JPH0760977B2 - 多周波共通増幅器 - Google Patents
多周波共通増幅器Info
- Publication number
- JPH0760977B2 JPH0760977B2 JP3226420A JP22642091A JPH0760977B2 JP H0760977 B2 JPH0760977 B2 JP H0760977B2 JP 3226420 A JP3226420 A JP 3226420A JP 22642091 A JP22642091 A JP 22642091A JP H0760977 B2 JPH0760977 B2 JP H0760977B2
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- JP
- Japan
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- delay
- output
- distributor
- amplifier
- distortion
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動車電話用中継器等に
用いられ多周波信号を同時に増幅する共通増幅器に関す
るものである。
用いられ多周波信号を同時に増幅する共通増幅器に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】自動車電話用中継器では多周波信号を同
時に増幅するので、中継器のＡ級増幅器の相互変調を避
けるために通常バックオフ（増幅器の飽和領域から余裕
をもった直線領域で使用する）を十分とる。このため、
飽和電力の大きい増幅器が必要となる。
時に増幅するので、中継器のＡ級増幅器の相互変調を避
けるために通常バックオフ（増幅器の飽和領域から余裕
をもった直線領域で使用する）を十分とる。このため、
飽和電力の大きい増幅器が必要となる。
【０００３】例えば、100mW(20dBm)／波の信号を 100波
増幅する中継器の飽和出力Ｐ0 は相互変調60dBを得よう
とすると、次式の通り60dBm(＝１kW) となって非常に大
きな値となる。
増幅する中継器の飽和出力Ｐ0 は相互変調60dBを得よう
とすると、次式の通り60dBm(＝１kW) となって非常に大
きな値となる。
【０００４】
【０００５】このことは装置の形状，消費電力が大きく
なることを意味している。しかし、このような高出力の
増幅器を得ることは経済的でないので通常歪補償技術を
採用している。
なることを意味している。しかし、このような高出力の
増幅器を得ることは経済的でないので通常歪補償技術を
採用している。
【０００６】以上のことを図２で説明する。の線は小
電力形増幅器を使用したときの入出力特性、の線は高
電力形増幅器を使用したときの入出力特性、の線は
の入出力特性を有する小電力形増幅器を使用したときの
３次歪の特性（２波入力）、はの入出力特性を有す
る高電力形増幅器を使用したときの３次歪の特性を示
す。
電力形増幅器を使用したときの入出力特性、の線は高
電力形増幅器を使用したときの入出力特性、の線は
の入出力特性を有する小電力形増幅器を使用したときの
３次歪の特性（２波入力）、はの入出力特性を有す
る高電力形増幅器を使用したときの３次歪の特性を示
す。
【０００７】歪補償技術としてフィードフォワード方式
があり、図３（イ）にそのブロック図を示す。図におい
て、１は入力信号を分配する分配器、２は可変位相器、
３は可変減衰器、４は主増幅器、５は遅延線、６は分配
合成器、７は可変位相器、８は可変減衰器、９は誤差増
幅器、10は遅延線、11は合成器を示す。図３によって動
作原理を説明すると、入力信号は主に１ａ−１ｃ−２−
３−４−６ａ−６ｄ−10−11ｂ−11ｃの経路Ｘを通り、
図２のの特性を得ている。又、入力信号は１ａ−１ｄ
−５−６ｂ−６ｃ−７−８−９−11ａ−11ｃの経路Ｙを
通り歪成分を抽出し増幅して11ｃに出力される。この歪
は経路Ｘを通ってきた入力の歪と極性が反転しているた
め歪低減（歪補償）することができる。すなわち、経路
１ａ−１ｃ−２−３−４−６ａ−６ｃと経路１ａ−１ｄ
−５−６ｂ−６ｃとを遅延線５で時間を合わせた後、可
変位相器２，可変減衰器３を調整して入力信号を相殺さ
せて歪成分を抽出し、経路６ｄ−10−11ｂ−11ｃと経路
６ｃ−７−８−９−11ａ−11ｃとを遅延線10で遅延時間
を合わせた後、可変位相器７，可変減衰器８を調整して
歪成分を相殺させる。
があり、図３（イ）にそのブロック図を示す。図におい
て、１は入力信号を分配する分配器、２は可変位相器、
３は可変減衰器、４は主増幅器、５は遅延線、６は分配
合成器、７は可変位相器、８は可変減衰器、９は誤差増
幅器、10は遅延線、11は合成器を示す。図３によって動
作原理を説明すると、入力信号は主に１ａ−１ｃ−２−
３−４−６ａ−６ｄ−10−11ｂ−11ｃの経路Ｘを通り、
図２のの特性を得ている。又、入力信号は１ａ−１ｄ
−５−６ｂ−６ｃ−７−８−９−11ａ−11ｃの経路Ｙを
通り歪成分を抽出し増幅して11ｃに出力される。この歪
は経路Ｘを通ってきた入力の歪と極性が反転しているた
め歪低減（歪補償）することができる。すなわち、経路
１ａ−１ｃ−２−３−４−６ａ−６ｃと経路１ａ−１ｄ
−５−６ｂ−６ｃとを遅延線５で時間を合わせた後、可
変位相器２，可変減衰器３を調整して入力信号を相殺さ
せて歪成分を抽出し、経路６ｄ−10−11ｂ−11ｃと経路
６ｃ−７−８−９−11ａ−11ｃとを遅延線10で遅延時間
を合わせた後、可変位相器７，可変減衰器８を調整して
歪成分を相殺させる。
【０００８】図３（ロ）は入力１ａに２周波の信号を入
力した時の主な場所（６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，11ａ，
11ｃ）のスペクトラムを極性を含めて表した説明図であ
る。それぞれ横軸は周波数を示し、縦軸はレベルを示
す。参考までに図４に振幅偏差と位相偏差による歪補償
の改善量を示す（ＲＣＳ90−4 移動通信用超低歪多周波
共通増幅器より抜粋) 。
力した時の主な場所（６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，11ａ，
11ｃ）のスペクトラムを極性を含めて表した説明図であ
る。それぞれ横軸は周波数を示し、縦軸はレベルを示
す。参考までに図４に振幅偏差と位相偏差による歪補償
の改善量を示す（ＲＣＳ90−4 移動通信用超低歪多周波
共通増幅器より抜粋) 。
【０００９】以上の従来回路において、図３（イ）の遅
延線５，10は通常ＨＦケーブルを使用しているが、経路
１ａ−１ｃ−〜６ａ−６ｃあるいは線路６ｃ〜11ａ−11
ｃの遅延時間は構造にもよるが10nsec程度となる。900M
Hz帯でＨＦケーブルの長さを計算すると、遅延時間＝長
さ／（ケーブルの短縮率×光速）であるから、長さ＝0.
65×３×108 × (10×10-9) ＝1.85ｍとなる。上記の長
さのケーブルを使用した時の損失と体積は一般的な３種
類のケーブルの場合表のようになる。但し、体積は、曲
げ半径ｒを外被の直径の１０倍と考え円柱状に巻くもの
とすると次式で示される。
延線５，10は通常ＨＦケーブルを使用しているが、経路
１ａ−１ｃ−〜６ａ−６ｃあるいは線路６ｃ〜11ａ−11
ｃの遅延時間は構造にもよるが10nsec程度となる。900M
Hz帯でＨＦケーブルの長さを計算すると、遅延時間＝長
さ／（ケーブルの短縮率×光速）であるから、長さ＝0.
65×３×108 × (10×10-9) ＝1.85ｍとなる。上記の長
さのケーブルを使用した時の損失と体積は一般的な３種
類のケーブルの場合表のようになる。但し、体積は、曲
げ半径ｒを外被の直径の１０倍と考え円柱状に巻くもの
とすると次式で示される。
【００１０】
【００１１】
【表１】
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
構成において、細いケーブルを使用すると損失が大きく
なって歪補償を行った効果が少なくなり、また、太いケ
ーブルはロスは少ないが形状が大きいため小形の装置に
実装することができないという欠点がある。
構成において、細いケーブルを使用すると損失が大きく
なって歪補償を行った効果が少なくなり、また、太いケ
ーブルはロスは少ないが形状が大きいため小形の装置に
実装することができないという欠点がある。
【００１３】本発明の目的は、上記の問題点を解決し、
損失が少なく小形の多周波共通増幅器を提供することに
ある。
損失が少なく小形の多周波共通増幅器を提供することに
ある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の多周波共通増幅
器は、入力信号を分配する分配器と、該分配器の一方の
出力端子に縦続接続された第１の可変位相器，第１の可
変減衰器，主増幅器と、該分配器の他方の出力端子に接
続された第１の遅延平坦形フィルタと、前記主増幅器の
出力と前記第１の遅延平坦形フィルタの出力とを合成す
る分配合成器と、該分配合成器の一方の出力端子に縦続
接続された第２の可変位相器，第２の可変減衰器，誤差
増幅器と、該分配合成器の他方の出力端子に接続された
第２の遅延平坦形フィルタと、前記誤差増幅器の出力と
前記第２の遅延平坦形フィルタの出力とを合成し前記歪
成分を相殺して歪補償された増幅信号を出力する合成器
とを備えたことを特徴とするものである。
器は、入力信号を分配する分配器と、該分配器の一方の
出力端子に縦続接続された第１の可変位相器，第１の可
変減衰器，主増幅器と、該分配器の他方の出力端子に接
続された第１の遅延平坦形フィルタと、前記主増幅器の
出力と前記第１の遅延平坦形フィルタの出力とを合成す
る分配合成器と、該分配合成器の一方の出力端子に縦続
接続された第２の可変位相器，第２の可変減衰器，誤差
増幅器と、該分配合成器の他方の出力端子に接続された
第２の遅延平坦形フィルタと、前記誤差増幅器の出力と
前記第２の遅延平坦形フィルタの出力とを合成し前記歪
成分を相殺して歪補償された増幅信号を出力する合成器
とを備えたことを特徴とするものである。
【００１５】
【実施例】図１は本発明の実施例を示すブロック図であ
る。図３（イ）の従来例とほとんど同じであるが、図３
（イ）の遅延線５と遅延線10を遅延平坦形フィルタ15,
16に置き換えたものである。
る。図３（イ）の従来例とほとんど同じであるが、図３
（イ）の遅延線５と遅延線10を遅延平坦形フィルタ15,
16に置き換えたものである。
【００１６】遅延平坦形フィルタ15, 16を使用したとき
の利点となる小形化と低損失について説明する。一例と
して、900MHzでこの遅延平坦形フィルタを製作した場合
の例を示す。通常フィルタの設計は正規化した周波数を
用いる。図５，図６に遅延平坦形フィルタの正規化周波
数Ωに対する減衰量と遅延時間の特性を示す（Ｈandboo
k ｏf Ｆilter Ｓynthesisより抜粋) 。即ち正規化周波
数Ωはバンドパスフィルタの場合(1) 式で表される。 但し、 f0 ：中心周波数 Δｆ：バンド幅
の利点となる小形化と低損失について説明する。一例と
して、900MHzでこの遅延平坦形フィルタを製作した場合
の例を示す。通常フィルタの設計は正規化した周波数を
用いる。図５，図６に遅延平坦形フィルタの正規化周波
数Ωに対する減衰量と遅延時間の特性を示す（Ｈandboo
k ｏf Ｆilter Ｓynthesisより抜粋) 。即ち正規化周波
数Ωはバンドパスフィルタの場合(1) 式で表される。 但し、 f0 ：中心周波数 Δｆ：バンド幅
【００１７】図３（イ）又は図１の可変減衰器３，８を
調整して歪成分の抽出，相殺を行うが、一例として振幅
偏差が0.4dB であれば20dBの歪補償量が得られるので、
図５より振幅偏差 0.4dBのΩを求めると、Ω＝0.37以下
であれば 0.4dB以下の平坦性が得られる。従って、ｆ0
＝932.5MHz, ｆ＝920MHz又は945MHzとすると、(1) 式か
らバンド幅Δｆ≒67MHz となる。
調整して歪成分の抽出，相殺を行うが、一例として振幅
偏差が0.4dB であれば20dBの歪補償量が得られるので、
図５より振幅偏差 0.4dBのΩを求めると、Ω＝0.37以下
であれば 0.4dB以下の平坦性が得られる。従って、ｆ0
＝932.5MHz, ｆ＝920MHz又は945MHzとすると、(1) 式か
らバンド幅Δｆ≒67MHz となる。
【００１８】また遅延時間τは、次の(2) 式で示され
る。 （２）式において、図６より次数ｎ＝４のときσ(x)
＝2.1secであるので、遅延時間τ＝2.1 ／ (3.14×67×
106 ) ≒10nsecとなる。
る。 （２）式において、図６より次数ｎ＝４のときσ(x)
＝2.1secであるので、遅延時間τ＝2.1 ／ (3.14×67×
106 ) ≒10nsecとなる。
【００１９】又、図６よりΩ＝0.37以下では遅延時間偏
差はない。また、このフィルタ（特に図１の遅延平坦形
フィルタ16) の挿入損失Ｌは次式のようになる。 但し、ＱU ：半同軸共振器の無負荷Ｑ ｎ ：次数 従って、次数ｎ＝４とするとＱMIN は次の(6) 式のよう
になる。 従って、共振器の寸法として10mm角のものを選べば、
ＱU ＝800 程度得られるので(3) 式(4) 式より損失はＬ
＜0.38 dB となり低損失である。又大きさは10Ｌ×40Ｗ
×15Ｈ (mm3 ) ＝６(cc)程度となり非常に小形となる。
差はない。また、このフィルタ（特に図１の遅延平坦形
フィルタ16) の挿入損失Ｌは次式のようになる。 但し、ＱU ：半同軸共振器の無負荷Ｑ ｎ ：次数 従って、次数ｎ＝４とするとＱMIN は次の(6) 式のよう
になる。 従って、共振器の寸法として10mm角のものを選べば、
ＱU ＝800 程度得られるので(3) 式(4) 式より損失はＬ
＜0.38 dB となり低損失である。又大きさは10Ｌ×40Ｗ
×15Ｈ (mm3 ) ＝６(cc)程度となり非常に小形となる。
【００２０】図１の遅延平坦形フィルタ15は損失はあま
り問題とならないので半同軸共振器を小形にして無負荷
ＱU を下げて使用することにより大きさは５Ｌ×20Ｗ×
15Ｈ＝1.5(cc) 程度となり小形化が可能となる。
り問題とならないので半同軸共振器を小形にして無負荷
ＱU を下げて使用することにより大きさは５Ｌ×20Ｗ×
15Ｈ＝1.5(cc) 程度となり小形化が可能となる。
【００２１】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
り遅延線を遅延平坦形フィルタに置き代えることによ
り、図１の遅延平坦形フィルタ15は従来の遅延線５に比
べて非常に小形となり、また遅延平坦形フィルタ16も従
来のＨＦケーブルに比べて低損失でしかも小形となるの
で実用上の効果は大きい。
り遅延線を遅延平坦形フィルタに置き代えることによ
り、図１の遅延平坦形フィルタ15は従来の遅延線５に比
べて非常に小形となり、また遅延平坦形フィルタ16も従
来のＨＦケーブルに比べて低損失でしかも小形となるの
で実用上の効果は大きい。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】特性図である。
【図３】従来回路のブロック図及び各部のスペクトラム
である。
である。
【図４】歪補償の改善を示す特性図である。
【図５】特性図である。
【図６】特性図である。
１ 分配器 ２ 可変位相器 ３ 可変減衰器 ４ 主増幅器 ５ 遅延線 ６ 分配合成器 ７ 可変位相器 ８ 可変減衰器 ９ 誤差増幅器 10 遅延線 11 合成器 15 遅延平坦形フィルタ 16 遅延平坦形フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 世良 泰雄 東京都港区虎ノ門二丁目３番13号 国際電 気株式会社内 (72)発明者 高野 三樹男 東京都港区虎ノ門二丁目３番13号 国際電 気株式会社内 (72)発明者 佐々木 金見 東京都港区虎ノ門二丁目３番13号 国際電 気株式会社内 (72)発明者 須藤 雅樹 東京都港区虎ノ門二丁目３番13号 国際電 気株式会社内 (72)発明者 加賀屋 範行 東京都港区虎ノ門二丁目３番13号 国際電 気株式会社内 (72)発明者 大舘 均 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 向 慶荘 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号を分配する分配器と、該分配器
の一方の出力端子に縦続接続された第１の可変位相器，
第１の可変減衰器，主増幅器と、該分配器の他方の出力
端子に接続された第１の遅延平坦形フィルタと、前記主
増幅器の出力と前記第１の遅延平坦形フィルタの出力と
を合成する分配合成器と、該分配合成器の一方の出力端
子に縦続接続された第２の可変位相器，第２の可変減衰
器，誤差増幅器と、該分配合成器の他方の出力端子に接
続された第２の遅延平坦形フィルタと、前記誤差増幅器
の出力と前記第２の遅延平坦形フィルタの出力とを合成
し前記歪成分を相殺して歪補償された増幅信号を出力す
る合成器と、を備えて多周波の入力信号を同時に増幅す
るフィードフォワード形歪補償多周波共通増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3226420A JPH0760977B2 (ja) | 1991-08-13 | 1991-08-13 | 多周波共通増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3226420A JPH0760977B2 (ja) | 1991-08-13 | 1991-08-13 | 多周波共通増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548345A JPH0548345A (ja) | 1993-02-26 |
| JPH0760977B2 true JPH0760977B2 (ja) | 1995-06-28 |
Family
ID=16844845
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3226420A Expired - Lifetime JPH0760977B2 (ja) | 1991-08-13 | 1991-08-13 | 多周波共通増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0760977B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002100939A (ja) * | 2000-09-26 | 2002-04-05 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪補償増幅装置 |
-
1991
- 1991-08-13 JP JP3226420A patent/JPH0760977B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0548345A (ja) | 1993-02-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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