JPH0758525B2 - 磁気記録検出回路 - Google Patents

磁気記録検出回路

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JPH0758525B2
JPH0758525B2 JP62057026A JP5702687A JPH0758525B2 JP H0758525 B2 JPH0758525 B2 JP H0758525B2 JP 62057026 A JP62057026 A JP 62057026A JP 5702687 A JP5702687 A JP 5702687A JP H0758525 B2 JPH0758525 B2 JP H0758525B2
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    • G—PHYSICS
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Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は磁気記録検出回路に係わり、さらに詳しくは、
磁気記録媒体に記録された記録上方を磁気抵抗センサ
（磁気抵抗ヘッド、MRセンサ）によって、読みとる際に
MRセンサで得られた信号を増幅する回路に関する。
B.従来技術 MRセンサは一般にその端子間に表れる信号を検出するプ
リアンプによって一定バイアス電流がバイアスされるよ
うになっている。ここで、MRセンサの感知条片の高さは
センサの感知抵抗に逆比例する。問題はこの感知条片の
高さが一定ではないために、感知抵抗も個々のセンサに
よって変動し検出感度が劣ることである。つまり、感知
条片は製造ロットによっても微妙に異なるし、また、使
用に連れてそれが摩擦することによって経時変化をきた
すのである。
C.発明が解決しようとする問題点 従って、感知条片の高さの変動とは無関係にセンサによ
って生成された信号を検出することが望まれる。具体的
には、出願人が米国特許出願767549号（1985年８月２日
出願）で開示したものと同様に、△Rh/Rhを表す電圧を
検出し、それを増幅することが望ましい。なお、ここで
△Rhとは記録媒体を読みとる際に磁気入力信号によって
生じるMRセンサの抵抗Rhの変化分である。
D.問題点を解決するための手段 本発明はエンハンスト型のトランスインピーダンス増幅
器等を用いて、MRセンサによって読みとられた信号をバ
イアスし、増幅するものである。電気回路的にこれを記
述すると、本発明に係わる増幅器はMRセンサの抵抗Rhを
この増幅器の入力段を構成している作動対のエミッタ回
路の負帰還路として配置する。かかる構成によれば△Rh
/Rhを表す電圧信号がMRセンサを流れる電流として検出
され、増幅される。
MRセンサへのバイアス電流はこの増幅器の入力段を構成
する二つのトランジスタに電流を供給する定電流源と同
一の電流源によって供給される。入力段のトランジスタ
の特性値とRhの定常値の変動に起因する直流オフセット
を補正するために、レベルシフト段と増幅段を介して入
力段へ直流フィードバックをかけることによって作動入
力段に対する双方のパスに流れる電流を平衡させる。上
述したRhの定常値はバイアスされている間の抵抗値Rhに
影響されるが、磁界の変動には影響を受けない。
さらにこの直流フィードバックループにオフセット電流
を供給するフィードフォワード電流源が本願に係わる増
幅器の出力端における直流エラーを訂正するのに用いら
れる。この供給される電流の大きさはRhの定常値に関す
る公称値（製造ロット中に最も多く表れるRhの値）を参
照して定めることができ、これによって全般的にエラー
を最も低減することができる。
本発明に係わる増幅器の入力段はMRセンサの数だけ設け
ることができる。入力段以外のこの増幅器の他の構成要
素である出力段・フィードバック段（帰還段）はこの場
合共通のものとして設定する。そして、入力段を漸次切
り替えることによってマルチヘッド増幅システムを構成
することが可能である。
この基本的な構成に改良を加えることによって△Rh/Rh
信号に対する感度を向上させたり、Rhの変動に対する出
力値の変動を低減させたりすることができる。これらの
例についても本明細書に記載する。また、さらに回路を
付加することによってマルチヘッド増幅システムにおけ
る異なったRhを有するMRセンサ間の切り替え時間を短縮
することも可能となる。
E.実施例 第１図は本願発明の原理を示すブロック図である。この
図において、MRセンサからの信号Ｉは増幅器の加算器11
に入力される。△Rhは抵抗値Rhに対して比例するので、
システム総利得ＧをRhで除することによって、出力信号
Ｏは感知条片の高さ・長さの誤差に起因するRh値の変動
の影響を排除することが可能となる。この機能を担保す
るのが前方向変換（forward transfer function）を行
う利得段12である。一方、後方向変換（reverse transf
er function）Ｈはフィードバック段14によって担保さ
れる。この変換は出力Ｏにおいてシステムのハイパス特
性が現れるようにローパス構成中に主低周波ポールを設
けることによって修正することができる。このハイパス
特性は加算器11において入力Ｉからフィードバック段14
で生成されたエラー信号Ｅを減じることによって得るこ
とができる。さらに、ソース15から供給されたＦが出力
Ｏにおける直流オフセットを補正するために加算器13に
供給される。
この入力信号Ｉはバイアス電流がセンサを通過すること
によって引き起こす電圧降下による直流成分を含んでい
る。この直流成分は出力Ｏにおいてエラーの原因となる
ものであるから、除去することが望ましい。従って、入
力Ｉ中のこの直流成分の公称値を前方向変換G/Rへの入
力から予め減ずることによって公称値Rhに対する出力値
Ｏ中のエラーを低減することが可能となる。そして、こ
のことによって一般的にはRh値に関する出力値Ｏの誤差
を飛躍的に減少させることができる。
第１図において示した概念は第2A図の回路によって具体
化される。第１図中に組み込まれた各々の要素である後
方向変換フィードバック段14、加算器11、前方向変換1
2、加算器13・ソース15と第2A図の各部位との対応を第
８図、第９図、第10図、及び第11図にそれぞれ示す。す
なわち、それぞれの図において太線をもって示した部分
及びまるで囲んだ各構成要素が各要素の対応部分であ
る。この接続によれば第１図の概念が実施できることは
当業者であれば理解可能であろう。
以下、第2A図に沿って、さらにこの回路を詳細に説明す
る。MRセンサRhのバイアス電流Ibは電流源J1によって供
給される。自然な状態では入力デバイスT1,T2を通過す
る電流は相違したものであるので、R1とR2の間で出力オ
フセットを生じる。このオフセットを補正するためにボ
ルテージフォロアデバイスT5およびT6にそれぞれ接続さ
れた定電流源J3およびJ4がこのオフセットに係わる直流
ポテンシャルをシフトさせ、フィードバック差動対であ
るT7およびT8に印加する。かかる機構によって入力デバ
イスT1およびT2のベース電圧は補正されて、それぞれの
入力デバイスT1およびT2には電流源J1から生成される電
流の半分がそれぞれ流れることになる。従って、定電流
源J1から供給される電流値はほぼ2Ibである。また、差
動対T7およびT8に対する電流は定電流源J2から供給され
る。
入力デバイスT1およびT2はそのエミッタにおいて固有の
低入力インピーダンスを有するため、この回路はトラン
スインピーダンス回路として機能する。さらに、Rhはフ
ィードバック帰還抵抗として働く。従って、△Rh/RhがR
h中を流れる電流として検出可能である。
T1とT2のベース間を接続するキャパシタＣは上述した低
周波ポールを作るためのものである。このポールの位置
はC,R5,Rhの値、および、GH/Rhなどのループのゲインに
よって決定される。電流源J0はフィードバックループ中
に前方向オフセット電流を供給する。これによって、MR
抵抗の公称値に対する出力カスケード対T3,T4のコレク
タ電圧をバランスさせるとともに、Rhの変動に対する出
力のオフセットを最小限に抑える。
抵抗R1,R2,R,R4,R5,R6,R7,R8の値は対応する活性化デバ
イスを適切にバイアスするように選択される。
第2A図の回路はチップ外の素子としてキャパシタを一つ
しか使用しない点から集積化に適している。
本発明の増幅器の出力電圧Voutは入力インピーダンスRi
nとRhと次の相関を有する。
従って、Rin−＞０ならば、 このように、Rinの値が低くなるほどRhの変動に係わる
出力電圧Voutに対する影響が小さくなる。
本願発明においては複数のMRセンサを一台の増幅器を使
用して、次々にセンサをこの増幅器に切り替えることに
よるオペレーションを可能にする構成をも開示するもの
である。この構成について第2B図に示す。この図におい
て、MRセンサはRh1,Rh2・・Rhnで代表される。MRセンサ
はそれぞれのために設けられた入力回路g1,g2・・・gn
に接続されている。そして、この入力が共有ノードn1,n
2,n3,NF1,NF2を介して単一の出力増幅器g0に導入され
る。これらの各々の回路は基本的には第2A図に示したも
のと同じである。つまり、それぞれ入力デバイスT1およ
びT2、Rh,電流源J1を含む。残りの部分は出力段とフィ
ードバック段であるが、これをg0として示している。第
2A図にもこれらの共有ノードは示されている。ここで、
複数のMRセンサが並列に接続されるが、この切り替えは
J1のテール電流を設定することによって簡単に行うこと
が可能である。このように切り替え操作が可能なので、
回路中にはキャパシタは一つのみで足りる。このことは
前述したように集積度を向上するために重要である。
このように次々と複数のMRセンサ間でその入力を切り替
えて、単一の出力増幅器を使用する場合の問題点として
回路の応答特性の問題がある。かかる問題を解決するた
めに第2A図においてはトランジスタT3,T4及び、定電流
源V1を回路中に付加する。
第2A図の基本的な回路をさらに応答特性、安定性等の面
で改良したものを第３図以降に示す。
非常に低い入力インピーダンスRinがMRセンサに対して
存する場合には、本発明は第３図の組み合せ入力段を備
えていてもよい。第３図の回路では付加的な電流源J5及
びJ6を備え、これらは全ての入力段に対して共通してい
る。トランジスタT5、T6、T9、及びT10、及びダイオー
ドD1及びD2は各入力段毎に繰返して備えられる。そし
て、共通部分と繰返し部分との境はノードN4、N5、N6及
びN7で示されている。
第2A図の回路の広帯域動作は望ましくは以下のようにし
て得られる。
（１）良好な低周波応答のために主低周波ポールを設定
し； （２）良好な高周波応答のためにT3、T4及びV1から構成
されるカスケード結合された共通ベース段を付加する。
しかしながら、１つのセンサ及びその入力段を不活性化
して他のセンサを活性化させる場合のように、１つのセ
ンサから他のセンサへと切換えるときには、そのような
回路を安定化させるために非常に長い復帰時間が必要と
なる。明らかに、フォワード利得Ｇが増大すれば、主低
周波ポールの周波数が上昇して復帰時間は減少すること
になろうが、この解決方法は全体動作としては望ましく
ないので、本発明では切換動作中にのみ低周波ポールを
変動させる回路を含んでいる。
第４図の回路は非リニア帰還ループを含み、異なる値の
Rhを有する入力段間にわたって連続的な切換えを行うと
きの第2A図の回路の場合の過渡的応答性を改良する。ダ
イオードD1、D2、抵抗R7及び電源J7が第2A図の回路の共
通的な出力及び帰還回路に付加されている。これらは大
きなエラー信号について第１図のリバーストランスファ
機能回路網14の利得をより大きなものとする。特に、ダ
イオードD1及びD2のインピーダンスが電流の増加ととも
に減少するので、差動対T7及びT8のエミッタ回路中の退
化した抵抗は大きな入力信号に対して一層減小する。こ
のように主低周波ポールPdは、次式の関係に従ってより
一層速い過渡的応答で動作し易くなる。
0/I＝[(1/Ho)S+Pd)]/[(Rh/GHo)(S+Pd)+1]…（１） ここで、 Ho＝帰還ループの逆方向経路のDC利得、 Ｓ＝ラプラス演算子、 Pd＝主ポール、 Rh＝センサ抵抗、 Ｇ＝帰還ループ中のフォワードパスの未補正の利得、で
ある。
式（１）によればエラー信号が定態値に近づくので、低
周波ポールは出力０における良好な低周波応答のために
初期の周波数に復帰し易くなる。
第５図は非リニア帰還ループの原理を示し、これは、１
つの入力段が不活性化されて他の入力段が活性化された
後に増幅器を定態動作に安定化させるために必要な時間
を短縮させるものである。非リニア帰還ループは入力段
間の切換時の過渡期の一部においてのみ活性化される。
活性中は、この帰還ループはキャパシタＣに付加的な電
流を流して相対的に長かった充電及び放電時間を減らす
が、その電流は他にその値及び第2A図中の電流源J2より
供給されるチャージ電流により制限される。
第2B図及び第５図において、Rh1が定態動作用にバイア
スされるとき、キャパシタＣに跨る電圧は帰還により固
定され維持される。もしRh1が不活性化され且つRh2が活
性化されたとすると、Rh2がRh1より大きいとして、DCオ
フセット電圧が出力Voに現れる。ヒステリシスを予め選
択できるコンパレータCM2を用いると、VoがVonだけVref
より大きいとすると、コンパレータCM2は電流源J8を活
性化する。キャパシタＣは直ちに新しいバイアス電圧に
までチャージされる。というのは、電流源J8がG1（即
ち、第2A図中の電流源J2）のチャージ電流よりも実質的
に大きな電流を一時的に供給するからである。新たな定
態動作電圧に達成したとき、VoのDCオフセットは減少す
る。DCオフセットVoがVoffより減少するとき、VoffはVo
nより低いが、コンパレータCM2は電流源J8を不活性化
し、G1、G2及び入力段を含むソニア帰還ループはVoの残
余オフセットを全て減少させる。同様にして、もしセン
サRh2がスイッチオフされて新しいセンサRh3がスイッチ
オンされると、Rh3がRh2より小さいとして、コンパレー
タCM1が動作してキャパシタＣを電源J7により放電させ
る。
電圧レベルVonは次のように選択される。即ち、ノイズ
や他のデバイスパラメータ等がコンパレータCM1やCM2の
活性化を起こさせないようにすると同時に、活性化され
たMRセンサと不活性化されたMRセンサとの間の僅かな相
違がコンパレータを動作させないようにする。電圧レベ
ルVoffは次のように選択される。即ち、ループ安定性の
ための適当な余裕を与えながら、増幅器の最短の過渡的
応答時間にとってコンパレータが速すぎる切換えをしな
いようにする。
第６図においては、第３図の基本入力及び共通の出力帰
還段が第５図の非リニア帰還ループの構成に組み合され
ている。別々の参照電圧は抵抗の割り算式R22/R23及びR
24/R25から誘導されて２つのコンパレータ間の中間点を
極小化する。コンパレータCM2はT10、T12、T14、T16、T
18及びT20を含む。ダイオードD2は電圧レベルシフター
として用いられる。
定態動作中ではT10はT14によって維持されている（即
ち、通電状態に活性化されている。）R20を跨ぐ電圧はV
onである。T10のベース電圧が下ってT12がターンオンす
ると、T12はT20によって維持される。T20からR22及びR2
3を跨ぐ電圧はVoffと平衡する。ダイオードD4はT8用の
電圧レベルシフタとして用いられる。
非リニア帰還ループが活性化されると、トランジスタ22
はダイオードD6及びD8に電流を供給する。T24のベース
及びキャパシタＣの一方側は固定電圧にクランプされ
る。同時に、T26が最小時間でキャパシタＣを新しい定
態電圧レベルに向けて充電する。ダイオードD7及びD8が
通過電流が小さいときには高インピーダンスを示して通
過電流が大きいときには低インピーダンスを示すので、
帰還ループはMRセンサの切換復帰時間を減少させるたの
の固有の非リニア特性を有する。
第７図には、キャパシタＣの充電電流及び放電電流を同
時に増大させながら主低周波ポールを上昇させる回路が
示されている。この回路はコンパレータ、第４及び６図
の回路で要求されていた電圧参照レベルと選択可能な電
圧相違（ヒステリシス）中の代わりに帰還ループ中のト
ランスコンダクタンス増幅器を構成している。第７図の
回路では、電流源J2から供給される電流は定態動作用に
低い値に設定されている。電流は、順々に、トランジス
タT9、T10、T12及びT13中を流れる電流の値をIclの値に
設定する。電流IclはダイオードD9、D10及びトランジス
タT7及びT8を流れてキャパシタＣを充電できる電流とな
る。もしIclがスイッチ切換の瞬間にIchの値に増加する
とすれば、キャパシタＣにとっての充電可能な電流及び
ループ利得の両方が増加し、それゆえ、キャパシタ充電
時間が減って主低周波ポールの周波数が上昇する。復帰
のための充分な時間の経過後は、電流源J2により供給さ
れる電流が定態動作のために初期値Cclにまで減小す
る。電流Icl対Ichの増加の比率は回路のスイッチ切換動
作中に定態動作中の円滑な移行のために制御され得る。
F.発明の効果 上述のように、本発明によればMRセンサの抵抗をRhと
し、その変化量をΔRhとしたときに、ΔRh/Rhで表わさ
れる値を検知して増幅することができ、MRセンサの感知
条件の高さの変動に影響されない検出値を得ることがで
きる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の原理に基づいて構成される増幅器（検
出回路）の基本概念を示すブロック図、第2A図は第１図
の基本概念を実行するための増幅器を示す回路図、第2B
図は増幅器の共通段に接続された複数の入力段を示すブ
ロック図、第３図は第2A図の増幅器の感度のΔRh/Rhを
増大させるための構成を示す回路図、第４図は第2A図の
増幅器が異なる抵抗値のMRセンサ間を切換えられるとき
の過渡的応答性を改良するための構成を示す回路図、第
５図は第2A図の増幅器が多重センサシステムに用いられ
て異なる抵抗値のMRセンサの一部が活性化され他が不活
性化されているときの整定時間を減小させるための構成
を示すブロック図、第６図は、第５図の増幅器の回路
図、第７図は第2A図の増幅器に第４及び６図の回路を含
ませた構成を示す回路図である。第８図は第2A図のうち
フィードバック段14に相当する部分を示している。第９
図は第2A図のうち加算器11に相当する部分を示してい
る。第10図は第2A図のうち利得段12に相当する部分を示
している。第11図は第2A図のうち、加算器13及び電源15
に相当する部分を示している。

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第一及び第二電源を有し、磁気抵抗センサ
    が磁界の変化にさらされたときに生じる信号を検出する
    磁気記録検出回路であって、 前記磁気抵抗センサ及び前記第二電源に接続されて一定
    電流を供給する第一の定電流源と、 第一の差動対を構成する少なくとも一対のトランジスタ
    を有し、前記一対のトランジスタのエミッタはそのうち
    の一方が前記磁気抵抗センサに、他方が前記磁気抵抗セ
    ンサと前記第一の定電流源にそれぞれ接続され、前記磁
    気抵抗センサを流れる電流に一定電流からの偏差を増幅
    する入力段と、 前記入力段に接続され入力段の電圧レベルの変動を補正
    するとともにそこから受信した信号を増幅及び送信する
    出力手段であって、少なくとも一対のトランジスタであ
    って前記第一の差動対のベース電圧を補正する第二の差
    動対と、前記第一の差動対に接続され、前記第二の差動
    対に対して入力段において発生した電圧変動を伝達する
    第一及び第二のフォロワトランジスタとを備える出力手
    段と、 を含み、 前記第一の差動対の前記一対のトランジスタのコレクタ
    及びベースが前記出力手段に接続され、前記第二の差動
    対が第二の定電流源に接続され、前記フォロワトランジ
    スタがそれぞれ第三と第四の定電流源に接続されてい
    る、磁気記録検出回路。
  2. 【請求項２】前記第一の差動対のうちの一方のトランジ
    スタと前記第二の差動対のうちの一方のトランジスタに
    それぞれ接続されている一対のトランジスタと、 前記一対のトランジスタ間に接続されている第五の定電
    流源と、 をさらに含む特許請求の範囲第（１）項の磁気記録検出
    回路
  3. 【請求項３】共有ノードで単一の前記出力手段に接続さ
    れた複数の前記入力段を有し、 前記複数の入力段のうちの第一の入力段を活動状態に置
    くとともに、残りのすべての入力段を非活動状態に転じ
    る切り替え手段を含む、特許請求の範囲（１）項または
    （２）項の磁気記録検出回路。
JP62057026A 1986-04-14 1987-03-13 磁気記録検出回路 Expired - Lifetime JPH0758525B2 (ja)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
US851649 1986-04-14
US06/851,649 US4706138A (en) 1986-04-14 1986-04-14 Amplification of signals produced by a magnetic sensor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS62245503A JPS62245503A (ja) 1987-10-26
JPH0758525B2 true JPH0758525B2 (ja) 1995-06-21

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ID=25311303

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Application Number Title Priority Date Filing Date
JP62057026A Expired - Lifetime JPH0758525B2 (ja) 1986-04-14 1987-03-13 磁気記録検出回路

Country Status (9)

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US (1) US4706138A (ja)
EP (1) EP0241770B1 (ja)
JP (1) JPH0758525B2 (ja)
AR (1) AR241299A1 (ja)
AT (1) ATE78931T1 (ja)
AU (1) AU586084B2 (ja)
BR (1) BR8701657A (ja)
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