JPH0767283B2 - パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調方式インバ−タの制御装置Info
- Publication number
- JPH0767283B2 JPH0767283B2 JP59011441A JP1144184A JPH0767283B2 JP H0767283 B2 JPH0767283 B2 JP H0767283B2 JP 59011441 A JP59011441 A JP 59011441A JP 1144184 A JP1144184 A JP 1144184A JP H0767283 B2 JPH0767283 B2 JP H0767283B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- correction
- voltage
- inverter
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 11
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明はパルス幅変調（PWM）方式インバータの制御装
置、特にオープンループ制御装置に関する。
置、特にオープンループ制御装置に関する。
（従来技術と問題点） PWM方式インバータにおいて、搬送波は、その周波数が
高過ぎると加減速時に不安定な運転になるため、基本周
波数（インバータ出力周波数）１サイクル当り30〜15パ
ルス程度の安定領域に設定されることが多い。反面、搬
送波周波数を低くすると、電流リツプルが大きくなり、
インバータ負荷になる電動機に振動が発生したり騒音が
大きくなる問題が残る。このため、従来から電流リツプ
ルを小さくするよう搬送波周波数を高くし、不安定領域
の発生を迎えるために制御系に電流マイナー制御系を組
込んだりする対策を施しているが、この場合にも搬送波
周波数は100〜500パルス程度でリツプルの充分な低減に
はならなかつた。例えば、電動機の振動を５ミクロン以
下、騒音を75ホーン以下にするには搬送波周波数を2K〜
3Kパルス程度まで高くする必要があり、この場合電流マ
イナー制御系を持たせるも不安定領域が非常に大きくな
る。但し、負荷側のGD2が0.5kgm2を越える大きいもので
は負荷側で速度変動を迎えることができるが、それ以下
のものでは不安定になり搬送波周波数を高くできない。
高過ぎると加減速時に不安定な運転になるため、基本周
波数（インバータ出力周波数）１サイクル当り30〜15パ
ルス程度の安定領域に設定されることが多い。反面、搬
送波周波数を低くすると、電流リツプルが大きくなり、
インバータ負荷になる電動機に振動が発生したり騒音が
大きくなる問題が残る。このため、従来から電流リツプ
ルを小さくするよう搬送波周波数を高くし、不安定領域
の発生を迎えるために制御系に電流マイナー制御系を組
込んだりする対策を施しているが、この場合にも搬送波
周波数は100〜500パルス程度でリツプルの充分な低減に
はならなかつた。例えば、電動機の振動を５ミクロン以
下、騒音を75ホーン以下にするには搬送波周波数を2K〜
3Kパルス程度まで高くする必要があり、この場合電流マ
イナー制御系を持たせるも不安定領域が非常に大きくな
る。但し、負荷側のGD2が0.5kgm2を越える大きいもので
は負荷側で速度変動を迎えることができるが、それ以下
のものでは不安定になり搬送波周波数を高くできない。
この問題を解消するものとして、負荷電流の変化量に比
例してインバータ出力電圧指令と出力周波数指令を補正
し、この補正をインバータ制御範囲の低い範囲では出力
電圧指令の補正とし、高い範囲では出力周波数指令の補
正とすることにより、搬送波周波数を高くしてしかも全
周波数域での安定運転ができる制御装置が提供されてい
る（特願昭58-218875号）。
例してインバータ出力電圧指令と出力周波数指令を補正
し、この補正をインバータ制御範囲の低い範囲では出力
電圧指令の補正とし、高い範囲では出力周波数指令の補
正とすることにより、搬送波周波数を高くしてしかも全
周波数域での安定運転ができる制御装置が提供されてい
る（特願昭58-218875号）。
この制御装置において、次の点で問題が残る。
（１）電源電圧の変動によつて不安定領域が変動する。
（２）電源電圧の変動によつて電圧及び周波数の補正安
定領域及び両者のオーバラツプする安定領域が変動す
る。
定領域及び両者のオーバラツプする安定領域が変動す
る。
このように電源電圧変動がある場合には電圧補正と周波
数補正の切換え点を固定にするものでは安定運転を確実
に行なうことできない問題がある。
数補正の切換え点を固定にするものでは安定運転を確実
に行なうことできない問題がある。
（発明の目的） 本発明は、電源電圧変動にも安定運転を可能にしたPWM
方式インバータの制御装置を提供することを目的とす
る。
方式インバータの制御装置を提供することを目的とす
る。
（発明の概要） 本発明は電源電圧に応じて電圧補正と周波数補正の切換
点を自動調整することを特徴とする。
点を自動調整することを特徴とする。
（実施例） 図面は本発明の一実施例を示す要部回路図である。イン
バータ負荷としての電動機の速度指令になるインバータ
出力周波数・電圧指令VNは演算増幅器A1,A2等で構成さ
れる電圧制御増幅器１及び電圧−周波数変換器（V/F）
２の入力にされる。増幅器１の出力はインバータ出力電
圧指令Ｖにされ、変換器２の出力はインバータ出力周波
数指令Ｆにされ、インバータ出力にV/F一定制御がなさ
れると共に図示しない搬送波発振器の出力との間の変調
処理又は電圧指令を順変換器制御にして周波数指令を変
調することによつてインバータ主回路のPWM制御に供さ
れる。
バータ負荷としての電動機の速度指令になるインバータ
出力周波数・電圧指令VNは演算増幅器A1,A2等で構成さ
れる電圧制御増幅器１及び電圧−周波数変換器（V/F）
２の入力にされる。増幅器１の出力はインバータ出力電
圧指令Ｖにされ、変換器２の出力はインバータ出力周波
数指令Ｆにされ、インバータ出力にV/F一定制御がなさ
れると共に図示しない搬送波発振器の出力との間の変調
処理又は電圧指令を順変換器制御にして周波数指令を変
調することによつてインバータ主回路のPWM制御に供さ
れる。
このような制御回路において、本実施例では以下に示す
補正回路によつて負荷電流の変化量に比例して電圧指令
Ｖ、周波数指令Ｆを補正し、この補正切換点を電源電圧
に応じて自動調整する。
補正回路によつて負荷電流の変化量に比例して電圧指令
Ｖ、周波数指令Ｆを補正し、この補正切換点を電源電圧
に応じて自動調整する。
ダイオード３は負荷電流検出信号Ｉを整流して１極性の
信号として取出す。微分回路４及び５はダイオード３を
経た検出信号Ｉの微分信号即ち変化率に比例した信号を
得るもので、微分回路４が周波数指令Ｆの補正信号ΔＦ
を得、微分回路５が電圧指令Ｖの補正信号ΔＶを得る。
これら微分回路4,5は信号経路にアナログスイツチ4A,5A
を含み、スイツチ4A,5Aのオン、オフによつて信号ΔF,
ΔＶの相補的切換出力制御がなされる。補正信号ΔF,Δ
Ｖは、インバータ出力周波数、電圧指令VNと共に抵抗R1
とR2,R3とR4の突合わせによつてなされる。
信号として取出す。微分回路４及び５はダイオード３を
経た検出信号Ｉの微分信号即ち変化率に比例した信号を
得るもので、微分回路４が周波数指令Ｆの補正信号ΔＦ
を得、微分回路５が電圧指令Ｖの補正信号ΔＶを得る。
これら微分回路4,5は信号経路にアナログスイツチ4A,5A
を含み、スイツチ4A,5Aのオン、オフによつて信号ΔF,
ΔＶの相補的切換出力制御がなされる。補正信号ΔF,Δ
Ｖは、インバータ出力周波数、電圧指令VNと共に抵抗R1
とR2,R3とR4の突合わせによつてなされる。
制御範囲判別回路６は、指令VNと基準電圧とを比較する
ことでインバータ出力周波数の低い範囲と高い範囲とを
判別するもので、6Aは演算増幅器にされ外付抵抗でヒス
テリシス特性が持たされる。ドライバ７は論理インバー
タ7A,7Bの縦続接続にされ、判別回路６の出力によつて
アナログスイツチ4A又は5Aを相補的にオン状態にする。
その接続態様は、指令VNが低いレベルになる低出力周波
数の制御範囲では判別回路６にハイレベルを得てアナロ
グスイツチ5Aをオン状態、4Aをオフ状態にし、指令VNが
高いレベルになる高出力周波数の制御範囲ではスイツチ
5Aをオフ状態、4Aをオン状態にする。
ことでインバータ出力周波数の低い範囲と高い範囲とを
判別するもので、6Aは演算増幅器にされ外付抵抗でヒス
テリシス特性が持たされる。ドライバ７は論理インバー
タ7A,7Bの縦続接続にされ、判別回路６の出力によつて
アナログスイツチ4A又は5Aを相補的にオン状態にする。
その接続態様は、指令VNが低いレベルになる低出力周波
数の制御範囲では判別回路６にハイレベルを得てアナロ
グスイツチ5Aをオン状態、4Aをオフ状態にし、指令VNが
高いレベルになる高出力周波数の制御範囲ではスイツチ
5Aをオフ状態、4Aをオン状態にする。
なお、微分回路4,5は可変抵抗器4B,5Bによつて電流検出
信号に対して個別に補正信号即ち補正量ΔF,ΔＶと時定
数を変更可能にされる。
信号に対して個別に補正信号即ち補正量ΔF,ΔＶと時定
数を変更可能にされる。
こうした構成において、搬送波周波数は１〜３KHZの高
い周波数にして電流リツプルを小さくし、負荷となる電
動機の振動、騒音を低減する。そして、搬送波周波数を
高くするときに広くなる不安定運転を周波数Ｆ、電圧Ｖ
の補正によつて解消することができる。この補正は第２
図に示すように、インバータの出力周波数の低い制御範
囲（ａ）では負荷電流検出信号Ｉの増減に対して電圧補
正信号ΔＶの補正出力を微分回路５から得、電流の増減
に比例して電圧信号Ｖを増減する。一方、インバータの
出力周波数の高い制御範囲（ｂ）では負荷電流検出信号
Ｉの増減に対して周波数補正信号ΔＦの補正出力を微分
回路４から得、電流の増減に比例して周波数信号Ｆを増
減する。これは、低い制御範囲の加減速では電圧変化が
不安定運転の要因となり、高い制御範囲の加減速では周
波数変化が不安定運転の要因となり易いことに基づくも
ので、実験によつても低い制御範囲で電圧補正すると加
減速制御が安定し、高い制御範囲で周波数補正すると安
定した加減速を行なえることが確かめられている。
い周波数にして電流リツプルを小さくし、負荷となる電
動機の振動、騒音を低減する。そして、搬送波周波数を
高くするときに広くなる不安定運転を周波数Ｆ、電圧Ｖ
の補正によつて解消することができる。この補正は第２
図に示すように、インバータの出力周波数の低い制御範
囲（ａ）では負荷電流検出信号Ｉの増減に対して電圧補
正信号ΔＶの補正出力を微分回路５から得、電流の増減
に比例して電圧信号Ｖを増減する。一方、インバータの
出力周波数の高い制御範囲（ｂ）では負荷電流検出信号
Ｉの増減に対して周波数補正信号ΔＦの補正出力を微分
回路４から得、電流の増減に比例して周波数信号Ｆを増
減する。これは、低い制御範囲の加減速では電圧変化が
不安定運転の要因となり、高い制御範囲の加減速では周
波数変化が不安定運転の要因となり易いことに基づくも
ので、実験によつても低い制御範囲で電圧補正すると加
減速制御が安定し、高い制御範囲で周波数補正すると安
定した加減速を行なえることが確かめられている。
例えば、実施例において、全制御範囲に渡つて電圧補正
のみを施すと、基本周波数24HZ以下で安定運転できる
が、24HZを越えると非常に不安定になる。逆に、全制御
範囲に渡つて周波数補正のみを施すと、基本周波数21HZ
以上で安定運転できるが、それ未満では不安定となる。
のみを施すと、基本周波数24HZ以下で安定運転できる
が、24HZを越えると非常に不安定になる。逆に、全制御
範囲に渡つて周波数補正のみを施すと、基本周波数21HZ
以上で安定運転できるが、それ未満では不安定となる。
この実施例においては、全制御範囲を安定運転するには
22HZ以下に低い制御範囲では電圧制御側にΔＶの補正を
し、22HZを越える高い制御範囲では周波数制御側にΔＦ
の補正を行なうよう制御範囲判別回路６の比較基準を設
定すれば良いことになる。なお、電流検出信号Ｉの変化
に対する補正量ΔV,ΔＦは電動機、負荷のGD2や搬送波
周波数等の条件によつて適宜調整されるもので、このた
めに両微分回路4,5の時定数及びレベルを個別に調整可
能とされる。
22HZ以下に低い制御範囲では電圧制御側にΔＶの補正を
し、22HZを越える高い制御範囲では周波数制御側にΔＦ
の補正を行なうよう制御範囲判別回路６の比較基準を設
定すれば良いことになる。なお、電流検出信号Ｉの変化
に対する補正量ΔV,ΔＦは電動機、負荷のGD2や搬送波
周波数等の条件によつて適宜調整されるもので、このた
めに両微分回路4,5の時定数及びレベルを個別に調整可
能とされる。
ここで、制御範囲判別回路６には指令VNと基準電圧のほ
かに、電源電圧に応じた補正信号を加える。この電源電
圧補正回路は、インバータの直流電圧又は整流回路の交
流電圧EPを検出する電源電圧検出器８と、この電源電圧
検出値と基準電源電圧設定値ESとの差を検出する電圧差
検出回路９と、この検出回路９の検出信号を反転増幅す
る反転増幅器10とで構成される。回路9,10は例えば図示
のように演算増幅器Ampと演算抵抗で構成される。
かに、電源電圧に応じた補正信号を加える。この電源電
圧補正回路は、インバータの直流電圧又は整流回路の交
流電圧EPを検出する電源電圧検出器８と、この電源電圧
検出値と基準電源電圧設定値ESとの差を検出する電圧差
検出回路９と、この検出回路９の検出信号を反転増幅す
る反転増幅器10とで構成される。回路9,10は例えば図示
のように演算増幅器Ampと演算抵抗で構成される。
この電源電圧補正回路により、電源電圧EPが基準電圧ES
よりも低下するときには制御範囲判定回路６の基準電圧
を増大させる補正になり、電圧補正ΔＶと周波数補正Δ
Ｆの切換え基本周波数を低くする調整をし、逆に電源電
圧の上昇には切換え基本周波数を高くする調整をする。
例えば、電源電圧EPが定格のAC220Vにあるときに基本周
波数22HZで電圧と周波数の補正ΔV,ΔＦが共に安定する
オーバラツプ領域とすると、電圧EPがAC200Vまで低下し
たときにオーバラツプ領域が基本周波数18HZに移り、電
圧EPがAC240Vまで上昇したときに25HZに移るものでは、
電源電圧補正回路の出力をΔV,ΔＦの補正切換えの基本
周波数を電圧EPのAC200〜240の範囲で18HZ〜25HZになる
よう設定しておく。この補正制御は、インバータの最大
出力電圧は直流電源の電圧で制限され、この制限の基に
電圧制御増幅器１の出力電圧もリミッタ機能が設けられ
るが、このリミッタ設定値は定格電圧時のものであり、
電源電圧の変動によりリミッタ値の過不足が制御の安定
領域の変動になるのを電圧補正と周波数補正の切換周波
数の補正によって適正にする。
よりも低下するときには制御範囲判定回路６の基準電圧
を増大させる補正になり、電圧補正ΔＶと周波数補正Δ
Ｆの切換え基本周波数を低くする調整をし、逆に電源電
圧の上昇には切換え基本周波数を高くする調整をする。
例えば、電源電圧EPが定格のAC220Vにあるときに基本周
波数22HZで電圧と周波数の補正ΔV,ΔＦが共に安定する
オーバラツプ領域とすると、電圧EPがAC200Vまで低下し
たときにオーバラツプ領域が基本周波数18HZに移り、電
圧EPがAC240Vまで上昇したときに25HZに移るものでは、
電源電圧補正回路の出力をΔV,ΔＦの補正切換えの基本
周波数を電圧EPのAC200〜240の範囲で18HZ〜25HZになる
よう設定しておく。この補正制御は、インバータの最大
出力電圧は直流電源の電圧で制限され、この制限の基に
電圧制御増幅器１の出力電圧もリミッタ機能が設けられ
るが、このリミッタ設定値は定格電圧時のものであり、
電源電圧の変動によりリミッタ値の過不足が制御の安定
領域の変動になるのを電圧補正と周波数補正の切換周波
数の補正によって適正にする。
この電源電圧補正回路により、電圧EPの変動による電圧
補正と周波数補正の切換えを適切に自動調整して常に安
定した運転を行なうことができる。
補正と周波数補正の切換えを適切に自動調整して常に安
定した運転を行なうことができる。
（発明の効果） 本発明によれば、オープンループ制御にしてPWM波形を
得るための搬送波周波数を高くし、制御範囲に応じた電
圧補正と周波数補正の切換えによつて安定運転を図るの
に、電源電圧に応じて補正切換えの基本周波数を自動調
整するため、電源電圧変動にも補正切換点を適切にして
安定な切換えを行なわせ、結果的に電源電圧変動に対し
て全出力周波数範囲に渡つて安定運転を得ることができ
る。
得るための搬送波周波数を高くし、制御範囲に応じた電
圧補正と周波数補正の切換えによつて安定運転を図るの
に、電源電圧に応じて補正切換えの基本周波数を自動調
整するため、電源電圧変動にも補正切換点を適切にして
安定な切換えを行なわせ、結果的に電源電圧変動に対し
て全出力周波数範囲に渡つて安定運転を得ることができ
る。
第１図は、本発明の一実施例を示す要部回路図、第２図
は実施例における補正動作を示す波形図である。 １……電圧制御増幅器、２……電圧−周波数変換器、4,
5……微分回路、６……制御範囲判定回路、７……ドラ
イバ、８……電源電圧検出器、９……電圧差検出回路、
10……反転増幅器、A1,A2,6A,Amp……演算増幅器、4A,5
A……アナログスイツチ。
は実施例における補正動作を示す波形図である。 １……電圧制御増幅器、２……電圧−周波数変換器、4,
5……微分回路、６……制御範囲判定回路、７……ドラ
イバ、８……電源電圧検出器、９……電圧差検出回路、
10……反転増幅器、A1,A2,6A,Amp……演算増幅器、4A,5
A……アナログスイツチ。
Claims (1)
- 【請求項１】インバータ出力周波数・電圧指令から電圧
指令Ｖ及び周波数指令Ｆを得て搬送波との変調でパルス
幅変調信号を得、該搬送波はインバータ出力周波数の１
サイクル当り1000〜3000パルスの高い周波数としたパル
ス幅変調方式インバータにおいて、 インバータの出力電流の変化量に比例した増減信号を上
記電圧指令Ｖの補正信号として得る第１の微分回路と、 インバータの出力電流の変化量に比例した増減信号を上
記周波数指令Ｆの補正信号として得る第２の微分回路
と、 インバータの周波数制御範囲の高低を判別する制御範囲
判別回路と、 上記判別回路の判別結果が低い周波数制御範囲になると
きに上記第１の微分回路の出力を上記電圧指令Ｖの増減
信号として加算補正する制御信号を得、高い周波数制御
範囲では上記第２の微分回路の出力を上記周波数指令Ｆ
の増減信号として加算補正する制御信号を得るドライバ
と、 インバータの電源電圧が基準電圧よりも低下したときに
上記制御範囲判別回路の制御範囲高低の判別基本周波数
を下げ、基準電圧よりも上昇したときに該判別基本周波
数を上げる電源電圧補正回路とを備えたことを特徴とす
るパルス幅変調方式インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59011441A JPH0767283B2 (ja) | 1984-01-25 | 1984-01-25 | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59011441A JPH0767283B2 (ja) | 1984-01-25 | 1984-01-25 | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60156274A JPS60156274A (ja) | 1985-08-16 |
| JPH0767283B2 true JPH0767283B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=11778177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59011441A Expired - Lifetime JPH0767283B2 (ja) | 1984-01-25 | 1984-01-25 | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0767283B2 (ja) |
-
1984
- 1984-01-25 JP JP59011441A patent/JPH0767283B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60156274A (ja) | 1985-08-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4266177A (en) | Power factor control system for AC induction motors | |
| EP0769844B1 (en) | Current control circuit for a reluctance machine | |
| US4364109A (en) | Control device of inverters | |
| US4692855A (en) | Constant voltage and frequency type PWM inverter with minimum output distortion | |
| US4153864A (en) | Motor speed regulator | |
| JPH055835Y2 (ja) | ||
| JPS6056396B2 (ja) | 速度制御装置 | |
| JPH0681511B2 (ja) | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 | |
| JP2886322B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
| US4567408A (en) | Digitally controlled rectifying system for driving a motor | |
| JP2662569B2 (ja) | 出力電流検出回路のフェールセーフ回路 | |
| JPS6223539B2 (ja) | ||
| JPH07108097B2 (ja) | パルス幅変調インバ−タの制御装置 | |
| JPS60156274A (ja) | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 | |
| JPS6364160B2 (ja) | ||
| JPS6349478B2 (ja) | ||
| JPH01311889A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPH0216862Y2 (ja) | ||
| JPH0564425A (ja) | 昇圧コンバータの過電流検出回路 | |
| US4651078A (en) | Device for driving an induction motor | |
| JP3212354B2 (ja) | 電圧形インバータ制御方法及びその装置 | |
| JPH0528957Y2 (ja) | ||
| JPH04275003A (ja) | 電動車両の速度制御装置 | |
| JPH0522446B2 (ja) | ||
| JP2889590B2 (ja) | 回転速度制御装置 |