JPH0756929B2 - ハイブリッド回路 - Google Patents
ハイブリッド回路Info
- Publication number
- JPH0756929B2 JPH0756929B2 JP2168799A JP16879990A JPH0756929B2 JP H0756929 B2 JPH0756929 B2 JP H0756929B2 JP 2168799 A JP2168799 A JP 2168799A JP 16879990 A JP16879990 A JP 16879990A JP H0756929 B2 JPH0756929 B2 JP H0756929B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- hybrid circuit
- output
- phase difference
- circuit
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 14
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 14
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 4
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、入力信号を各出力信号の位相差が所定の位相
差となるように２分配するハイブリッド回路に関する。
差となるように２分配するハイブリッド回路に関する。
［従来の技術］ 第４図は従来の90度ハイブリッド回路の回路図である
（山村英穂著「トロイダル・コア活用百科」1983年１
月、CQ出版、pp366、第６−39図参照）。
（山村英穂著「トロイダル・コア活用百科」1983年１
月、CQ出版、pp366、第６−39図参照）。
この従来の90度ハイブリッド回路は、例えばトロイダル
コアに２個のインダクタL1,L2を構成するバイファイラ
巻線が巻回され、インダクタL1,L2の各一端の間にキャ
パシタC1が接続され、インダクタL1,L2の各他端の間に
キャパシタC2が接続されて構成されている。ここで、イ
ンダクタL1の両端をそれぞれポートP1,P2とし、インダ
クタL2の両端をそれぞれポートP3,P4とし、ポートP2,P3
はそれぞれ終端抵抗RL2,RL1を介して接地されるととも
に、ポートP4は特性インピーダンスZ0に等しい終端抵抗
RLを介して接地される。
コアに２個のインダクタL1,L2を構成するバイファイラ
巻線が巻回され、インダクタL1,L2の各一端の間にキャ
パシタC1が接続され、インダクタL1,L2の各他端の間に
キャパシタC2が接続されて構成されている。ここで、イ
ンダクタL1の両端をそれぞれポートP1,P2とし、インダ
クタL2の両端をそれぞれポートP3,P4とし、ポートP2,P3
はそれぞれ終端抵抗RL2,RL1を介して接地されるととも
に、ポートP4は特性インピーダンスZ0に等しい終端抵抗
RLを介して接地される。
以上のように構成された従来の90度ハイブリッド回路に
おいて、ポートP1に特性インピーダンスZ0に等しい出力
抵抗RSを有する高周波信号発振器10から基準位相０度の
高周波信号を入力すると、当該高周波信号が２分配さ
れ、ポートP2,P3にそれぞれ、−45度の位相を有する信
号と＋45度の位相を有する信号が出力され、一方、ポー
トP4に信号が出力されない。すなわち、ポートP2,P3に
出力される各信号の位相差は90度となりかつ各信号の振
幅レベルは同一となる。
おいて、ポートP1に特性インピーダンスZ0に等しい出力
抵抗RSを有する高周波信号発振器10から基準位相０度の
高周波信号を入力すると、当該高周波信号が２分配さ
れ、ポートP2,P3にそれぞれ、−45度の位相を有する信
号と＋45度の位相を有する信号が出力され、一方、ポー
トP4に信号が出力されない。すなわち、ポートP2,P3に
出力される各信号の位相差は90度となりかつ各信号の振
幅レベルは同一となる。
［発明が解決しようとする課題］ 第６図に、上述の従来の90度ハイブリッド回路の正方向
伝達係数S21,S31及びポートP2とP3に出力される各信号
の位相差の周波数特性を示す。
伝達係数S21,S31及びポートP2とP3に出力される各信号
の位相差の周波数特性を示す。
第６図から明らかなように、ポートP2とP3に出力される
各信号の位相差は、周波数が約140MHzにおいて90度であ
るが、100MHzにおいて約94度であり、200MHzにおいて約
86度であり、300MHzにおいて約80度である。従って、従
来の90度ハイブリッド回路では、１つのスポット周波数
において位相差を90度に設定することができるが、ポー
トP2,P3に出力される各信号の位相差を広い周波数帯域
で90度に調整することがむずかしいという問題点があっ
た。
各信号の位相差は、周波数が約140MHzにおいて90度であ
るが、100MHzにおいて約94度であり、200MHzにおいて約
86度であり、300MHzにおいて約80度である。従って、従
来の90度ハイブリッド回路では、１つのスポット周波数
において位相差を90度に設定することができるが、ポー
トP2,P3に出力される各信号の位相差を広い周波数帯域
で90度に調整することがむずかしいという問題点があっ
た。
本発明の目的は以上の課題を解決し、ポートP2,P3に出
力される各信号の位相差を広い周波数帯域で所定の位相
差に調整することができ、従来に比較し広い周波数帯域
で動作可能なハイブリッド回路を提供することにある。
力される各信号の位相差を広い周波数帯域で所定の位相
差に調整することができ、従来に比較し広い周波数帯域
で動作可能なハイブリッド回路を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明に係るハイブリッド回路は、互いに近接されて組
をなす少なくとも２本の第１と第２の単線が磁心に巻回
されて構成され、上記第１の単線の一端を入力端とし、
上記第１の単線の他端を第１の出力端とし、上記第２の
単線の上記入力端側の一端を第２の出力端とし、上記第
２の単線の上記第１の出力端側の他端を負荷端として用
いられるハイブリッド回路において、 上記負荷端を、上記第１と第２の出力端に出力される各
信号の位相差を補正するためのリアクタンス性のインピ
ーダンスを有する負荷回路によって終端したことを特徴
とする。
をなす少なくとも２本の第１と第２の単線が磁心に巻回
されて構成され、上記第１の単線の一端を入力端とし、
上記第１の単線の他端を第１の出力端とし、上記第２の
単線の上記入力端側の一端を第２の出力端とし、上記第
２の単線の上記第１の出力端側の他端を負荷端として用
いられるハイブリッド回路において、 上記負荷端を、上記第１と第２の出力端に出力される各
信号の位相差を補正するためのリアクタンス性のインピ
ーダンスを有する負荷回路によって終端したことを特徴
とする。
また、上記ハイブリッド回路において、上記少なくとも
２本の単線はバイファイラ巻線であることを特徴とす
る。さらに、上記入力端と上記第２の出力端との間に第
１のキャパシタが接続され、上記第１の出力端と上記負
荷端との間に第２のキャパシタが接続されたことを特徴
とする。
２本の単線はバイファイラ巻線であることを特徴とす
る。さらに、上記入力端と上記第２の出力端との間に第
１のキャパシタが接続され、上記第１の出力端と上記負
荷端との間に第２のキャパシタが接続されたことを特徴
とする。
またさらに、上記ハイブリッド回路において、上記少な
くとも２本の単線はトリファイラ巻線であることを特徴
とする。
くとも２本の単線はトリファイラ巻線であることを特徴
とする。
さらに、上記ハイブリッド回路において、上記磁心はト
ロイダルコア又はメガネ型コアであることを特徴とす
る。
ロイダルコア又はメガネ型コアであることを特徴とす
る。
［作用］ 以上のように構成されたハイブリッド回路において、少
なくとも２本の第１と第２の単線が磁心に巻回されて、
第１の単線の１次巻線と第１の単線の２次巻線とが結合
度Ｍで相互誘導結合した高周波トランスが構成される。
このとき、１次巻線のインダクタンスLL1は、第１の単
線のインダクタンスL1に、相互誘導結合によるインダク
タンス成分kM・L1・L2が加算された値になる。一方、２
次巻線のインダクタンスLL2は、第２の単線のインダク
タンスL2に、相互誘導結合によるインダクタンス成分kM
・L1・L2が加算された値になる。すなわち、次式で表さ
れる。
なくとも２本の第１と第２の単線が磁心に巻回されて、
第１の単線の１次巻線と第１の単線の２次巻線とが結合
度Ｍで相互誘導結合した高周波トランスが構成される。
このとき、１次巻線のインダクタンスLL1は、第１の単
線のインダクタンスL1に、相互誘導結合によるインダク
タンス成分kM・L1・L2が加算された値になる。一方、２
次巻線のインダクタンスLL2は、第２の単線のインダク
タンスL2に、相互誘導結合によるインダクタンス成分kM
・L1・L2が加算された値になる。すなわち、次式で表さ
れる。
LL1＝L1＋kM・L1・L2 ……（１） LL2＝kM・L1・L2＋L2 ……（２） ここで、ｋは正の比例係数である。
ところで、高周波トランスの結合度Ｍは密結合の理想的
な場合には１であるが、このときに、例えば上記負荷端
を上記入力端と上記第１と第２の出力端と同一の特性イ
ンピーダンスを有する抵抗で終端すると、上記第１と第
２の出力端から出力される各信号の位相差を所定の位相
差で一定となる。しかしながら、実際には、結合度Ｍ
は、例えば0.98などの１よりも若干小さい値となる。従
って、このとき、１次巻線のインダクタンスLL1は、理
想的な値から小さい値になるとともに、２次巻線のイン
ダクタンスLL2も、理想的な値から小さい値になる。こ
れを補償するために、上記負荷端にリアクタンス性のイ
ンピーダンスを有する負荷回路を接続する。すなわち、
第２の単線に当該負荷回路を接続されるとともに、第１
の単線に当該負荷回路が接続されることになる。これに
より、高周波トランスの結合度Ｍが１であるとほぼ等価
となり、上記第１と第２の出力端から出力される各信号
の位相差を実質的に所定の位相差に補正することができ
る。
な場合には１であるが、このときに、例えば上記負荷端
を上記入力端と上記第１と第２の出力端と同一の特性イ
ンピーダンスを有する抵抗で終端すると、上記第１と第
２の出力端から出力される各信号の位相差を所定の位相
差で一定となる。しかしながら、実際には、結合度Ｍ
は、例えば0.98などの１よりも若干小さい値となる。従
って、このとき、１次巻線のインダクタンスLL1は、理
想的な値から小さい値になるとともに、２次巻線のイン
ダクタンスLL2も、理想的な値から小さい値になる。こ
れを補償するために、上記負荷端にリアクタンス性のイ
ンピーダンスを有する負荷回路を接続する。すなわち、
第２の単線に当該負荷回路を接続されるとともに、第１
の単線に当該負荷回路が接続されることになる。これに
より、高周波トランスの結合度Ｍが１であるとほぼ等価
となり、上記第１と第２の出力端から出力される各信号
の位相差を実質的に所定の位相差に補正することができ
る。
従って、ハイブリッド回路において、上記第１の単線の
一端である入力端に高周波信号を入力したとき、上記入
力された高周波信号を２分配し、各２分配された信号
を、上記第１の単線の他端である第１の出力端と、上記
第２の単線の上記入力端側の一端である第２の出力端
に、各出力信号の位相差が例えば90度である所定の位相
差となるように出力させることができる。
一端である入力端に高周波信号を入力したとき、上記入
力された高周波信号を２分配し、各２分配された信号
を、上記第１の単線の他端である第１の出力端と、上記
第２の単線の上記入力端側の一端である第２の出力端
に、各出力信号の位相差が例えば90度である所定の位相
差となるように出力させることができる。
ここで、上記第２の単線の他端である上記負荷端を、リ
アクタンス性のインピーダンスを有する負荷回路によっ
て終端したので、この負荷回路によって上記第１と第２
の出力端に出力される各信号の位相差を補正することが
でき、従来に比較しより広い周波数帯域にわたって、上
記第１と第２の出力端に出力される各信号の位相差を例
えば90度である所定の位相差に調整することが容易とな
り、これによって、広帯域で動作可能なハイブリッド回
路を実現することができる。
アクタンス性のインピーダンスを有する負荷回路によっ
て終端したので、この負荷回路によって上記第１と第２
の出力端に出力される各信号の位相差を補正することが
でき、従来に比較しより広い周波数帯域にわたって、上
記第１と第２の出力端に出力される各信号の位相差を例
えば90度である所定の位相差に調整することが容易とな
り、これによって、広帯域で動作可能なハイブリッド回
路を実現することができる。
［実施例］ 以下、図面を参照して本発明に係る実施例について説明
する。
する。
第１図は本発明の一実施例である90度ハイブリッド回路
の回路図であり第４図と同一のものについては同一の符
号を付している。
の回路図であり第４図と同一のものについては同一の符
号を付している。
本実施例の90度ハイブリッド回路が第４図に図示した従
来の90度ハイブリッド回路と異なるのは、ポートP4に接
続される負荷を抵抗RLにとって代わり、抵抗R0とインダ
クタL0が直列接続された負荷回路20を用いたことであ
る。
来の90度ハイブリッド回路と異なるのは、ポートP4に接
続される負荷を抵抗RLにとって代わり、抵抗R0とインダ
クタL0が直列接続された負荷回路20を用いたことであ
る。
本実施例の90度ハイブリッド回路は、トロイダルコア
に、互いに近接されて組みをなし２個のインダクタL1,L
2を構成するバイファイラ巻線が巻回され、インダクタL
1,L2の各一端の間にキャパシタC1が接続され、インダク
タL1,L2の各他端の間にキャパシタC2が接続されて構成
されている。ここで、インダクタL1の両端をそれぞれポ
ートP1,P2とし、インダクタL2の両端をそれぞれポートP
3,P4とし、ポートP2,P3はそれぞれ終端抵抗RL2,RL1を介
して接地されるとともに、ポートP4は、抵抗R0とインダ
クタL0が直列接続された、リアクタンス性のインピーダ
ンスZL＝R0＋ＪωL0を有する負荷回路20を介して接地さ
れる。なお、負荷回路20の抵抗R0とインダクタL0の各数
値は、ポートP2,P3に出力される各信号の位相差が広帯
域にわたって概ね90度となるように選定される。
に、互いに近接されて組みをなし２個のインダクタL1,L
2を構成するバイファイラ巻線が巻回され、インダクタL
1,L2の各一端の間にキャパシタC1が接続され、インダク
タL1,L2の各他端の間にキャパシタC2が接続されて構成
されている。ここで、インダクタL1の両端をそれぞれポ
ートP1,P2とし、インダクタL2の両端をそれぞれポートP
3,P4とし、ポートP2,P3はそれぞれ終端抵抗RL2,RL1を介
して接地されるとともに、ポートP4は、抵抗R0とインダ
クタL0が直列接続された、リアクタンス性のインピーダ
ンスZL＝R0＋ＪωL0を有する負荷回路20を介して接地さ
れる。なお、負荷回路20の抵抗R0とインダクタL0の各数
値は、ポートP2,P3に出力される各信号の位相差が広帯
域にわたって概ね90度となるように選定される。
以上のように構成されたハイブリッド回路において、イ
ンダクタL1とL2を構成するバイファイラ巻線が巻回され
て、インダクタL1とインダクタL2とが結合度Ｍで相互誘
導結合した高周波トランスが構成される。このとき、イ
ンダクタL1側の１次巻線のインダクタンスLL1は、イン
ダクタL1のインダクタンスに、相互誘導結合によるイン
ダクタンス成分kM・L1・L2が加算された値になる。一
方、インダクタL2側の２次巻線のインダクタンスLL2
は、インダクタL2のインダクタンスに、相互誘導結合に
よるインダクタンス成分kM・L1・L2が加算された値にな
る。すなわち、上記（１）及び（２）のように表され
る。
ンダクタL1とL2を構成するバイファイラ巻線が巻回され
て、インダクタL1とインダクタL2とが結合度Ｍで相互誘
導結合した高周波トランスが構成される。このとき、イ
ンダクタL1側の１次巻線のインダクタンスLL1は、イン
ダクタL1のインダクタンスに、相互誘導結合によるイン
ダクタンス成分kM・L1・L2が加算された値になる。一
方、インダクタL2側の２次巻線のインダクタンスLL2
は、インダクタL2のインダクタンスに、相互誘導結合に
よるインダクタンス成分kM・L1・L2が加算された値にな
る。すなわち、上記（１）及び（２）のように表され
る。
ところで、高周波トランスの結合度Ｍは密結合の理想的
な場合には１であるが、このときに、例えばポートP4を
ポートP1,P2,P3と同一の特性インピーダンスを有する抵
抗で終端すると、ポートP2,P3から出力される各信号の
位相差は所定の位相差90°で一定となる。しかしなが
ら、実際には、結合度Ｍは、例えば0.98などの１よりも
若干小さい値となる。従って、このとき、１次巻線のイ
ンダクタンスLL1は、理想的な値から小さい値になると
ともに、２次巻線のインダクタンスLL2も、理想的な値
から小さい値になる。これを補償するために、ポートP4
にリアクタンス性のインピーダンスを有する負荷回路を
接続する。すなわち、インダクタL2に当該負荷回路が接
続されるとともに、キャパシタC2を介してインダクタL1
に当該負荷回路が接続されることになる。これにより、
高周波トランスの結合度Ｍが１である場合とほぼ等価と
なり、ポートP2,P3から出力される各信号の位相差を実
質的に所定の位相差に補正することができる。
な場合には１であるが、このときに、例えばポートP4を
ポートP1,P2,P3と同一の特性インピーダンスを有する抵
抗で終端すると、ポートP2,P3から出力される各信号の
位相差は所定の位相差90°で一定となる。しかしなが
ら、実際には、結合度Ｍは、例えば0.98などの１よりも
若干小さい値となる。従って、このとき、１次巻線のイ
ンダクタンスLL1は、理想的な値から小さい値になると
ともに、２次巻線のインダクタンスLL2も、理想的な値
から小さい値になる。これを補償するために、ポートP4
にリアクタンス性のインピーダンスを有する負荷回路を
接続する。すなわち、インダクタL2に当該負荷回路が接
続されるとともに、キャパシタC2を介してインダクタL1
に当該負荷回路が接続されることになる。これにより、
高周波トランスの結合度Ｍが１である場合とほぼ等価と
なり、ポートP2,P3から出力される各信号の位相差を実
質的に所定の位相差に補正することができる。
本実施例の90度ハイブリッド回路において、ポートP1に
特性インピーダンスZ0に等しい出力抵抗RSを有する高周
波信号発振器10から高周波信号を入力すると、当該高周
波信号が２分配され、ポートP2,P3に位相差が90度であ
る各出力信号が出力される。ここで、上記負荷回路20
は、ポートP2,P3に出力される各信号の位相差が広い周
波数帯域にわたってほぼ90度となるように位相補正を行
なう素子として動作する。
特性インピーダンスZ0に等しい出力抵抗RSを有する高周
波信号発振器10から高周波信号を入力すると、当該高周
波信号が２分配され、ポートP2,P3に位相差が90度であ
る各出力信号が出力される。ここで、上記負荷回路20
は、ポートP2,P3に出力される各信号の位相差が広い周
波数帯域にわたってほぼ90度となるように位相補正を行
なう素子として動作する。
本発明者は、外径2mm、内径0.7mm、厚さ5mmでありカー
ボニル鉄にてなるトロイダルコアに、芯線径0.15mmのバ
イファイラ巻線を３ターンだけ巻回し、静電容量が5pF
であるキャパシタC1と静電容量が5pFであるキャパシタC
2とを接続して、第１図に図示した本実施例の90度ハイ
ブリッド回路を作成した後、ポートP4に、180Ωである
抵抗R0と39nHであるインダクタL0が直列接続された負荷
回路20を接続して、当該ハイブリッド回路について、ポ
ートP1とポートP2との間の正方向伝達係数S21と、ポー
トP1とポートP3との間の正方向伝達係数S31と、ポートP
2とP3に出力される各信号の位相差とを測定した。
ボニル鉄にてなるトロイダルコアに、芯線径0.15mmのバ
イファイラ巻線を３ターンだけ巻回し、静電容量が5pF
であるキャパシタC1と静電容量が5pFであるキャパシタC
2とを接続して、第１図に図示した本実施例の90度ハイ
ブリッド回路を作成した後、ポートP4に、180Ωである
抵抗R0と39nHであるインダクタL0が直列接続された負荷
回路20を接続して、当該ハイブリッド回路について、ポ
ートP1とポートP2との間の正方向伝達係数S21と、ポー
トP1とポートP3との間の正方向伝達係数S31と、ポートP
2とP3に出力される各信号の位相差とを測定した。
第５図は第１図に図示された本実施例の90度ハイブリッ
ド回路の正方向伝達係数S21，S31の周波数特性及びポー
トP2,P3に出力される各信号の位相差の周波数特性を示
すグラフである。
ド回路の正方向伝達係数S21，S31の周波数特性及びポー
トP2,P3に出力される各信号の位相差の周波数特性を示
すグラフである。
第５図から明らかなように、ポートP2,P3に出力される
各信号の位相差は、約150MHzから約400MHzまでの広い周
波数帯域にわたってほぼ一定であることがわかる。な
お、周波数が約100MHz以上において、ポートP2とP3に出
力される各信号の振幅差は周波数が高くなるにつれて大
きくなるが、この各信号の振幅レベル合わせは従来の方
法を用いて容易に行なうことができる。
各信号の位相差は、約150MHzから約400MHzまでの広い周
波数帯域にわたってほぼ一定であることがわかる。な
お、周波数が約100MHz以上において、ポートP2とP3に出
力される各信号の振幅差は周波数が高くなるにつれて大
きくなるが、この各信号の振幅レベル合わせは従来の方
法を用いて容易に行なうことができる。
以上説明したように、ポートP4にリアクタンス性のイン
ピーダンスを有する負荷回路20を接続することによっ
て、ポートP2,P3に出力される各信号の位相差を従来例
に比較し、広帯域にわたって90度に設定することができ
る。従って、広帯域で使用可能な90度ハイブリッド回路
を構成することができる。
ピーダンスを有する負荷回路20を接続することによっ
て、ポートP2,P3に出力される各信号の位相差を従来例
に比較し、広帯域にわたって90度に設定することができ
る。従って、広帯域で使用可能な90度ハイブリッド回路
を構成することができる。
以上の実施例において、トロイダルコアにバイファイラ
巻線を巻回して90度ハイブリッド回路を構成している
が、本発明はこれに限らず、第２図に示すように、トロ
イダルコア又はメガネ型コアに、互いに近接されて組み
をなし３本の単線からなるトリファイラ巻線を巻回して
構成してもよい。この変形例では、トリファイラ巻線が
インダクタL11,L12,L13を構成し、インダクタL11の一端
がポートP1に接続され、その他端がポートP2に接続され
る。また、インダクタL12,L13が並列に接続され、その
並列接続された一端がポートP3に接続され、その他端が
ポートP4に接続される。
巻線を巻回して90度ハイブリッド回路を構成している
が、本発明はこれに限らず、第２図に示すように、トロ
イダルコア又はメガネ型コアに、互いに近接されて組み
をなし３本の単線からなるトリファイラ巻線を巻回して
構成してもよい。この変形例では、トリファイラ巻線が
インダクタL11,L12,L13を構成し、インダクタL11の一端
がポートP1に接続され、その他端がポートP2に接続され
る。また、インダクタL12,L13が並列に接続され、その
並列接続された一端がポートP3に接続され、その他端が
ポートP4に接続される。
以上の実施例において、負荷回路20として抵抗R0とイン
ダクタL0が直列に接続された回路を用いているが、本発
明はこれに限らず、第３図（Ａ）乃至（Ｄ）に示すよう
な負荷回路を用いて用いてもよい。すなわち、負荷回路
として、第３図（Ａ）に示すように、抵抗R0とインダク
タL0が並列に接続された回路を用いても良いし、第３図
（Ｂ）に示すように、抵抗R01とインダクタL0が直列に
接続された回路に抵抗R02が並列に接続された回路を用
いても良い。また、負荷回路として、第３図（Ｃ）に示
すようにインダクタL01と抵抗R0が直列に接続された回
路にインダクタL02が並列に接続された回路を用いても
良いし、第３図（Ｄ）に示すように抵抗R0とインダクタ
L02が並列に接続された回路にインダクタL01が直列に接
続された回路を用いてもよい。
ダクタL0が直列に接続された回路を用いているが、本発
明はこれに限らず、第３図（Ａ）乃至（Ｄ）に示すよう
な負荷回路を用いて用いてもよい。すなわち、負荷回路
として、第３図（Ａ）に示すように、抵抗R0とインダク
タL0が並列に接続された回路を用いても良いし、第３図
（Ｂ）に示すように、抵抗R01とインダクタL0が直列に
接続された回路に抵抗R02が並列に接続された回路を用
いても良い。また、負荷回路として、第３図（Ｃ）に示
すようにインダクタL01と抵抗R0が直列に接続された回
路にインダクタL02が並列に接続された回路を用いても
良いし、第３図（Ｄ）に示すように抵抗R0とインダクタ
L02が並列に接続された回路にインダクタL01が直列に接
続された回路を用いてもよい。
また、第１図に図示した90度ハイブリッド回路におい
て、インダクタL1とL2の間の静電容量が大きい場合は、
キャパシタC1,C2を省略してもよい。
て、インダクタL1とL2の間の静電容量が大きい場合は、
キャパシタC1,C2を省略してもよい。
以上の実施例において、90度ハイブリッド回路について
説明しているが、本発明はこれに限らず、入力信号を、
各出力信号の位相差が所定の位相差となるように２分配
するハイブリッド回路に適用することができる。
説明しているが、本発明はこれに限らず、入力信号を、
各出力信号の位相差が所定の位相差となるように２分配
するハイブリッド回路に適用することができる。
以上の実施例においては、ポートP1に信号を入力したと
きポートP2,P3に位相差が90度となる各信号が出力され
る分配器について説明しているが、本発明に係るハイブ
リッド回路はこれに限らず、位相差が90度である各信号
をそれぞれポートP2,P3に入力して合成された信号をポ
ートP1に出力する合成器として用いてもよい。
きポートP2,P3に位相差が90度となる各信号が出力され
る分配器について説明しているが、本発明に係るハイブ
リッド回路はこれに限らず、位相差が90度である各信号
をそれぞれポートP2,P3に入力して合成された信号をポ
ートP1に出力する合成器として用いてもよい。
［発明の効果］ 以上詳述したように本発明によれば、互いに近接されて
組をなす少なくとも２本の第１と第２の単線が磁心に巻
回されて構成され、上記第１の単線の一端を入力端と
し、上記第１の単線の他端を第１の出力端とし、上記第
２の単線の上記入力端側の一端を第２の出力端とし、上
記第２の単線の上記第１の出力端側の他端を負荷端とし
て用いられるハイブリッド回路において、上記負荷端
を、上記第１と第２の出力端に出力される各信号の位相
差を補正するためのリアクタンス性のインピーダンスを
有する負荷回路によって終端したので、従来に比較しよ
り広い周波数帯域にわたって、上記第１と第２の出力端
に出力される各信号の位相差を例えば90度である所定の
位相差に調整することが容易となり、これによって、広
帯域で動作可能なハイブリッド回路を実現することがで
きるという利点がある。
組をなす少なくとも２本の第１と第２の単線が磁心に巻
回されて構成され、上記第１の単線の一端を入力端と
し、上記第１の単線の他端を第１の出力端とし、上記第
２の単線の上記入力端側の一端を第２の出力端とし、上
記第２の単線の上記第１の出力端側の他端を負荷端とし
て用いられるハイブリッド回路において、上記負荷端
を、上記第１と第２の出力端に出力される各信号の位相
差を補正するためのリアクタンス性のインピーダンスを
有する負荷回路によって終端したので、従来に比較しよ
り広い周波数帯域にわたって、上記第１と第２の出力端
に出力される各信号の位相差を例えば90度である所定の
位相差に調整することが容易となり、これによって、広
帯域で動作可能なハイブリッド回路を実現することがで
きるという利点がある。
第１図は本発明に係る一実施例である90度ハイブリッド
回路の回路図、 第２図は第１図の実施例の変形例である90度ハイブリッ
ド回路の回路図、 第３図（Ａ）、第３図（Ｂ）、第３図（Ｃ）及び第３図
（Ｄ）はそれぞれ、第１図及び第２図に図示された90度
ハイブリッド回路の負荷回路の変形例を示す回路図、 第４図は従来の90度ハイブリッド回路の回路図、 第５図は第１図に図示された本実施例の90度ハイブリッ
ド回路の正方向伝達係数及びポートP2とP3の位相差の周
波数特性を示すグラフ、 第６図は第４図に図示された従来の90度ハイブリッド回
路の正方向伝達係数及びポートP2とP3の位相差の周波数
特性を示すグラフである。 20……負荷回路、L1,L2,L11,L12,L13,L0，L01，L02……
インダクタ、C1,C2……キャパシタ、R0，R01，R02……
抵抗、ZL……負荷インピーダンス、P1,P2,P3,P4……ポ
ート。
回路の回路図、 第２図は第１図の実施例の変形例である90度ハイブリッ
ド回路の回路図、 第３図（Ａ）、第３図（Ｂ）、第３図（Ｃ）及び第３図
（Ｄ）はそれぞれ、第１図及び第２図に図示された90度
ハイブリッド回路の負荷回路の変形例を示す回路図、 第４図は従来の90度ハイブリッド回路の回路図、 第５図は第１図に図示された本実施例の90度ハイブリッ
ド回路の正方向伝達係数及びポートP2とP3の位相差の周
波数特性を示すグラフ、 第６図は第４図に図示された従来の90度ハイブリッド回
路の正方向伝達係数及びポートP2とP3の位相差の周波数
特性を示すグラフである。 20……負荷回路、L1,L2,L11,L12,L13,L0，L01，L02……
インダクタ、C1,C2……キャパシタ、R0，R01，R02……
抵抗、ZL……負荷インピーダンス、P1,P2,P3,P4……ポ
ート。
Claims (5)
- 【請求項１】互いに近接されて組をなす少なくとも２本
の第１と第２の単線が磁心に巻回されて構成され、上記
第１の単線の一端を入力端とし、上記第１の単線の他端
を第１の出力端とし、上記第２の単線の上記入力端側の
一端を第２の出力端とし、上記第２の単線の上記第１の
出力端側の他端を負荷端として用いられるハイブリッド
回路において、 上記負荷端を、上記第１と第２の出力端に出力される各
信号の位相差を補正するためのリアクタンス性のインピ
ーダンスを有する負荷回路によって終端したことを特徴
とするハイブリッド回路。 - 【請求項２】上記少なくとも２本の単線はバイファイラ
巻線であることを特徴とする請求項１記載のハイブリッ
ド回路。 - 【請求項３】上記入力端と上記第２の出力端との間に第
１のキャパシタが接続され、上記第１の出力端と上記負
荷端との間に第２のキャパシタが接続されたことを特徴
とする請求項２記載のハイブリッド回路。 - 【請求項４】上記少なくとも２本の単線はトリファイラ
巻線であることを特徴とする請求項１記載のハイブリッ
ド回路。 - 【請求項５】上記磁心はトロイダルコア又はメガネ型コ
アであることを特徴とする請求項１、２、３又は４記載
のハイブリッド回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2168799A JPH0756929B2 (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | ハイブリッド回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2168799A JPH0756929B2 (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | ハイブリッド回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0457405A JPH0457405A (ja) | 1992-02-25 |
| JPH0756929B2 true JPH0756929B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=15874696
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2168799A Expired - Fee Related JPH0756929B2 (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | ハイブリッド回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0756929B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106169919A (zh) * | 2015-05-20 | 2016-11-30 | 联发科技股份有限公司 | 集成电路 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0219316D0 (en) * | 2002-08-19 | 2002-09-25 | Electronic Ltd Ab | Locating non-visible objects |
| JP4846655B2 (ja) * | 2007-05-16 | 2011-12-28 | 日本放送協会 | 位相調整型電力分配装置およびそれを用いた自動整合装置 |
| US8275342B2 (en) * | 2010-08-30 | 2012-09-25 | Texas Instruments Incorporated | Downconversion mixer |
| JP5828767B2 (ja) * | 2012-01-05 | 2015-12-09 | パナソニック株式会社 | 直交ハイブリッドカプラ、増幅器、無線通信装置及び直交ハイブリッドカプラの制御方法 |
-
1990
- 1990-06-26 JP JP2168799A patent/JPH0756929B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106169919A (zh) * | 2015-05-20 | 2016-11-30 | 联发科技股份有限公司 | 集成电路 |
| US9806394B2 (en) | 2015-05-20 | 2017-10-31 | Mediatek Inc. | 0/90 degree coupler with complex termination |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0457405A (ja) | 1992-02-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5825259A (en) | Electromagnetic interference isolator with common mode choke | |
| US4800344A (en) | Balun | |
| US5619172A (en) | High impedance ratio wideband transformer circuit | |
| US5742213A (en) | Unbalanced to balanced high impedance ratio wideband transformer circuit | |
| US3231837A (en) | All-pass transformer coupling network utilizing high frequency and low frequency transformers in parallel connection | |
| JPH0457405A (ja) | ハイブリッド回路 | |
| US5121088A (en) | Frequency response equalizer | |
| JPH06284043A (ja) | 集中定数型方向性結合器 | |
| JPH04233815A (ja) | 可変特性インピーダンス伝送線路変成器および特性インピーダンスを変更する方法 | |
| JPS5919480Y2 (ja) | 広帯域変成器回路 | |
| JP3373659B2 (ja) | 配電線搬送通信用結合フィルタの通過帯域の制御方法 | |
| JP2560491Y2 (ja) | 同軸伝送線路の縦電流阻止回路 | |
| JPH05129868A (ja) | 分配器 | |
| JPH066614Y2 (ja) | 電話機への妨害波の混入防止回路 | |
| JPS5915461Y2 (ja) | パルストランス | |
| JPS5940751Y2 (ja) | 単巻型ハイブリッドトランス | |
| JPS595709A (ja) | 方向性結合器を含む負帰還増巾器 | |
| JPH0241942Y2 (ja) | ||
| JPS6214926B2 (ja) | ||
| JPH0810810B2 (ja) | ハイブリッド回路 | |
| JPS6123847Y2 (ja) | ||
| JPS62147808A (ja) | 分配器 | |
| JPH0335623A (ja) | 配電線搬送用結合回路 | |
| JPH02101810A (ja) | 弾性表面波装置 | |
| JPS63161717A (ja) | 高周波同調回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |