力の“Ｈ”時間幅と“Ｌ”時
間幅の各信号が定値電流制限回路CC₁の定電流特
性に依存して決定されるので、定値電流制限回路
CC₁の劣化が生じると誤差になる欠点を有してい
る。例えば、第３０図において定値電流制限回路
CC₁の劣化として点線で示すごとく劣化抵抗R_cc
が形成された場合には、(1)式を考慮すると静電容
量C₁側に切替えた場合と静電容量C₂側に切替え
た場合とで生ずるインバータG₁の入力端の電圧
変化e₁とe₂とが異なるため、定値電流制限回路
CC₁を劣化抵抗R_ccでバイパスして流れる電流が
静電容量C₁側とC₂側で異なることになり誤差要
因を形成する欠点をもつ。

また、固定容量C_Fを除去するために定値電流
制限回路CC₁の両端に固定コンデンサを挿入する
が、実際には定値電流制限回路CC₁の両端にも浮
遊容量が形成され、これが温度により変化すると
固定容量C_Fを完全に除去できず、非直線誤差を
生ずる欠点がある。

更に、センサ部の周囲温度や静圧の変化で生ず
る誤差を補償する前記従来の変位変換器は、温度
センサおよび圧力センサを本体内に設けなければ
ならずセンサ部の構成が複雑になり高価となる欠
点を有する。

本発明は、定値電流制限回路の如き複雑な回路
を用いることなく放電回路を構成して分布容量と
固定容量とを除去し、更に差圧信号の中に含まれ
る情報を利用して温度または静圧の変動によるゼ
ロ点とスパンをも補償することを目的とする。

＜問題点を解決するための手段＞この発明は、以上の問題点を解決するため、移
動電極に対して第１電極と第２電極が対向して設
けられ検出すべき物理的変位に応じて差動的に変
化する第１および第２静電容量と、移動電極の電
位を検出する増幅手段と、この増幅手段の入力端
に反転電流を供給する負帰還手段と、増幅手段の
出力レベルの変化を計数する計数手段と、この計
数手段の出力を積分する積分手段と、この積分手
段の出力に関連した電圧と基準電圧とを増幅手段
の出力と計数手段の出力とにより切替えて第１静
電容量に印加する第１スイツチ手段と、積分手段
の出力に関連した電圧と電源電圧とを増幅手段の
出力と計数手段の出力とにより切替えて第２静電
容量に印加する第２スイツチ手段と、電源電圧と
積分手段の出力に関連した電圧との差に関連した
電圧を固定インピーダンスを介して移動電極に印
加する固定容量補正手段とを具備することを主な
構成としたものである。

＜実施例＞以下、本発明の実施例について図面に基づき説
明する。尚、以下の説明においては同一機能を有
する部分には同一符号を付し、適宜説明を省略す
る。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。移動電極１６はインバータG₅の入力端に接
続されており、その出力端はインバータG₆の入
力端に接続されこれ等でバツフアゲートを構成し
ている。インバータG₆の出力端はインバータG₇
と抵抗R_oを介してインバータG₅の入力端に負帰
還接続されている。

インバータG₇の出力端はｎビツトのカウンタ
CT₁の入力端C_Lに接続され、その出力端Q_oはア
ンドゲートG₈およびナンドゲートG₉の入力の一
端に接続されている。更に出力端Q_oは端子T₀に
も接続されている。アンドゲートG₈およびナン
ドゲートG₉の入力の他端はインバータG₆の出力
端と接続されている。

更に、カウンタCT₁の出力端Q_oはインバータ
G₁₀を介してアンドゲートG₁₁およびナンドゲー
トG₁₂の入力の一端に接続されている。インバー
タG₁₀の出力端からは端子T₀′が引き出されてい
る。アンドゲートG₁₁およびナンドゲートG₁₂の
入力の他端はインバータG₆の出力端と接続され
ている。

カウンタCT₁の出力端Q_oはまた積分器Q₁の入
力端に接続され、積分器Q₁は演算増幅器の反転
入力端（−）とカウンタCT₁の出力端Q_oとの間
に接続された抵抗R₁、演算増幅器の反転入力端
（−）とその出力端との間に接続されたコンデン
サC_iを有し、演算増幅器の非反転入力端（＋）を
電源電圧V_zの1/2の電位である1/2電位点（中間
電位点）へ接続した構成である。

スイツチSW₁，SW₂は直列接続されその接続点
が固定電極１７に接続されている。スイツチSW₁
の他端は積分器Q₁の出力端と、スイツチSW₂の
他端は共通電位点COMとそれぞれ接続され、ア
ンドゲートG₈およびナンドゲートG₉の出力によ
りスイツチSW₁，SW₂がそれぞれ制御され開閉さ
れる。

また、スイツチSW₃，SW₄は直列接続され、そ
の接続点が固定電極１８に接続されている。スイ
ツチSW₃の他端には電源電圧V_zが印加され、ス
イツチSW₄の他端は積分器Q₁の出力端と接続さ
れ、アンドゲートG₁₁およびナンドゲートG₁₂の
出力によりスイツチSW₃，SW₄がそれぞれ制御さ
れ開閉される。

２０は静電容量C₁，C₂の両端に各々介在する
固定容量C_Fを補正するための固定容量補正回路
である。演算器Q₂の反転入力端（−）には端子
T₁と抵抗R₂を介して積分器Q₁の出力端の可変電
圧V_pが印加されている。演算器Q₂の反転入力端
（−）と出力端との間には抵抗R₃が接続され、そ
の非反転入力端（＋）には電源電圧V_zの1/2の電
圧が印加されて演算器Q₂はその出力端に（V_z−
V_p）なる電圧を得ている。

スイツチSW₅，SW₆，SW₇の各一端は相互に接
続されてここに補償電圧V_cを得て端子T₅、補償
容量C₃を介して移動電極１６に印加される。

スイツチSW₅の他端は演算器Q₂の出力端と接
続され、スイツチSW₆，SW₇の各他端には電源電
圧V_z、可変電圧V_pがそれぞれ印加されている。
更にスイツチSW₅は端子T₄を介してアンドゲー
トG₈の出力端の電圧で、スイツチSW₆は端子T₃
を介して印加されるアンドゲートG₁₁の出力端の
電圧と端子T₄を介して印加されるアンドゲート
G₈の出力端の電圧とが印加されたノアゲートG₁₃
の出力端の電圧で、スイツチSW₇は端子T₃を介
してアンドゲートG₁₁の出力端の電圧でそれぞれ
制御され開閉される。

次に、以上の如く構成された第１図に示す回路
の動作につき、先ず固定容量補正回路２０を除い
た部分について説明する。

カウンタCT₁の出力が第２図ｂの期間T_1cで示
すハイレベル“Ｈ”でインバータG₆の出力がロ
ーレベル“Ｌ”にあるときは、アンドゲートG₈
の出力（第２図ａ）は“Ｌ”状態で第３図ａで示
す回路接続になつておりインバータG₅の入力端
の電圧e_iは第２図ｆのA₁で示す状態にあり、イン
バータG₇と抵抗R_oを介して静電容量C₁，C₂と分
布容量C_sが充電され徐々に電位が上昇する。イン
バータG₇のスレシホールドレベルV_THに電圧e_iが
達すると、インバータG₆の出力が反転し第３図
ｂで示す回路接続になりインバータG₅の入力端
の電圧e_iは第２図ｆのA₂で示す状態になる。

尚、これ等の状態では、インバータG₁₀の出力
はカウンタCT₁の出力を反転した第２図ｅの状態
にあり、このためアンドゲートG₁₁の出力（第２
図ｃ）もナンドゲートG₁₂の出力（第２図ｄ）も
変化せず、静電容量C₁側のみが切替えられる。

インバータG₅の入力端の電圧e_iが第２図ｆの
A₁の状態でスレシホールドレベルV_THに達したと
きの各容量の全電荷量（第３図ａ）とA₂の状態
に移行した直後の全電荷量（第３図ｂ）とを等し
く置くことにより反転直後の電圧V₁ ⁽⁺⁾は V₁ ⁽⁺⁾＝V_TH＋C₁／C₁＋C₂＋C_sV_p なる。状態A₁からA₂に切替つた後の過渡状態は
第３図ｂの回路接続となるが、初期値を上記の
V₁ ⁽⁺⁾としスルシホールドレベルV_THに電圧e_iが低
下するまでの放電時間t_1Aを算出すると、 t_1A＝R_o（C₁＋C₂＋C_s） l_o（１＋C₁／C₁＋C₂＋C_s・V_p／V_TH (6) となる。

放電時間t_1Aの経過後インバータG₆の出力が反
転して第２図ｆのA₃で示す第３図ａの回路接続
になつた直後のインバータG₅の入力端の電圧
V₁ ^(-)は、V₁ ⁽⁺⁾の場合と同様にして求めると V₁ ^(-)＝V_TH−C₁／C₁＋C₂＋C_sV_p となる。状態A₂からA₃に切替つた後の過渡状態
は第３図ａの回路接続となるが、初期値を上記の
V₁ ^(-)としスレシホールドレベルV_THに電圧e_iが低
下するまでの充電時間t_1Bを算出すると、 t_1B＝R_o（C₁＋C₂＋C_s） l_o（１＋C₁／C₁＋C₂＋C_s・V_p／V_z−V_TH (7) を得る。

次に、カウンタCT₁の出力が第２図ｂの期間
T_2cで示すローレベル“Ｌ”でインバータG₆の出
力がローレベル“Ｌ”にあるときは、第３図ｃで
示す回路接続になつておりインバータG₅の入力
端の電圧e_iは第２図ｆのA₄で示す状態にあり、イ
ンバータG₇と抵抗R_oを介して静電容量C₁，C₂と
分布容量C_sが充電され徐々に電位が上昇する。イ
ンバータG₇のスレシホールドレベルV_THに電圧e_i
が達すると、インバータG₆の出力が反転し、第
３図ｄで示す回路接続になり電圧e_iは第２図ｆの
A₅で示す状態になる。状態A₅の放電時間t_2Aのあ
いだ放電を続け、スレシホールドレベルV_THに達
するとインバータG₆の出力が反転して第２図ｆ
の状態A₆の充電時間t_2Bのあいだ各容量を充電す
る。

期間T_1cの状態では静電容量C₂の固定電極１８
が可変電圧V_pに落されていたのに対し、期間T_2c
の状態では静電容量C₁の固定電極１７が共通電
位点COMに落されている点が異なる。

状態A₄からA₅に反転した直後の電圧V₂ ⁽⁺⁾は期
間T_1cの場合と同様にして、 V₂ ⁽⁺⁾＝V_TH＋C₂／C₁＋C₂＋C_s（V_z−V_p）となる。状態A₅での放電時間t_2Aは上記の初期値
を用いて(6)式を導いたと同様にして t_2A＝R_o（C₁＋C₂＋C_s） l_o（１＋C₂／C₁＋C₂＋C_s・V_z−V_p／V_TH）(8) となる。

状態A₅からA₆に反転した直後の電圧V₂ ^(-)は期
間T_1cの場合と同様にして V₂ ^(-)＝V_TH−C₂／C₁＋C₂＋C_s（V_z−V_p）となる。状態A₆での放電時間t_2Bはこの初期値を
用いて(7)式を導いたと同様にして t_2B＝R_o（C₁＋C₂＋C_s） l_o（１＋C₂／C₁＋C₂＋C_s・V_z−V_p／V_z−V_TH） (9) となる。

ところで、積分器Q₁はカウンタCT₁の出力
（第２図ｂ）の期間T_1cとT_2cが等しくなる様に可
変電圧V_pを調節する。これは、次の平衡条件を
満たす。

t_1A＋t_1B＝t_2A＋t_2B (10) この式に(6)〜(9)式を代入してV_pを求めると、 V_p＝C₂／C₁＋C₂V_z （11）となる。ここで、静電容量C₁，C₂はC_pを差圧ΔP
がゼロのときの静電容量とすると、ｋを定数とし
て次式で示される。

C₁＝C_p１／１−kΔP （12） C₂＝C_p１／１＋kΔP （13）これ等の式を（11）式に代入すると、 V_p＝１／２（１−kΔP）V_z （14）となり、可変電圧V_pは差圧ΔPに比例する。

この式には分布容量C_sは含まれておらず、(10)式
の関係を満す計算において消去され、分布容量C_s
の影響を受けない結果となつている。

次に、固定容量補正回路２０を付加した場合に
ついて説明する。静電容量C₁，C₂は現実には差
圧ΔPには応動しない固定容量C_Fが形成されてい
る。固定容量C_Fを考慮した場合の静電容量C₁，
C₂に対応する静電容量C_H，C_Lは次式の様になる。

C_L＝C₁＋C_F＝C_p１／１−kΔP＋C_F （15） C_H＝C₂＋C_F＝C_p１／１＋kΔP＋C_F （16）この固定容量C_Fはセンサ部が小形化されるに
したがつてその割合が大きくなり、これに伴い非
直線性を生ずる割合も増大する。そこで、固定容
量補正回路２０により固定容量C_Fを除去する。

先ず、カウンタCT₁の出力が第２図ｂの期間
T_1cで示す“Ｈ”レベルのときは、第２図ｃで示
す様にアンドゲートG₁₁の出力はインバータG₆の
出力レベルによらず“Ｌ”レベルであり、このた
めスイツチSW₇は開放された状態となつている。
この状態でインバータG₆の出力が“Ｌ”のとき
はスイツチSW₁，SW₅がオフとなり、スイツチ
SW₂，SW₆がオンとなる。この場合の回路接続は
第４図ａの様になる。次にインバータG₆の出力
が“Ｈ”になると、スイツチSW₁，SW₅がオンと
なり、スイツチSW₂，SW₆がオフとなる。この場
合の回路接続は第４図ｂの様になる。これ等の場
合の補償電圧V_cの状態は第２図ｈで示される。

カウンタCT₁の出力が第２図ｂの期間T_2cで示
される“Ｌ”レベルのときは、第２図ａで示す様
にアンドゲートG₈の出力はインバータG₆の出力
レベルによらず“Ｌ”レベルであり、このためス
イツチSW₅は開放された状態となつている。この
場合にスイツチSW₆，SW₇が互いに逆相で動作す
る。この状態でインバータG₆の出力が“Ｌ”の
ときはスイツチSW₃，SW₇がオフとなり、スイツ
チSW₄，SW₆がオンとなる。この場合の回路接続
は第４図ｃの様になる。次にインバータG₆の出
力が“Ｈ”になるとスイツチSW₃，SW₇がオンと
なり、スイツチSW₄，SW₆がオフとなる。この場
合の回路接続は第４図ｄの様になる。これ等の場
合の補償電圧V_cの状態は第２図ｈで示されてい
る。

ここで、第３図と第４図に示す回路接続を比較
すると、第３図におけるC₁をC_Lに、C₂をC_Hに読
み換え、補償容量C₃を除けば全く同じ回路とな
る。従つて、第４図に示す回路は第３図に示す回
路に補償容量C₃が付加された構成である。この
ことから、第３図で計算したと同様な計算を第４
図についても実行すると次の様になる。

固定容量補正回路２０を付加しない場合の放電
時間t_1A、充電時間t_1B、放電時間t_2A、充電時間t_2B
に対応する固定容量補正回路２０を付加した場合
の充放電時間をそれぞれt′_1A・t′_1B、t′_2A・t′_2Bと
す
れば次式の様になる。

t′_1A＝R_o（C_H＋C_L＋C₃＋C_s）l_o（１＋C_L−C
₃／C_H＋C_L＋C₃＋C_s・V_p／V_TH）（17） t′_1B＝R_o（C_H＋C_L＋C₃＋C_s）l_o（１＋C_L−C
₃／C_H＋C_L＋C₃＋C_s・V_p／V_z−V_TH）（18） t′_2A＝R_o（C_H＋C_L＋C₃＋C_s）l_o（１＋C_H−C
₃／C_H＋C_L＋C₃＋C_s・V_z−V_p／V_TH）（19） t′_2B＝R_o（C_H＋C_L＋C₃＋C_s）l_o（１＋C_H−C
₃／C_H＋C_L＋C₃＋C_s・V_z−V_p／V_z−V_TH）（20）ここで、平衡状態では t′_1A＋t′_1B＝t′_2A＋t′_2B （21）が成立するので、（17）〜（20）式を（21）式に
代入して、 V_p＝C_H−C₃／C_H＋C_L−2C₃V_z （22）を得る。

（15）、（16）式を（22）式に代入すれば、 V_p＝C_p１／１＋kΔP＋C_F−C₃／C_p１／１＋kΔP＋C_p１／
１−kΔP＋2C_F−2C₃V_z （23）となる。ここで、C_F＝C₃に選定すれば V_p＝１／２（１−kΔP）V_z （24）となり、分布容量C_sと固定容量C_Fの影響を受け
ない差圧ΔPに比例した直線変化の出力が得られ
る。なお、インバータG₆またはG₇の出力端とイ
ンバータG₅の入力端との間にはそれぞれ浮遊容
量C_s1，C_s2が存在するが、これはC_H側とC_L側とに
共通モードで介在するので平衡状態ではこれ等の
浮遊容量は除去される。

（23）式から（24）式の導出の過程でも判る様
に固定容量C_Fが完全に消去されないと差圧ΔPに
対して非直線変化を生ずる。またセンサ部のバネ
系等に起因する非直線性も考慮して正負に亘る非
直線性も補正したい場合もある。

第５図は正負に亘る非直線性をも補正できる固
定容量補正回路を示している。固定容量補正回路
２１は固定容量補正回路２０の変形実施例であ
り、スイツチSW₈，SW₉，SW₁₀と可変抵抗VR₁
が付加されている。スイツチSW₈の一端は可変抵
抗VR₁を介してスイツチSW₅，SW₆，SW₇の各一
端に接続されると共にスイツチSW₉，SW₁₀の各
一端とも接続されている。スイツチSW₈の他端に
は可変電圧V_pが、スイツチSW₉の他端には共通
電位点COMの電位が、スイツチSW₁₀の他端には
演算器Q₂の出力電圧（V_z−V_p）がそれぞれ印加
されている。スイツチSW₈とSW₅、スイツチSW₉
とSW₆、スイツチSW₁₀とSW₇がそれぞれ同時に
切替えられる。

この結果、スイツチSW₅とSW₈により可変抵抗
VR₁には演算器Q₂の出力電圧（V_z−V_p）とこれ
とは逆相の可変電圧V_pが印加され、これ等の電
圧間の任意の可変電圧が可変抵抗VR₁の中点より
補償容量C₃に印加される。また、スイツチSW₆
とSW₉により電圧V_zと共通電位点COMとの間の
任意の固定電圧が可変抵抗VR₁の中点より補償容
量C₃に印加される。更に、スイツチSW₇とSW₁₀
により可変抵抗VR₁には可変電圧V_pとこれとは
逆相の演算器Q₂の出力電圧（V_z−V_p）が印加さ
れ、これ等の電圧間の任意の可変電圧が可変抵抗
VR₁の中点より補償容量C₃に印加されるように
構成されている。これ等の構成により補償電圧
V_cの大きさを調整して非直線の補正を行なう。

第６図は非直線性の補正をアナログ回路のみで
実現する他の実施例である。端子T₁と演算器Q₂
の出力端との間に可変抵抗VR₂を接続し、その中
点より端子T₅、補償抵抗R_cを介して移動電極１
６と接続したものである。可変抵抗VR₂の中点に
は可変電圧V_pと演算器Q₂の出力電圧（V_z−V_p）
との間の任意の可変電圧が得られ、これにより全
体として非直線性を補償する。

第７図はセンサ部の温度または静圧によるゼロ
点のずれを補正するゼロ補正回路２２を示す。

センサ部での温度または静圧によるゼロ点のず
れは、例えば第２８図において高圧側のダイヤフ
ラム１１の有効面積をA_H、低圧側のダイヤフラ
ム１２の有効面積をA_Lとし、A_H＞A_Lにたまたま
形成されたとすると、温度変化ΔTにより封液の
体積Ｖが増加しロツド１９を左方向に移動させ、
静圧変化ΔP_sによつては封液の体積が減少しロツ
ド１９を右方向に移動させ、ゼロ点を変動させ
る。A_H＜A_Lの場合はこの逆の関係となる。つま
り、有効面積差に起因するゼロ点変動の発生方向
は温度上昇によるものと静圧上昇によるものとは
反対方向になることがわかる。このゼロ点変動は
封液の体積変化（密度変化）に基く内圧変化に起
因して発生している。

ここで、封液の温度変化および静圧変化に対す
る体積変化率と、封液の誘電率εの温度変化およ
び静圧変化に対する体積変化率との関係は、例え
ば一般的な封液であるシリコンオイルでは１／Ｖ・ΔV／ΔT≒−１／1.28ε・Δε／ΔT（2
5）１／Ｖ・ΔV／ΔP_s≒−１／1.30ε・Δε／ΔT（
26）の関係で表わされることが判つている。

この関係は、封液の温度または静圧による誘電
率の変化率と、封液の温度または静圧による体積
変化率とがほぼ等しいことを示し、誘電率εの変
化Δεを検出することにより封液の温度または静
圧による体積変化ΔVを検出できることを示して
いる。ゼロ点変動は封液の体積変化に起因して有
効面積差がある場合に生ずるのであるから、誘電
率εの変化Δεを検出し、この検出信号に基づい
てゼロ点の変動を補償することができる。

そこで、第１図に示す回路から誘電率εに関連
する信号を導出する。

(6)〜(9)式において、V_TH＝V_z／２に設定し期間
T_1cを求める。ただし簡単のためT_1c＝t_1A＋t_1Bと
すると次式を得る。

T_1c＝2R_o（C₁＋C₂＋C_s）l_o（１＋C₁／C₁＋C₂＋C_s・2V_p／V_z） ≒2R_o（C₁＋C₂＋C_s）｛C₁／C₁＋C₂＋C_s・2V_p／
V_z−１／２（C₁／C₁＋C₂＋C_s・2V_p／V_z）²＋…｝ここで、２次項以降を省略すると T_1c≒4R_oC₁V_p／V_z （27）同様にして、T_2c＝t_2A＋t_2Bとして T_2c≒4R_oC₂V_z−V_p／V_z （28）を得る。更に、第１図に示す回路は前述の様に
T_1c＝T_2cで平衡するので（27）、（28）式よりV_p
＝C₂／C₁＋C₂V_zを得る。この式を（27）式に代入して、 T_1c＝T_2c＝4R_oC₁C₂／C₁＋C₂ （29）となる。ここで、差圧ΔPがゼロのときの真空で
の静電容量C_vとするとC_p＝εC_vとなり、これを
（12）、（13）式に代入して、更に（29）式に代入
すると、 T_1c ＝4R_oC_vε／１＋kΔP・C_vε／１−kΔP／C_vε／
１＋kΔP＋C_vε／１−kΔP ＝2R_oC_vε Ａを比例定数とすると T_1c＝Aε （30）となる。従つて、カウンタCT₁の出力信号V_Qの
パルス幅は誘電率εに比例し、端子T_pに得られ
る。

第７図において単安定回路Q₃は端子T_pに得ら
れた出力信号V_Qで一定のパルス幅T_Kを有するパ
ルス信号P₁を出力する。

この場合のパルス幅T_Kは出力信号V_Qのパルス
幅T_1cより大きくなる様に、つまりT_K＞T_1cにな
るように抵抗R_Mと静電容量C_Mで設定しておく。

このパルス信号P₁によりスイツチSW₁₁を開閉
するとスイツチSW₁₁の出力端と増幅器Q₄の非反
転入力端（＋）との間に挿入された抵抗R₄と静
電容量C₄とで構成されたフイルタの出力端に封
入液の誘電率εに比例した電圧V〓が得られる。

この関係は第８図に示す出力信号V_Qとパルス
信号P₁を考慮すると、増幅器Q₄の非反転入力端
（＋）に得られる電圧V〓は出力信号V_Qをパルス信
号P₁で割算した形となり、（30）式を用いて次式
の如くなる。

V〓＝T_1c／T_KV_z＝Aε／T_KV_z （31）従つて、増幅器Q₄の非反転入力端（＋）には
センサ部での静圧または温度変化に起因するゼロ
点変動に関連する電圧V〓が得られ、ゼロ点を補
償するための補償信号として用いることができ
る。

なお、増幅器Q₅とその入出力端間に接続され
た抵抗R₅、増幅器Q₄の出力端と増幅器Q₅の出力
端間に接続された可変抵抗VR₃、増幅器Q₄の反
転入力端（−）と増幅器Q₅の反転入力端（−）
間に挿入された抵抗R₆、一端に全圧V_zが印加さ
れ増幅器Q₅の非反転入力端（＋）が可変端子に
接続された可変抵抗VR₄とによりゼロ点を補正す
るゼロ調回路が構成されている。可変抵抗VR₄を
可変することによりゼロ調回路の出力の端子T₆
にゼロ点を補正する固定電極が電圧V〓に加算し
て得られる。端子T₆に得られた電圧は可変電圧
V_pに加算されゼロ点の補償電圧として機能する。

また、第７図において端子T_pはカウンタCT₁
の出力端に接続して出力信号V_Qを得たが、これ
に限られることはなく、同等の信号の得られると
こならどこでも良く、例えば第１図のインバータ
G₁₀の出力端から得ても良い。

第９図はパルス幅をT′_K＜T_1cの関係に選定し
た場合を示すゼロ補正回路２３を示す。第７図に
示す実施例ではスイツチSW₁₁を単安定回路Q₃の
出力のパルス信号P₁で制御したが、第９図に示
す構成ではカウンタCT₁の出力信号V_Qで制御し、
スイツチSW₁₁の入力端に単安定回路Q₃の出力端
が接続されパルス信号P₂が印加されている点が
構成上異なつている。

第１０図は第９図に示す回路の各部の波形を示
している。第９図では出力信号V_Qでスイツチ
SW₁₁を開閉するので、T′_KとT_1cの演算は第７図
の場合と逆になり電圧V′〓は次の様になる。

V′〓＝T′_K／T_1cV_z＝T_K／AεV_z （32）誘電率εの変化幅が少ない場合には、１／εも
静圧と温度に関して直線的に変化するので補償信
号として用いることができる。

第１１図はパルス幅をT″_K≒T_1cの関係に選定
した場合を示すゼロ補正回路２４を示す。第９図
に示す実施例ではスイツチSW₁₁を用いたが、第
１１図に示す実施例ではスイツチSW₁₁を省略し
た点が構成上異なつている。単安定回路Q₃の抵
抗R_M、静電容量C_Mの値を選定してT″_K≒T_1cとし
たパルス信号P₃を抵抗R₄と静電容量C₄に印加し
増幅器Q₄の非反転入力端（＋）に電圧V″〓を得
る。この場合の各部の波形を第１２図に示す。こ
の波形図から電圧V″〓は V″〓＝T″_K／T_1c＋T_2cV_z＝T″_K／2T_1cV_z＝T″_K／2AεV
_z（33）となり、センサ部での静圧または温度変化に起因
するゼロ点変動に関連する電圧V″〓が得られ、ゼ
ロ点を補償するための補償信号として用いること
ができる。この場合は、アナログ形のスイツチ
SW₁₁を省略することができるのでその効果は大
きい。

第１３図は第７図、第９図および第１１図に示
す単安定回路Q₃のブロツク中の具体的な構成を
示す。Q₆はＤ形のフリツプフロツプであり、
CT₂はｎビツトのカウンタ、OSCは発振器であり
発振周期は抵抗R_Mと静電容量C_Mで調節できる。
端子T_pに印加された出力信号V_Qのパルスの立上
りによりフリツプフロツプQ₆の出力端Ｑの電圧
がデータ入力Ｄに与えられた電圧V_zに立上る。
同時に反転出力が立下りカウンタCT₂がその入
力端Ｃに発振器OSCより印加された周波数をカ
ウントし一定数カウントする。カウント後その出
力端Q_oの電位が下りフリツプフロツプQ₆をリセ
ツト（Ｒ）とする。これによりフリツプフロツプ
の出力端Ｑの電位が下り一定幅T_Kのパルスとす
る。C_M，R_Mを変えることにより発振周波数が変
化するのでパルス幅を変更することができる。

第１４図はゼロ点の補正量が大きい場合の単安
定回路Q₇の構成を示す。

静圧ゼロの補正用の電圧V〓は、補正量が小さ
い場合には非直線性に関しては問題とならない
が、補正量が大きくなると差圧ΔPに対して非直
線性を示す。この様な場合に第１４図に示す単安
定回路Q₇が用いられる。第１３図に示す回路に
対して、発振器OSCの出力端と抵抗R_Mとの間に
抵抗R₇が挿入され、抵抗R_MとR₇との接続点に抵
抗R₈の一端が接続されその他端に可変電圧V_pが
印加されている点が異なる。

この様な構成により、通常は抵抗R_Mに一定の
値で流れる電流を可変電圧V_pより抵抗R₈を介し
て電流を加算して流し、パルス幅T_Kを可変電圧
V_pに対応して可変し非直線誤差を補正するもの
である。

第１５図はセンサ部の温度または静圧によるス
パンのずれを補正するスパン補正回路２５を示
す。

スイツチSW₁₂とSW₁₃とが直列接続され共通電
位点に対して可変電圧V_pが印加され、更にスイ
ツチSW₁₂とSW₁₃との接続点はスイツチSW₁₄の
一端に接続されている。スイツチSW₁₄の他端と
増幅器Q₈の非反転入力端（＋）との間には抵抗
R₉と静電容量C₅で構成されるフイルタが挿入さ
れている。増幅器Q₈の出力端と反転入力端（−）
との間には抵抗R₁₀が、増幅器Q₈の反転入力端
（−）と増幅器Q₄の出力端との間には抵抗R₁₁が
それぞれ接続されている。増幅器Q₉の非反転入
力端（＋）には電圧V_zを可変抵抗VR₅で分圧し
た電圧が印加され、その反転入力端（−）と出力
端との間には抵抗R₁₂が接続されている。増幅器
Q₈の出力端は増幅器Q₉の反転入力端（−）に抵
抗R₁₃を介して接続されると共に増幅器Q₉の出力
端との可変抵抗VR₆を介して接続されている。可
変抵抗VR₆の中点より端子T₇が引き出されてい
る。一方、スイツチSW₁₁の入力端は端子T_pと接
続され、出力信号V_Qが印加されている。

スイツチSW₁₄，SW₁₁は単安定回路Q₃を介して
制御される。単安定回路Q₃の抵抗R_M、静電容量
C_Mにより出力信号V_Qのパルス幅T_1cより幅の広い
パルス幅T_Kになるようにパルス信号P₁が選定さ
れている（T_1c≪T_K）。スイツチSW₁₂は出力信号
V_QによりスイツチSW₁₃は端子T_p′に与えられる
出力信号V_Qを反転した信号により制御される。

以上の構成に対して第１６図に示す波形図を用
いその動作を説明する。

スイツチSW₁₂を出力信号V_Q（第１６図ａ）で、
スイツチSW₁₃を出力信号V_Qを反転した反転信号
Ｖ_Q（第１６図ｃ）で制御すると両スイツチの接
続点に波高値がV_pでパルス幅がセンサ部の封液
の誘電率に比例したパルス信号P₄が得られる。
これを単安定回路Q₃の出力のパルス信号（第１
６図ｂ）で制御すると、増幅器Q₈の非反転入力
端（＋）には差圧ΔPと誘電率εに関連した電圧
V_s〓が次に示す様に得られる。

V_s〓＝T_1c／T_KV_p （34）ここで（30）、（24）式を用いて V_s〓＝Aε／T_K・１／２（１−kΔP）V_z ＝Aε／2T_KV_z−kV_z／2T_Kε・ΔP （35）となる。一方、増幅器Q₄の非反転入力端（＋）
での電圧V〓は（31）式で示される。

そこで、電圧V_s〓とV〓は増幅器Q₈で次式で示す
演算を実行するとその出力端には誘電率εと差圧
ΔPに比例した電圧V_psが得られる。

V_ps＝2V_s〓−V〓＝kV_z／T_K・ε・ΔP （36）なお、可変抵抗VR₃はゼロ点の補正信号を印加
するものであり、可変抵抗VR₆によりスパン誤差
の補正に用いる。

第１７図はパルス幅をT_K′＜T_1cの関係に選定
した場合を示すスパン補正回路２６を示す。第１
５図に示す実施例ではスイツチSW₁₄，SW₁₁を単
安定回路Q₃の出力のパルス信号P₁で制御したが、
第１７図に示す実施例ではカウンタCT₁の出力信
号V_Qで制御し、更にスイツチSW₁₂，SW₁₃を単安
定回路Q₃のパルス信号P₂とその反転パルス₂で
制御するようにした点が異なつている。

第１８図は第１７図に示す回路の各部の波形を
示している。第１８図では出力信号V_Qでスイツ
チSW₁₄，SW₁₁を開閉するのでT_K′とT_1cの演算
は第１７図の場合と逆になり、スイツチSW₁₂と
SW₁₃の接続点のパルス信号P₅を平滑した電圧
V′_s〓は次の様になる。

V′_s〓＝T_K′／T_1cV_p （37）ここで、（30）、（24）式を用いて V′_s〓＝T_K′／Aε・１／２（１−kΔP）V
_z＝T_K′／2AεV_z−kT_K′V_z／2A・ΔP／ε（38）となる。一方、増幅器Q₄の非反転入力端（＋）
の電圧V′〓は（32）式で与えられるので、これを
用いて増幅器Q₈で下記の演算を実行すると、そ
の出力端には誘電率εと差圧ΔPに関連した電圧
V′_psが得られる。

V′_ps＝2V′_s〓−V′〓＝kT_K′V_z／2A・ΔP／ε（3
9）誘電率εの変化幅が少ない場合には１／εも温
度静圧に関し、直線的に変化するのでスパンの補
償信号として用いることができる。

第１９図はパルス幅をT_K″≒T_1cの関係に選定
した場合を示すスパン補正回路２７を示す。第１
７図に示す実施例ではスイツチSW₁₄，SW₁₁を用
いたが第１９図に示す実施例ではスイツチSW₁₄，
SW₁₁を省略した点が構成上異なつている。単安
定回路Q₃の抵抗R_M、静電容量C_Mの値を選定して
T″_K＝T_1cにしたパルス信号P₃で可変電圧V_pを制
御したパルス信号P₆を抵抗R₉と静電容量C₅に印
加し増幅器Q₈の非反転入力端（＋）に電圧V″_s〓
を得る。この場合の各部の波形を第２０図に示
す。この波形図から電圧V″_s〓は、 V″_s〓＝T″_K／T_1c＋T_2cV_p （40）となり、（30）、（24）式を用いて V″_s〓＝T″_K／2Aε・１／２（１−kΔP）V_z ＝T_K″V_z／4Aε−kT_K″V_z／4A・ΔP／ε （41）となる。一方、増幅器Q₄の非反転入力端（＋）
の電圧V″〓は（33）式で与えられるので、これを
用いて増幅器Q₈で下記の演算を実行すると、そ
の出力端には誘電率εと差圧ΔPに関連した電圧
V″_psが得られる。

V″_ps＝V″_s〓−V″〓＝kT_K″V_z／2A・ΔP／ε（42
）これは（39）式と同様な結果であるが、スイツ
チSW₁₄，SW₁₁が省略できる効果がある。

第２１図、第２２図はそれぞれ第１５図、第１
７図に対応する回路で式（35）、（38）で示す定数
項を消去する演算を省略したスパン補正回路２
８，２９を示している。それぞれスイツチSW₁₃
の他端および可変抵抗VR₅の一端が電源電圧V_z
の1/2である中間電位点に接続され、更に可変抵
抗VR₅の他端に可変電圧V_pが印加されている点
が異なつている。なお、第１９図に示すパルス信
号P₃を用いる構成とすれば第２２図においてス
イツチSW₁₄を省略することもできる。

第２３図は変換部内の温度変化に起因するゼ
ロ、スパンの変化を補償するための温度補償回路
を示す。

容量式変位変換器のうちセンサ部で生ずるゼロ
スパンの変動を補償する回路については既述した
が、このほかに変換部の電気回路の周囲温度等が
変化してゼロ点、スパンが変化する場合がある。
第２３図に示す実施例はこの様な場合の温度補償
信号を発生する温度補償回路３０である。T_Hは
感温素子であり、例えばダイオード、サーミスタ
あるいは温度係数の大きい抵抗などいずれで構成
しても良く、変換部の中に配置される。感温素子
T_H、抵抗R₁₄、可変抵抗VR₇、抵抗R₁₅の直列回
路の両端に電源電圧V_zが印加されている。

増幅器Q₁₀はボルテージフオロワーを構成し、
その非反転入力端（＋）には可変抵抗VR₇の中点
の電圧が印加され、その出力端に可変抵抗の中点
の電圧が得られる。増幅器Q₁₁の非反転入力端
（＋）は中間電位点に接続され、その反転入力端
（−）は増幅器Q₁₀の出力端と抵抗R₁₆で接続され
ると共に増幅器Q₁₁の出力端と抵抗R₁₇を介して
接続され、増幅器Q₁₁の出力端に増幅器Q₁₀の出
力端の電圧を反転した電圧を得ている。増幅器
Q₁₀，Q₁₁の各出力端の間には可変抵抗VR₈，VR₉
が接続され、各可変抵抗VR₈，VR₉の中点からは
各々温度ゼロ信号V_Tz、温度スパン信号V_Tsを得
る。可変抵抗VR₈，VR₉の各中央では各々電圧は
ゼロになる様に各定数は選定され、正負の調整が
可能になるよう構成されている。温度ゼロ信号
V_Tzは可変電圧V_pに含まれるように加算され、温
度スパン信号V_Tsは電源電圧V_zを補正する様に加
算されて、それぞれゼロ点およびスパンを補正す
る。

第２４図は第２３図に示す温度補償回路３０の
温度スパン信号V_Tsを電源電圧V_zを補正する様に
印加するに際し、低インピーダンス化して印加す
る様にした温度補償回路３１を示している。

増幅器Q₁₂の非反転入力端（＋）は中間電位点
に反転入力端（−）は抵抗R₁₇を介して共通電位
点COMに接続されると共にその出力端に抵抗R₁₈
を介して接続されている。温度スパン信号V_Tsは
抵抗R₁₉を介して増幅器Q₁₂の反転入力端（−）
に印加され、その出力端にインピーダンス変換さ
れた温度スパン信号V′_Tsを得ている。

第２５図は容量式変位変換器を二線式として構
成したときの全体の回路図である。

電源E_bは負荷Ｌを介して二線式の伝送路l₁，l₂
に接続されている。伝送路l₁，l₂の他端の端子
T₈，T₉にはダイオードD₁、ツエナダイオード
D₂、帰還抵抗R_fが直列に接続されている。ダイ
オードD₁のカソードと共通電位点COMとの間に
は定電流回路CCとツエナダイオードD_zが直列に
接続されツエナダイオードD_zの両端には回路の
電源電圧V_zを作つている。電源電圧V_zはさらに
抵抗R₂₀と静電容量C₆で構成されたフイルタに印
加され電源電圧V_zcとされる。

カウンタCT₁の出力信号V_Qは抵抗R₁を介して
積分器Q₁の反転入力端（−）に印加されている。
一方、その非反転入力端（＋）は中間電位点に接
続されている。中間電位点は電源電圧V_zを抵抗
R₂₁とR₂₂で分圧した電圧をボルテージフオロワ
ーとして構成された増幅器Q₁₃の出力端に得られ
る。

積分器Q₁で平滑された電圧は二線式の伝送路
l₁，l₂の電流を制御するトランジスタQ₁₄のベース
に印加される。トランジスタQ₁₄のコレクタはダ
イオードD₁と定電流回路CCとの接続点に接続さ
れ、そのエミツタはトランジスタQ₁₄の温度補償
をするダイオードD₃、抵抗R₂₃を介して共通電位
点COMに接続されている。

負荷Ｌに流れる負荷電流I_Lによつて帰還抵抗R_f
に発生した帰還電圧V_fは変換器全体のゼロ・ス
パンを調節するゼロ・スパン回路３２に印加され
る。

帰還電圧V_fと電源電圧V_zの和の電圧を抵抗R₂₄
とR₂₅で分圧した電圧はボルテージフオロワーと
して構成した増幅器Q₁₅の非反転入力端（＋）に
印加される。増幅器Q₁₅の出力端の電圧は反転増
幅器Q₁₆の入力端に印加される。反転増幅器Q₁₆
の入出力端間に接続された可変抵抗VR₁₀により
変換器全体のスパンを調節する。

一方、電源電圧V_zcと共通電位点COMとの間に
接続された可変抵抗VR₁₁の中点より電源電圧V_zc
を分圧した電圧をボルテージフオロワーQ₁₇を介
して反転増幅器Q₁₈に印加する。可変抵抗VR₁₁は
回路全体のゼロ点を調節するためのゼロ調整用で
あり、反転増幅器Q₁₈は温度補償回路３０の温度
スパン信号V_Tsによる電源電圧V_zcの変動を逆補正
し温度ゼロ信号V_Tzとの二重補償を避けるための
ものである。

反転増幅器Q₁₆，Q₁₈の各出力はそれぞれ抵抗
R₂₆，R₂₇を介して増幅器Q₁₉により加算され可変
電圧V_pとしてセンサ部に帰還される。

温度補償回路３０の温度スパン信号V_Tsは抵抗
R₁₉を介して電源電圧V_zcにスパン補償電圧として
加算され、温度ゼロ信号V_Tzは抵抗R₂₈を介して
増幅器Q₁₉に加算されゼロ補償がなされる。

センサ部の温度または静圧によるゼロ点のずれ
を補正するゼロ補正回路２２は端子T_pよりカウ
ンタCT₁の出力信号V_Qを端子T_pより入力し、端
子T₆より抵抗R₂₉を介して増幅器Q₁₉へ加算出力
する。

尚、端子T₈，T₉間には静電容量C₇，C₈の直列
回路が接続され静電容量C₇とC₈の接続点が接地
されている。この構成により伝送路l₁，l₂に混入
されて来る高調波雑音を除去する。

以上の構成において、カウンタCT₁の出力信号
V_Qは積分器Q₁の入力端に印加されその出力端の
電圧でトランジスタQ₁₄を流れる電流を制御し、
負荷電流I_Lを規制する。負荷電流I_Lによつて帰還
抵抗R_fに発生した帰還電圧V_fはゼロ・スパン回
路３２に入力された差圧ΔPスパンに対応するス
パンの負荷電流I_Lになる様に調節され、増幅器
Q₁₉より可変電圧V_pとしてセンサ部に帰還され
る。この帰還により静電容量C_H，C_Lのいずれの
側にカウンタCT₁により切替えられても積分器
Q₁の反転入力端（−）の電圧が中間電位点
（V_z／２）になるように制御され平衡する。平衡
状態では差圧ΔPに対応する負荷電流I_Lとなつて
いる。

変換器内の温度変化に起因するゼロ変動に対し
ては感温素子T_Hで検知された温度ゼロ信号V_Tzを
可変抵抗VR₈で、スパン変動に対しては温度スパ
ン信号V_Tsを可変抵抗VR₉でそれぞれ調整して補
償する。

センサ部の温度または静圧によるゼロ点のずれ
は可変抵抗VR₃で調整して補償する。

次に第２５図に示す回路の静圧ゼロ、温度ゼ
ロ・スパンの調整手順について説明する。

第１ステツプとして、先ず基準温度（室温）で
温度補償回路３０の増幅器Q₁₀の出力端に得られ
る温度信号V_Tの電圧が０ボルトになる様に可変
抵抗VR₇を調整する。

次に、第２ステツプとして基準温度における静
圧P_sがゼロの状態で差圧ΔPを与えて可変抵抗
VR₁₁で負荷電流I_Lが０％になる様に調整し、こ
の後さらに可変抵抗VR₁₀で負荷電流I_Lが100％に
なる様に調整する。

第３ステツプとして基準温度における差圧ΔP
が０％の状態で、静圧P_sをダイヤフラムに加えて
可変抵抗VR₃で負荷電流I_Lが０％になる様に調整
する。これにより、センサ部のゼロ点が補償され
る。

最後の第４ステツプとして高温または低温の温
度変化を与え、静圧P_sがゼロの状態で差圧ΔPを
ダイヤフラムに印加して可変抵抗VR₈で負荷電流
I_Lが０％になる様に調整し、更に可変抵抗VR₉で
負荷電流I_Lが100％になる様に調整する。

以上のステツプ１から４の順序で調整が完了す
る。この調整は１回行なうだけで終了できるので
短かい調整時間で静圧および温度の影響を受けな
い高精度の変位変換器で実現できる。

第２６図はゼロ・スパン回路の他の実施例を示
す回路図である。ゼロ・スパン回路３３はゼロ・
スパン回路３２の構成に対してスパン調整の構成
を変えたもので、抵抗R₂₄とR₂₅の接続点からボ
ルテージフオロワーQ₂₀でその電圧を引き出し、
その出力端と中間電位点との間に挿入された可変
抵抗VR₁₂によりスパンを調節する様にしたもの
である。可変抵抗VR₁₂の中点の電圧は増幅器Q₂₁
の非反転入力端（＋）に印加され増幅器Q₂₁を介
して可変電圧V_pとして出力される。この場合は
ゼロ・スパン回路３２と異なり１以下の増幅度は
得られない。

第２７図はゼロ・スパン回路の更に他の実施例
である。この場合のゼロ・スパン回路３４は第２
５図に示すゼロ・スパン回路３２に対して、増幅
器Q₁₃による中間電位点の電位をV_zc／２に、カウ
ンタCT₁の電源電圧をV_zcにそれぞれ選定したと
きに使用される。この場合は、ゼロ・スパン回路
３２，３３と異なり、スパン変更用の可変抵抗
VR₁₂の一端に電源電圧V_zを抵抗R₃₀とR₃₁で分圧
した電圧をボルテージフオロワーQ₂₂を介して印
加している。

＜発明の効果＞以上、実施例とともに具体的に説明したように
本発明によれば、従来の如く定値電流制限回路の
如き複雑な回路を用いることなく放電回路を構成
して固定容量と分布容量等を除去し更に差圧信号
の中に含まれる情報を利用して温度または静圧の
変動によるゼロ点あるいはスパンを補償すること
ができ、精度の高い容量式変位変換器で実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は第１図に示す回路の各部の波形を示す波形
図、第３図は第１図に示すスイツチの各切換状態
における等価回路、第４図は補償容量を付加した
ときの第１図に示すスイツチの各切換状態におけ
る等価回路、第５図は正負に亘る非直線性をも補
正できる固定容量補正回路を示す回路図、第６図
は非直線性の補正をアナログ回路のみで実現する
固定容量補正回路を示す回路図、第７図はセンサ
部の温度または静圧によるゼロ点のずれを補正す
るゼロ補正回路を示す回路図、第８図は第７図に
示す回路の各部の波形を示す波形図、第９図はパ
ルス幅をT′_K＜T_1cの関係に選定した場合のゼロ
補正回路を示す回路図、第１０図は第９図に示す
回路の各部の波形を示す波形図、第１１図はパル
ス幅をT″_K≒T_1cの関係に選定した場合のゼロ補
正回路を示す回路図、第１２図は第１１図に示す
回路の各部の波形を示す波形図、第１３図は第７
図、第９図および第１１図に示す単安定回路の詳
細を示す回路図、第１４図はゼロ点の補正量が大
きい場合に用いる単安定回路の構成を示す回路
図、第１５図はセンサ部の温度または静圧による
スパンのずれを補正するスパン補正回路の構成を
示す回路図、第１６図は第１５図に示す回路の各
部の波形を示す波形図、第１７図はパルス幅を
T′_K＜T_1cの関係に選定した場合のスパン補正回
路の構成を示す回路図、第１８図は第１７図に示
す回路の各部の波形を示す波形図、第１９図はパ
ルス幅をT″_K≒T_1cの関係に選定した場合のスパ
ン補正回路の構成を示す回路図、第２０図は第１
９図に示す回路の各部の波形を示す波形図、第２
１図は第１５図に示す回路で定数項を消去する演
算を省略したスパン補正回路の構成を示す回路
図、第２２図は第１７図に示す回路で定数項を消
去する演算を省略したスパン補正回路の構成を示
す回路図、第２３図は変換部内の温度変化に起因
するゼロ・スパンの変化を補償する温度補償回路
の構成を示す回路図、第２４図は第２３図に示す
温度補償回路の変形実施例を示す回路図、第２５
図は本発明を二線式の伝送回路で構成した全体の
回路図、第２６図はゼロ・スパン回路の他の実施
例を示す回路図、第２７図はゼロ・スパン回路の
更に他の実施例を示す回路図、第２８図は従来の
容量式変位変換装置のセンサ部の構成を示す断面
図、第２９図は第２８図に示すセンサ部を電気的
に見た等価回路、第３０図は第２８図に示すセン
サ部と組合せた変位変換部を示す回路図、第３１
図は第３０図に示す各部の波形を示す波形図であ
る。１１，１２……ダイヤフラム、１６……移動電
極、１７，１８……固定電極、１９……ロツド、
２０，２１……固定容量補正回路、２２〜２４…
…ゼロ補正回路、２５〜２９……スパン補正回
路、３０，３１……温度補償回路、３２〜３４…
…ゼロ・スパン回路、C₁，C₂……静電容量、C_F
……固定容量、C_s……分布容量、C₃……補償容
量、CC……定電流回路、V_z，V_zc……電源電圧、
CT₁……カウンタ、T_H……感温素子、V_Tz……温
度ゼロ信号、V_Ts……温度スパン信号、V_Q……出
力信号、V_p……可変電圧。

Claims

【特許請求の範囲】１移動電極に対して第１電極と第２電極が対向
して設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動
的に変化する第１および第２静電容量と、前記移
動電極の電位を検出する増幅手段と、前記増幅手
段の入力端に反転電流を供給する負帰還手段と、
前記増幅手段の出力レベルの変化を計数する計数
手段と、前記計数手段の出力パルスを積分する積
分手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段
の出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加
する第１スイツチ手段と、前記積分手段の出力に
関連した電圧と電源電圧とを前記増幅手段の出力
と前記計数手段の出力パルスとにより切替えて前
記第２静電容量に印加する第２スイツチ手段と、
前記電源電圧と前記積分手段の出力に関連した電
圧との差に関連した電圧を固定インピーダンスを
介して前記移動電極に印加する固定容量補正手段
とを具備する容量式変位変換器。２移動電極に対して第１電極と第２電極が対向
して設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動
的に変化する第１および第２静電容量と、前記移
動電極の電位を検出する増幅手段と、前記増幅手
段の入力端に反転電流を供給する負帰還手段と、
前記増幅手段の出力レベルの変化を計数する計数
手段と、前記計数手段の出力パルスを積分する積
分手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段
の出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加
する第１スイツチ手段と、前記積分手段の出力に
関連した電圧と電源電圧とを前記増幅手段の出力
と前記計数手段の出力パルスとにより切替えて前
記第２静電容量に印加する第２スイツチ手段と、
前記出力パルスに同期して所定のパルスを発生す
る単安定回路を有し前記単安定回路の一定幅パル
スと前記出力パルスとを用いて所定の演算を実行
して前記積分手段の出力に関連した電圧に加えて
ゼロ若しくはスパンの変動を補償するゼロ・スパ
ン補償手段とを具備する容量式変位変換器。３移動電極に対して第１電極と第２電極が対向
して設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動
的に変化する第１および第２静電容量と、前記移
動電極の電位を検出する増幅手段と、前記増幅手
段の入力端に反転電流を供給する負帰還手段と、
前記増幅手段の出力レベルの変化を計数する計数
手段と、前記計数手段の出力パルスを積分する積
分手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段
の出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加
する第１スイツチ手段と、前記積分手段の出力に
関連した電圧と電源電圧とを前記増幅手段の出力
と前記計数手段の出力パルスとにより切替えて前
記第２静電容量に印加する第２スイツチ手段と、
二線を介して外部から給電を受けて内部回路を付
勢する電圧安定化手段と、前記増幅手段の出力に
応動して前記二線を流れる電流を調整する電流調
整手段と、前記二線に流れる電流に比例した電圧
を前記可変電圧として帰還するための電圧／電流
変換手段とを備え、前記物理的変位に対応する前
記二線に流れる電流を伝送する容量式変位変換装
置。４移動電極に対して第１電極と第２電極が対向
して設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動
的に変化する第１および第２静電容量と、前記移
動電極の電位を検出する増幅手段と、前記増幅手
段の入力端に反転電流を供給する負帰還手段と、
前記増幅手段の出力レベルの変化を計数する計数
手段と、前記計数手段の出力パルスを積分する積
分手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段
の出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加
する第１スイツチ手段と、前記積分手段の出力に
関連した電圧と電源電圧とを前記増幅手段の出力
と前記計数手段の出力パルスとにより切替えて前
記第２静電容量に印加する第２スイツチ手段と、
変換部内に配置された感温素子と前記感温素子に
電源電圧を印加して発生させた感温電圧を調整す
る調整手段とを有し前記調整手段の出力を可変電
圧若くは前記電源電圧に加算して温度ゼロ若しく
は温度スパンの変動を補償する温度ゼロ・スパン
補償手段とを具備する容量式変位変換器。