JPH0763145B2 - デイジタル制御型温度補償発振装置 - Google Patents
デイジタル制御型温度補償発振装置Info
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- JPH0763145B2 JPH0763145B2 JP60279874A JP27987485A JPH0763145B2 JP H0763145 B2 JPH0763145 B2 JP H0763145B2 JP 60279874 A JP60279874 A JP 60279874A JP 27987485 A JP27987485 A JP 27987485A JP H0763145 B2 JPH0763145 B2 JP H0763145B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
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Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、周囲温度の変化に対しても安定した周波数を
発振する温度補償発振装置に関し、特にディジタル制御
型の温度補償発振装置に関する。
発振する温度補償発振装置に関し、特にディジタル制御
型の温度補償発振装置に関する。
本発明は、周囲温度による発振周波数の制御信号電圧の
補償をディジタル制御により行う温度補償発振装置にお
いて、 補償後のアナログ化された制御信号電圧の時刻の異なる
二つの値をサンプルホールドしこの値を比較し充放電回
路により充放電させて、この二つの値のギャップをなめ
らかにすることにより、 ディジタル化のために発生した制御信号電圧の時間的不
連続を除去し、周波数や位相の変調による発振装置の雑
音発生を防止するものである。
補償をディジタル制御により行う温度補償発振装置にお
いて、 補償後のアナログ化された制御信号電圧の時刻の異なる
二つの値をサンプルホールドしこの値を比較し充放電回
路により充放電させて、この二つの値のギャップをなめ
らかにすることにより、 ディジタル化のために発生した制御信号電圧の時間的不
連続を除去し、周波数や位相の変調による発振装置の雑
音発生を防止するものである。
移動無線装置等は狭帯域化の傾向があり、局部発振装置
は広い温度範囲で高い周波数安定度が要求される。この
要求を満足する発振装置として、ディジタル制御型の温
度補償発振装置が最近注目されている。
は広い温度範囲で高い周波数安定度が要求される。この
要求を満足する発振装置として、ディジタル制御型の温
度補償発振装置が最近注目されている。
すなわち第４図に示すように従来の温度補償発振装置で
は温度センサ11が検出する温度情報信号101を第一のデ
ィジタル信号102に変換し、これを読出し専用メモリ２
にアクセスして、第二のディジタル信号201を出力し、
ディジタル・アナログ変換器31によりアナログ電圧301
に変換し、電圧制御発振器32に入力する。
は温度センサ11が検出する温度情報信号101を第一のデ
ィジタル信号102に変換し、これを読出し専用メモリ２
にアクセスして、第二のディジタル信号201を出力し、
ディジタル・アナログ変換器31によりアナログ電圧301
に変換し、電圧制御発振器32に入力する。
このようなディジタル制御型温度補償発振装置において
は、電圧制御発振器の周波数制御を行う第二のディジタ
ル信号201は、予め読出し専用メモリに書込まれてい
る。
は、電圧制御発振器の周波数制御を行う第二のディジタ
ル信号201は、予め読出し専用メモリに書込まれてい
る。
一般に、電圧制御発振器の周波数制御電圧は、発振器ご
とにばらつきがある。ところがディジタル制御型温度補
償発振装置では、個々の発振器に対して個別に制御信号
電圧を記憶させることができるので、温度に対する高精
度の周波数安定化がはかれる。
とにばらつきがある。ところがディジタル制御型温度補
償発振装置では、個々の発振器に対して個別に制御信号
電圧を記憶させることができるので、温度に対する高精
度の周波数安定化がはかれる。
このような温度補償発振装置では周囲温度変化範囲100
℃に対して周波数変動率を±１〜2ppm程度にすることが
容易である。
℃に対して周波数変動率を±１〜2ppm程度にすることが
容易である。
しかしながら、上述のディジタル制御型温度補償発振器
では、周囲温度が変化している間に、発振周波数が離散
的に変化する。
では、周囲温度が変化している間に、発振周波数が離散
的に変化する。
すなわち第５図の上段に示す時刻t0、t1、t2、…におけ
る周囲温度の変化の情報に対応して読出し専用メモリか
ら出力される第二のディジタル信号はディジタル・アナ
ログ変換器によりアナログ値に変換され、発振周波数の
制御電圧となる。この発振周波数の制御電圧は各時刻間
で温度変化がある場合には、この値は第５図の中段に示
すように離散的に変化する。
る周囲温度の変化の情報に対応して読出し専用メモリか
ら出力される第二のディジタル信号はディジタル・アナ
ログ変換器によりアナログ値に変換され、発振周波数の
制御電圧となる。この発振周波数の制御電圧は各時刻間
で温度変化がある場合には、この値は第５図の中段に示
すように離散的に変化する。
このため発振周波数は第５図の下段のように離散的に変
化する。このように周波数が非連続的に急激に変化する
と、無線装置等では、周波数変調雑音や位相変調雑音が
生じ、通話品質の劣化となる。
化する。このように周波数が非連続的に急激に変化する
と、無線装置等では、周波数変調雑音や位相変調雑音が
生じ、通話品質の劣化となる。
本発明は、上記欠点を改善し、変化がなめらかであり雑
音の少ないディジタル制御型温度補償発振装置を提供す
ることを目的とする。
音の少ないディジタル制御型温度補償発振装置を提供す
ることを目的とする。
本発明は、ディジタル・アナログ変換器より出力される
周波数制御電圧を異なる二つの時刻でサンプルし保持す
る第一および第二のサンプルホールド回路があり、二つ
のホールドされた周波数制御電圧の大小を比較するコン
パレータがあり、上記コンパレータが比較した結果に基
づき、第一の周波数制御電圧を第二の周波数制御電圧へ
一致するように充放電回路でRCの時定数で放電または充
電することにより、電圧制御発振器への周波数制御電圧
を発生する手段を有することを特徴とする。
周波数制御電圧を異なる二つの時刻でサンプルし保持す
る第一および第二のサンプルホールド回路があり、二つ
のホールドされた周波数制御電圧の大小を比較するコン
パレータがあり、上記コンパレータが比較した結果に基
づき、第一の周波数制御電圧を第二の周波数制御電圧へ
一致するように充放電回路でRCの時定数で放電または充
電することにより、電圧制御発振器への周波数制御電圧
を発生する手段を有することを特徴とする。
すなわち本発明は、周囲温度を検出し、これをディジタ
ル量として出力する温度検出部と、このディジタル量を
アドレス入力としてそれぞれ対応する制御出力データが
あらかじめ格納されている記憶部と、この制御出力デー
タをアナログ量に変換するディジタル・アナログ変換回
路と、この回路により変換されたアナログ量を周波数制
御電圧として入力する電圧制御発振器とを備えたディジ
タル制御型温度補償発振装置において、上記ディジタル
・アナログ変換回路の出力をそれぞれ異なる二つの時刻
でサンプルし保持する第一および第二のサンプルホール
ド回路と、これらにより保持された第一および第二のホ
ールド電圧を比較する回路と、この比較する回路の比較
結果に基づき上記第一のホールド電圧を第二のホールド
電圧に近づけるように充電または放電を行う充電回路と
を備えたことを特徴とする。
ル量として出力する温度検出部と、このディジタル量を
アドレス入力としてそれぞれ対応する制御出力データが
あらかじめ格納されている記憶部と、この制御出力デー
タをアナログ量に変換するディジタル・アナログ変換回
路と、この回路により変換されたアナログ量を周波数制
御電圧として入力する電圧制御発振器とを備えたディジ
タル制御型温度補償発振装置において、上記ディジタル
・アナログ変換回路の出力をそれぞれ異なる二つの時刻
でサンプルし保持する第一および第二のサンプルホール
ド回路と、これらにより保持された第一および第二のホ
ールド電圧を比較する回路と、この比較する回路の比較
結果に基づき上記第一のホールド電圧を第二のホールド
電圧に近づけるように充電または放電を行う充電回路と
を備えたことを特徴とする。
周囲温度変化に対して温度補償されアナログ化された制
御信号電圧は、ディジタル変換されると時間的不連続性
が生じる。これを異なる時間で保持し、この保持した値
を逐次二つずつ比較し、あとの値が高い場合は充放電回
路を介して充電し、あとの値が低い場合は充放電回路を
介して放電し、制御信号電圧の変動を時間的になめらか
にして、電圧制御型発振器に入力させる。
御信号電圧は、ディジタル変換されると時間的不連続性
が生じる。これを異なる時間で保持し、この保持した値
を逐次二つずつ比較し、あとの値が高い場合は充放電回
路を介して充電し、あとの値が低い場合は充放電回路を
介して放電し、制御信号電圧の変動を時間的になめらか
にして、電圧制御型発振器に入力させる。
つぎに、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明す
る。
る。
第１図は、上記実施例のブロック構成図である。
本図において、温度センサ11およびアナログ・ディジタ
ル変換器12を備える温度検出部１と、読出し専用メモリ
２（Ｐ・ROM）と、ディジタル・アナログ変換器31およ
び電圧制御発振器32（VCO）を含む発振部３とを備えて
いる。
ル変換器12を備える温度検出部１と、読出し専用メモリ
２（Ｐ・ROM）と、ディジタル・アナログ変換器31およ
び電圧制御発振器32（VCO）を含む発振部３とを備えて
いる。
この第二のディジタル信号201はディジタル・アナログ
変換器31によりアナログ電圧301に変換され、電圧制御
発振器32の周波数制御信号となる。電圧制御発振器32に
は水晶振動子および可変容量素子を有する。
変換器31によりアナログ電圧301に変換され、電圧制御
発振器32の周波数制御信号となる。電圧制御発振器32に
は水晶振動子および可変容量素子を有する。
温度センサ11は、周囲温度に対応したアナログ電圧を温
度情報信号101として出力する。このアナログ量の出力
は、アナログ・ディジタル変換器12により第１のディジ
タル信号102に変換される。読出し専用メモリ２はこの
第１のディジタル信号をアドレス信号として、これに対
応する第２のディジタル信号201を出力する。
度情報信号101として出力する。このアナログ量の出力
は、アナログ・ディジタル変換器12により第１のディジ
タル信号102に変換される。読出し専用メモリ２はこの
第１のディジタル信号をアドレス信号として、これに対
応する第２のディジタル信号201を出力する。
この第２のディジタル信号201は、ディジタル・アナロ
グ変換器31によりアナログ電圧301に変換され、電圧制
御発振器32の周波数制御信号となる。
グ変換器31によりアナログ電圧301に変換され、電圧制
御発振器32の周波数制御信号となる。
ここで、本発明の特徴とするところは、ディジタル・ア
ナログ変換器31の出力をモニタし、この出力電圧が時間
的に不連続の場合には、第一のサンプル電圧を第二のサ
ンプル電圧に一致するよう充電または放電する充放電回
路を含む周波数制御電圧印加部４を、ディジタル・アナ
ログ変換器31と電圧制御発振器32との間に設けたことに
ある。
ナログ変換器31の出力をモニタし、この出力電圧が時間
的に不連続の場合には、第一のサンプル電圧を第二のサ
ンプル電圧に一致するよう充電または放電する充放電回
路を含む周波数制御電圧印加部４を、ディジタル・アナ
ログ変換器31と電圧制御発振器32との間に設けたことに
ある。
以下、この周波数制御電圧印加部４の構成および動作を
第２図に示すタイムチャートを用いて説明する。
第２図に示すタイムチャートを用いて説明する。
まず、第１図のアナログスイッチ（AS−１）403と、キ
ャパシタ404とは第一のサンプルホールド回路を形成
し、第２図のAS−１タイミングで示す第一の時刻でデ
ィジタル・アナログ変換器の出力電圧をサンプルし保持
する。同様に、アナログスイッチ（AS−２）405とキャ
パシタ406とは第二のサンプルホールド回路を形成し、
第一の時刻より任意の時刻遅れたAS−２タイミングで
示す第二の時刻でディジタル・アナログ変換器出力電圧
をサンプルし保持する。
ャパシタ404とは第一のサンプルホールド回路を形成
し、第２図のAS−１タイミングで示す第一の時刻でデ
ィジタル・アナログ変換器の出力電圧をサンプルし保持
する。同様に、アナログスイッチ（AS−２）405とキャ
パシタ406とは第二のサンプルホールド回路を形成し、
第一の時刻より任意の時刻遅れたAS−２タイミングで
示す第二の時刻でディジタル・アナログ変換器出力電圧
をサンプルし保持する。
つぎに、アナログスイッチ（AS−３）407、およびアナ
ログスイッチ（AS−４）408がAS−３とAS−４のタイミ
ングで導通し、コンパレータ409で、上記二つのサン
プル電圧の大小を比較する。
ログスイッチ（AS−４）408がAS−３とAS−４のタイミ
ングで導通し、コンパレータ409で、上記二つのサン
プル電圧の大小を比較する。
以下、第一のサンプル電圧が第二のサンプル電圧より低
い場合について述べる。このときは、コンパレータの出
力ａの波形は、第２図の記号イで示すようにＬからＨへ
立ち上がる。この出力はＤフリップフロップ回路410に
よりクロックの立上りタイミングと同期して波形整形さ
れる。Ｄフリップフロップ回路410の出力ｂは直接、排
他的論理和回路412の一方の入力へ印加される共に、１
ビットシフトレジスタ（SR）411を介して排他的論理和
回路の他方の入力（波形ｃで示す）に印加される。この
結果排他的論理和回路の出力ｄは第２図の記号ロに示す
ように１クロック周期のみのパルスを出力する。この出
力は、２進カウンタ（DC）413に入力されるので、その
出力ｅはＬからＨへと変化する。
い場合について述べる。このときは、コンパレータの出
力ａの波形は、第２図の記号イで示すようにＬからＨへ
立ち上がる。この出力はＤフリップフロップ回路410に
よりクロックの立上りタイミングと同期して波形整形さ
れる。Ｄフリップフロップ回路410の出力ｂは直接、排
他的論理和回路412の一方の入力へ印加される共に、１
ビットシフトレジスタ（SR）411を介して排他的論理和
回路の他方の入力（波形ｃで示す）に印加される。この
結果排他的論理和回路の出力ｄは第２図の記号ロに示す
ように１クロック周期のみのパルスを出力する。この出
力は、２進カウンタ（DC）413に入力されるので、その
出力ｅはＬからＨへと変化する。
一方、第一のサンプルホールド回路出力は、アナログス
イッチ407、第一のｎチャネルMOSトランジスタ414、抵
抗415および第二のｎチャネルMOSトランジスタ416を介
して電源417に接続されている。さらに、抵抗415と第二
のｎチャネルMOSトランジスタ416との接続点は、ｐチャ
ネルMOSトランジスタ418を介して接地されている。第一
のｎチャネルMOSトランジスタ414のゲートには、２進カ
ウンタ413の出力が接続され、第二のｎチャネルMOSトラ
ンジスタ416およびｐチャネルMOSトランジスタ418のゲ
ートには、コンパレータ409の出力が接続されている。
イッチ407、第一のｎチャネルMOSトランジスタ414、抵
抗415および第二のｎチャネルMOSトランジスタ416を介
して電源417に接続されている。さらに、抵抗415と第二
のｎチャネルMOSトランジスタ416との接続点は、ｐチャ
ネルMOSトランジスタ418を介して接地されている。第一
のｎチャネルMOSトランジスタ414のゲートには、２進カ
ウンタ413の出力が接続され、第二のｎチャネルMOSトラ
ンジスタ416およびｐチャネルMOSトランジスタ418のゲ
ートには、コンパレータ409の出力が接続されている。
したがって、２進カウンタ413がＬになった時点で、第
一のｎチャネルMOSトランジスタ414は付勢される。この
ときコンパレータ出力ａはＨであるため、第二のｎチャ
ネルMOSトランジスタ416は付勢され、ｐチャネルMOSト
ランジスタ418は開放される。この結果、第一のサンプ
ル電圧はRCの時定数で充電され、第二のサンプル電圧に
対して時間連続的に増加する。なお、ここでＲは、抵抗
415の抵抗値、Ｃは容量404の容量値とする。
一のｎチャネルMOSトランジスタ414は付勢される。この
ときコンパレータ出力ａはＨであるため、第二のｎチャ
ネルMOSトランジスタ416は付勢され、ｐチャネルMOSト
ランジスタ418は開放される。この結果、第一のサンプ
ル電圧はRCの時定数で充電され、第二のサンプル電圧に
対して時間連続的に増加する。なお、ここでＲは、抵抗
415の抵抗値、Ｃは容量404の容量値とする。
充電が完了し、第一のサンプル電圧が第二のサンプル電
圧に等しくなると、コンパレータの出力は記号ハのよう
に反転し、排他的論理和回路の出力は記号ニのように１
パルスを再び出力する。２進カウンタの出力はＨからＬ
へ変化し、第一のｎチャネルMOSトランジスタ414は開放
となり、充電を停止する。
圧に等しくなると、コンパレータの出力は記号ハのよう
に反転し、排他的論理和回路の出力は記号ニのように１
パルスを再び出力する。２進カウンタの出力はＨからＬ
へ変化し、第一のｎチャネルMOSトランジスタ414は開放
となり、充電を停止する。
以上においては、第一のサンプル電圧が第二のサンプル
電圧より低い場合について述べたが、その逆の場合の動
作は、第二のｎチャネルMOSトランジスタ416が付勢する
代わりに、ｐチャネルMOSトランジスタ418が付勢し、時
定数RCで放電し、第一のサンプル電圧が第二のサンプル
電圧へ時間的連続的に減少する。
電圧より低い場合について述べたが、その逆の場合の動
作は、第二のｎチャネルMOSトランジスタ416が付勢する
代わりに、ｐチャネルMOSトランジスタ418が付勢し、時
定数RCで放電し、第一のサンプル電圧が第二のサンプル
電圧へ時間的連続的に減少する。
第２図において、第一のサンプル電圧が第二のサンプル
電圧より低い場合の各波形ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅのそれぞ
れに対応する、第一のサンプル電圧が第二のサンプル電
圧より高い場合の電圧変化の各波形をａ′、ｂ′、
ｃ′、ｄ′、ｅ′で示す。
電圧より低い場合の各波形ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅのそれぞ
れに対応する、第一のサンプル電圧が第二のサンプル電
圧より高い場合の電圧変化の各波形をａ′、ｂ′、
ｃ′、ｄ′、ｅ′で示す。
第１図に示すように第一のサンプル電圧は周波数制御電
圧401として電圧制御発振器32へ印加されているから、
第５図に対応する制御電圧、発振周波数の波形変化は、
第３図に示す波形特性図のようになる。第３図の発振周
波数の波形特性には、比較のために第５図の例を破線で
示した。
圧401として電圧制御発振器32へ印加されているから、
第５図に対応する制御電圧、発振周波数の波形変化は、
第３図に示す波形特性図のようになる。第３図の発振周
波数の波形特性には、比較のために第５図の例を破線で
示した。
制御電圧は、サンプル点で時間連続的に変化するので、
電圧制御発振器の発振周波数は、第３図の下段に示すよ
うに時間連続的に変化する特性のものが得られる。した
がって第５図の下段に示すＢ点のような急激な周波数の
変化がない。このため、本発明によれば、周波数変調雑
音および位相変調雑音は著しく低下する。
電圧制御発振器の発振周波数は、第３図の下段に示すよ
うに時間連続的に変化する特性のものが得られる。した
がって第５図の下段に示すＢ点のような急激な周波数の
変化がない。このため、本発明によれば、周波数変調雑
音および位相変調雑音は著しく低下する。
以上、詳細に説明したように本発明によれば、制御電圧
の変化はなめらかになるので、発振周波数の変動もなめ
らかになる。したがってステップ状の雑音が発生しな
い。その結果、発振周波数が著しく安定で、周波数変調
雑音や位相変調雑音が著しく低減されたディジタル制御
型温度補償発振装置が得られる。これを無線装置に用い
れば、良好な通話品質が得られる効果がある。
の変化はなめらかになるので、発振周波数の変動もなめ
らかになる。したがってステップ状の雑音が発生しな
い。その結果、発振周波数が著しく安定で、周波数変調
雑音や位相変調雑音が著しく低減されたディジタル制御
型温度補償発振装置が得られる。これを無線装置に用い
れば、良好な通話品質が得られる効果がある。
第１図は本発明一実施例のブロック構成図。 第２図は上記実施例の動作を説明するタイムチャート。 第３図は上記実施例の周囲温度、制御電圧および発振周
波数の波形特性図。 第４図は従来例装置のブロック構成図。 第５図は従来例の周囲温度、制御電圧および発振周波数
の波形特性図。 １……温度検出部、２……読出し専用メモリ（Ｐ・RO
M）、３……発振部、４……周波数制御電圧印加部、11
……温度センサ、12……アナログ・ディジタル変換器、
31……ディジタル・アナログ変換器、32……電圧制御発
振器（VCO）、33……出力端子、101……温度情報信号、
102、201……第一および第二ディジタル信号、301……
アナログ電圧、401……発振周波数の制御電圧、403……
アナログスイッチ（AS−１）、404、406……キャパシ
タ、405……アナログスイッチ（AS−２）、407……アナ
ログスイッチ（AS−３）、408……アナログスイッチ（A
S−４）、409……コンパレータ、410……Ｄフリップフ
ロップ回路（DFF）、411……１ビットシフトレジスタ
（SR）、412……排他的論理和回路（Ex−OR）、413……
２進カウンタ（DC）、414、416……ｎチャネルMOSトラ
ンジスタ、415……抵抗、417……電源、418……ｐチャ
ネルMOSトランジスタ、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ……充電時
の各出力の波形、ａ′、ｂ′、ｃ′、ｄ′、ｅ′……放
電時の各出力の波形。
波数の波形特性図。 第４図は従来例装置のブロック構成図。 第５図は従来例の周囲温度、制御電圧および発振周波数
の波形特性図。 １……温度検出部、２……読出し専用メモリ（Ｐ・RO
M）、３……発振部、４……周波数制御電圧印加部、11
……温度センサ、12……アナログ・ディジタル変換器、
31……ディジタル・アナログ変換器、32……電圧制御発
振器（VCO）、33……出力端子、101……温度情報信号、
102、201……第一および第二ディジタル信号、301……
アナログ電圧、401……発振周波数の制御電圧、403……
アナログスイッチ（AS−１）、404、406……キャパシ
タ、405……アナログスイッチ（AS−２）、407……アナ
ログスイッチ（AS−３）、408……アナログスイッチ（A
S−４）、409……コンパレータ、410……Ｄフリップフ
ロップ回路（DFF）、411……１ビットシフトレジスタ
（SR）、412……排他的論理和回路（Ex−OR）、413……
２進カウンタ（DC）、414、416……ｎチャネルMOSトラ
ンジスタ、415……抵抗、417……電源、418……ｐチャ
ネルMOSトランジスタ、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ……充電時
の各出力の波形、ａ′、ｂ′、ｃ′、ｄ′、ｅ′……放
電時の各出力の波形。
Claims (1)
- 【請求項１】周囲温度を検出し、これをディジタル量と
して出力する温度検出部と、 このディジタル量をアドレス入力としてそれぞれ対応す
る制御出力データがあらかじめ格納されている記憶部
と、 この制御出力データをアナログ量に変換するディジタル
・アナログ変換回路と、 この回路により変換されたアナログ量を周波数制御電圧
として入力する電圧制御発振器と を備えたディジタル制御型温度補償発振装置において、 上記ディジタル・アナログ変換回路の出力をそれぞれ異
なる二つの時刻でサンプルし保持する第一および第二の
サンプルホールド回路と、 これらにより保持された第一および第二のホールド電圧
を比較する回路と、 この比較する回路の比較結果に基づき上記第一のホール
ド電圧を第二のホールド電圧に近づけるように充電また
は放電を行う充放電回路と を備えたことを特徴とするディジタル制御型温度補償発
振装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60279874A JPH0763145B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | デイジタル制御型温度補償発振装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60279874A JPH0763145B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | デイジタル制御型温度補償発振装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62137920A JPS62137920A (ja) | 1987-06-20 |
| JPH0763145B2 true JPH0763145B2 (ja) | 1995-07-05 |
Family
ID=17617145
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60279874A Expired - Lifetime JPH0763145B2 (ja) | 1985-12-12 | 1985-12-12 | デイジタル制御型温度補償発振装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0763145B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3991549B2 (ja) * | 2000-03-09 | 2007-10-17 | セイコーエプソン株式会社 | 温度補償型発振器、通信装置及び電子機器 |
| CN116088631B (zh) * | 2023-04-11 | 2023-06-30 | 长鑫存储技术有限公司 | 一种电源电路和存储器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6097702A (ja) * | 1983-11-02 | 1985-05-31 | Kinseki Kk | デイジタル温度補償圧電発振器の製造方法 |
-
1985
- 1985-12-12 JP JP60279874A patent/JPH0763145B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62137920A (ja) | 1987-06-20 |
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