JPS6364160B2 - - Google Patents
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- JPS6364160B2 JPS6364160B2 JP55064621A JP6462180A JPS6364160B2 JP S6364160 B2 JPS6364160 B2 JP S6364160B2 JP 55064621 A JP55064621 A JP 55064621A JP 6462180 A JP6462180 A JP 6462180A JP S6364160 B2 JPS6364160 B2 JP S6364160B2
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- Japan
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- voltage
- signal
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- motor
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 4
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 4
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 3
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 2
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は可変周波インバータの負荷補償回路に
関する。
関する。
交流電動機特に誘導電動機を電圧形インバータ
で可変周波運転する場合、ギヤツプ磁束を一定に
する必要から、電動機端子電圧を規定するインバ
ータの出力電圧Ｖとその運転周波数ＦとはＶ／Ｆ
＝一定となるようにして制御される。第１図は誘
導電動機の可変速運運転のためにこの種の制御を
行なうパルス幅変調インバータの制御系の基本ブ
ロツク図を示す。加減速パターン発生器１の出力
電圧は、一方では電圧指令信号としてインバータ
出力電圧（電動機端子電圧）検出信号と偏差をと
つて電圧調節器４に与えられて、その電圧指令値
に応じたパルス幅変調がパルス幅変調回路５でな
されるとともにそのパルス幅変調の際の基本周波
数を指定するために、加減速パターン発生器１の
出力電圧は、他方ではインバータの運転周波数指
令信号として電圧／周波数変換器３を介してパル
ス幅変調回路に送られる。パルス幅変調回路では
内蔵のリングカウンタの各出力に基いて、上記パ
ルス幅変調による共通信号を所定の相順にてイン
バータINVの各スイツチング素子Ｔ１〜Ｔ６に
分配する。すなわち加減速パターン発生器１の出
力電圧はインバータの出力電圧を指定するととも
にインバータの運転周波数を指定しており、上述
のＶ／Ｆ＝一定の制御をなしているのである。し
かし磁束発生に有効な電圧はインバータ出力電圧
ないしは電動機Ｍの端子電圧自体ではなく、電動
機端子電圧から電動機のもれインダクタンスや抵
抗によりインピーダンス降下を差し引いた電圧で
あるから、このインピーダンス降下による補償を
行わないとギヤツプ磁束を正しく制御することは
できない。
で可変周波運転する場合、ギヤツプ磁束を一定に
する必要から、電動機端子電圧を規定するインバ
ータの出力電圧Ｖとその運転周波数ＦとはＶ／Ｆ
＝一定となるようにして制御される。第１図は誘
導電動機の可変速運運転のためにこの種の制御を
行なうパルス幅変調インバータの制御系の基本ブ
ロツク図を示す。加減速パターン発生器１の出力
電圧は、一方では電圧指令信号としてインバータ
出力電圧（電動機端子電圧）検出信号と偏差をと
つて電圧調節器４に与えられて、その電圧指令値
に応じたパルス幅変調がパルス幅変調回路５でな
されるとともにそのパルス幅変調の際の基本周波
数を指定するために、加減速パターン発生器１の
出力電圧は、他方ではインバータの運転周波数指
令信号として電圧／周波数変換器３を介してパル
ス幅変調回路に送られる。パルス幅変調回路では
内蔵のリングカウンタの各出力に基いて、上記パ
ルス幅変調による共通信号を所定の相順にてイン
バータINVの各スイツチング素子Ｔ１〜Ｔ６に
分配する。すなわち加減速パターン発生器１の出
力電圧はインバータの出力電圧を指定するととも
にインバータの運転周波数を指定しており、上述
のＶ／Ｆ＝一定の制御をなしているのである。し
かし磁束発生に有効な電圧はインバータ出力電圧
ないしは電動機Ｍの端子電圧自体ではなく、電動
機端子電圧から電動機のもれインダクタンスや抵
抗によりインピーダンス降下を差し引いた電圧で
あるから、このインピーダンス降下による補償を
行わないとギヤツプ磁束を正しく制御することは
できない。
しかし、上記のインピーダンス降下は負荷状態
につて変動するため、正確な補償をするには複雑
な制御装置を必要とする。そこで従来は第２図に
示すように低速減の定格負荷時にそのインピーダ
ンス降下を充分補償するように斜線部の補償量に
相当する付加的な電圧指令を与える関数発生器２
（第１図参照）を使用していた。この方式は低速
時にも大きなトルクを得ようとするものである。
しかし、この方式では低速の軽負荷時や中間負荷
時に必要以上の電圧が電動機に加えられることに
なるため無効電力が増加し、電動機の効率が低下
するとともにトルク脈動が生じやすくなり騒音の
原因となる。
につて変動するため、正確な補償をするには複雑
な制御装置を必要とする。そこで従来は第２図に
示すように低速減の定格負荷時にそのインピーダ
ンス降下を充分補償するように斜線部の補償量に
相当する付加的な電圧指令を与える関数発生器２
（第１図参照）を使用していた。この方式は低速
時にも大きなトルクを得ようとするものである。
しかし、この方式では低速の軽負荷時や中間負荷
時に必要以上の電圧が電動機に加えられることに
なるため無効電力が増加し、電動機の効率が低下
するとともにトルク脈動が生じやすくなり騒音の
原因となる。
これらの欠点は、速度発電機や非線形電流演算
器等を用いたスリツプ制御等によつて除くことが
できるが、高価で回路が複雑になつてしまう。
器等を用いたスリツプ制御等によつて除くことが
できるが、高価で回路が複雑になつてしまう。
したがつて本発明の目的は、安価かつ簡単な構
成で負荷にほぼ応じた電動機端子電圧を供給し
て、軽負荷時の無効電力を低減し、効率を改善し
た可変周波インバータの負荷補償回路を提供する
ことである。
成で負荷にほぼ応じた電動機端子電圧を供給し
て、軽負荷時の無効電力を低減し、効率を改善し
た可変周波インバータの負荷補償回路を提供する
ことである。
本発明の特徴は、上記関数発生器の代りにトル
クと速度に関係するインバータの入力直流電力の
検出信号と、速度に関係する周波数指令信号とを
演算して、速度に無関係でトルクにのみ依存する
信号を出力する負荷演算回路を使用したことであ
る。負荷演算回路の出力は電圧調節器の入力側に
補償設定として挿入される。
クと速度に関係するインバータの入力直流電力の
検出信号と、速度に関係する周波数指令信号とを
演算して、速度に無関係でトルクにのみ依存する
信号を出力する負荷演算回路を使用したことであ
る。負荷演算回路の出力は電圧調節器の入力側に
補償設定として挿入される。
電圧形インバータでは、詳細は省略するが、誘
動電動機のギヤツプ磁束を一定するにはトルクの
大きさに比例して電動機の端子電圧を増加させる
必要のあることが知られている。したがつて電動
機の端子電圧を負荷の大きさにかかわらず最適化
するためには、軸出力トルクを求める方式が考え
られ、本発明は、インバータの入力電力信号と周
波数指令信号とを演算することによつてこの軸出
力トルクに相当する信号を得んとするものであ
る。
動電動機のギヤツプ磁束を一定するにはトルクの
大きさに比例して電動機の端子電圧を増加させる
必要のあることが知られている。したがつて電動
機の端子電圧を負荷の大きさにかかわらず最適化
するためには、軸出力トルクを求める方式が考え
られ、本発明は、インバータの入力電力信号と周
波数指令信号とを演算することによつてこの軸出
力トルクに相当する信号を得んとするものであ
る。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。第３図は本発明の実施例を示す回路である。
第３図において、第１図と同一番号ものは同様な
機能を有するからその説明は省略する。番号２′
は本発明に従つた負荷演算回路を示してる。図か
ら明らかなように、電圧補正のための制御要素は
インバータの入力直流みである。パルス幅変調イ
ンバータの場合、インバータの直流回路の電圧は
ほぼ一定であるから、この直流回路の電流を検出
するのみで電動機の入力電圧が得られる。また電
動機の機械出力はこの入力電力よりインバータの
効率および電動機の効率分低下することになるが
これらの効率特性もインバータの入力直流電流の
変化に対しほぼ比例的に変化する故必要に応じそ
の効率分も演算することが可能である。そして、
機械出力Ｐ〔Ｗ〕が得られれば、出力トルクτ
〔Kgm〕は回転速度をＮ〔rpm〕とするとτ＝
Ｐ／1.025Nから求めることができる。今、イン
バータの入力直流電圧をEd（≒一定）、入力直流
電流をIdとすると、電動機の機械出力ＰはＰ≒Ed
×Idにて近似的に表わすことができる。一方、誘
導電動機の回転数Ｎは周波数ｆと極数とから決ま
るので、Ｎ∝ｆにて表すことができる。従つて、
トルクτは次のように表すことができる。
る。第３図は本発明の実施例を示す回路である。
第３図において、第１図と同一番号ものは同様な
機能を有するからその説明は省略する。番号２′
は本発明に従つた負荷演算回路を示してる。図か
ら明らかなように、電圧補正のための制御要素は
インバータの入力直流みである。パルス幅変調イ
ンバータの場合、インバータの直流回路の電圧は
ほぼ一定であるから、この直流回路の電流を検出
するのみで電動機の入力電圧が得られる。また電
動機の機械出力はこの入力電力よりインバータの
効率および電動機の効率分低下することになるが
これらの効率特性もインバータの入力直流電流の
変化に対しほぼ比例的に変化する故必要に応じそ
の効率分も演算することが可能である。そして、
機械出力Ｐ〔Ｗ〕が得られれば、出力トルクτ
〔Kgm〕は回転速度をＮ〔rpm〕とするとτ＝
Ｐ／1.025Nから求めることができる。今、イン
バータの入力直流電圧をEd（≒一定）、入力直流
電流をIdとすると、電動機の機械出力ＰはＰ≒Ed
×Idにて近似的に表わすことができる。一方、誘
導電動機の回転数Ｎは周波数ｆと極数とから決ま
るので、Ｎ∝ｆにて表すことができる。従つて、
トルクτは次のように表すことができる。
τ＝Ｐ／1.025N
≒Ed×Id／1.025f
≒ｋ（Id／ｆ）
（但し、ｋ＝Ed／1.025≒一定）
つまり、トルクτはインバータの入力直流電流
Idに相当する検出信号をインバータの周波数指令
信号で割算することにより算出することができ
る。
Idに相当する検出信号をインバータの周波数指令
信号で割算することにより算出することができ
る。
第４図は第３図の回路の動作説明図で、イは低
速時無負荷時の場合、ロは低速時定格負荷の場
合、ハは高速時無負荷の場合、ニは高速時定格負
荷（100％トルク）の場合の各部の動作波形を示
す。
速時無負荷時の場合、ロは低速時定格負荷の場
合、ハは高速時無負荷の場合、ニは高速時定格負
荷（100％トルク）の場合の各部の動作波形を示
す。
第３図の実施例ではインバータの入力直流電流
は直流電流検出器DC−CTを介して比例増幅器
OP１に入力される。周知ようにパルス幅変調イ
ンバータでは入力直流電流の截断が行なわれその
検出信号は第４図のａに示すようになるため比例
増幅器なし積分器OP１には小さなフイルタが設
けられ、第４図のｂに示すように平均化された出
力となる。この出力はトルクが一定の場合には速
度にほぼ比例して変化する。比例増幅器OP１の
出力はアナログスイツチSWを介してもうひとつ
の比例増幅器OP２に入力される。アナログスイ
ツチSWの制御信号は図示のように、比較的高周
波の三角波発生器Ｇからの信号ｃと、電動機の実
際の速度にほぼ対応する周波数指令信号ｄとの比
較によりコンパレータCPを介して与えられる。
コンパレータの出力はｅで示されるようになる。
本例ではアナログスイツチは、コンパレータの出
力が低レベルのときに導通する。したがつてアナ
ログスイツチSWは速度におおむね反比例する期
間導通となる。したがつて比例増幅器OP２の出
力信号ｆは速度に無関係なトルクにのみ依存する
信号となり、フイルタＦにて平均化されて電圧調
節器４の入力側に補償入力として加算される。こ
の結果電圧調節器４の出力信号ｇは電圧指令信号
（周波数指令信号でもある）ｄにそのときのトル
ク補正分が重畳されたものとなり、電動機には、
トルクを考慮した端子電圧が与えられることにな
る。
は直流電流検出器DC−CTを介して比例増幅器
OP１に入力される。周知ようにパルス幅変調イ
ンバータでは入力直流電流の截断が行なわれその
検出信号は第４図のａに示すようになるため比例
増幅器なし積分器OP１には小さなフイルタが設
けられ、第４図のｂに示すように平均化された出
力となる。この出力はトルクが一定の場合には速
度にほぼ比例して変化する。比例増幅器OP１の
出力はアナログスイツチSWを介してもうひとつ
の比例増幅器OP２に入力される。アナログスイ
ツチSWの制御信号は図示のように、比較的高周
波の三角波発生器Ｇからの信号ｃと、電動機の実
際の速度にほぼ対応する周波数指令信号ｄとの比
較によりコンパレータCPを介して与えられる。
コンパレータの出力はｅで示されるようになる。
本例ではアナログスイツチは、コンパレータの出
力が低レベルのときに導通する。したがつてアナ
ログスイツチSWは速度におおむね反比例する期
間導通となる。したがつて比例増幅器OP２の出
力信号ｆは速度に無関係なトルクにのみ依存する
信号となり、フイルタＦにて平均化されて電圧調
節器４の入力側に補償入力として加算される。こ
の結果電圧調節器４の出力信号ｇは電圧指令信号
（周波数指令信号でもある）ｄにそのときのトル
ク補正分が重畳されたものとなり、電動機には、
トルクを考慮した端子電圧が与えられることにな
る。
このように、本発明は、そのときそのときのト
ルクに応じた補正がなされた形で電動機端子電圧
を与えているため、従来の関数発生器を用いた低
速域端子電圧強め方式における軽負荷時の効率力
率の低下、あるいはトルク脈動の増大を防止でき
るとともに、比較的簡単な構成であるにもかかわ
らず、速度発電機等を用いてスリツプを検出して
トルクを演算する方式とほぼ同一の性能を得るこ
とができる。
ルクに応じた補正がなされた形で電動機端子電圧
を与えているため、従来の関数発生器を用いた低
速域端子電圧強め方式における軽負荷時の効率力
率の低下、あるいはトルク脈動の増大を防止でき
るとともに、比較的簡単な構成であるにもかかわ
らず、速度発電機等を用いてスリツプを検出して
トルクを演算する方式とほぼ同一の性能を得るこ
とができる。
なお、実施例では、電圧形パルス幅変調インバ
ータについて説明したが、本発明はそれに限定さ
ることなく、例えばインバータの前段に電圧調整
要素をもつ方形波出力形のインバータにも応用で
きる。
ータについて説明したが、本発明はそれに限定さ
ることなく、例えばインバータの前段に電圧調整
要素をもつ方形波出力形のインバータにも応用で
きる。
第１図は従来方式によるパルス幅変調インバー
タ回路図、第２図は第１図の回路から得られる電
動機の電圧／周波数特性図、第３図は本発明の実
施例を示すインバータ回路図、第４図は第３図の
回路の動作波形図である。 第３図において、２′：負荷演算回路、４：電
圧調節器、DC・CT：直流電流検出器、OP１：
比例増幅器、SW：アナログスイツチ、Ｇ：三角
波発生器、CP：コンパレータ、OP２：比例増幅
器。
タ回路図、第２図は第１図の回路から得られる電
動機の電圧／周波数特性図、第３図は本発明の実
施例を示すインバータ回路図、第４図は第３図の
回路の動作波形図である。 第３図において、２′：負荷演算回路、４：電
圧調節器、DC・CT：直流電流検出器、OP１：
比例増幅器、SW：アナログスイツチ、Ｇ：三角
波発生器、CP：コンパレータ、OP２：比例増幅
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ほぼ一定の直流電圧Edを交流電圧に変換し
て交流電動機３に供給するインバータ（INV）
の出力電圧をインバータの周波数指令信号ｄに対
応した設定値に調節する電圧調節器４を備えた可
変周波インバータにおいて、 前記インバータの入力直流電流Idに相当する検
出信号ａを前記インバータの周波数指令信号で割
算することにより前記電動機の出力トルクτに相
当する信号を出力する負荷演算回路２′を設け、 この負荷演算回路の出力信号を、前記インバー
タの周波数指令信号およびインバータの出力電圧
検出信号と共に、前記電圧調節器に入力する、 ことを特徴とする可変周波インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6462180A JPS56162995A (en) | 1980-05-15 | 1980-05-15 | Load compensating circuit for variable frequency inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6462180A JPS56162995A (en) | 1980-05-15 | 1980-05-15 | Load compensating circuit for variable frequency inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56162995A JPS56162995A (en) | 1981-12-15 |
| JPS6364160B2 true JPS6364160B2 (ja) | 1988-12-09 |
Family
ID=13263507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6462180A Granted JPS56162995A (en) | 1980-05-15 | 1980-05-15 | Load compensating circuit for variable frequency inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56162995A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0471058U (ja) * | 1990-08-10 | 1992-06-23 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3307623C2 (de) * | 1983-03-04 | 1986-06-05 | Lenze GmbH & Co KG Aerzen, 3258 Aerzen | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung eines Wechselstrom- oder Drehstrommotors |
| JPS6070977A (ja) * | 1983-09-26 | 1985-04-22 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タの制御回路 |
| CA1277704C (en) * | 1985-05-20 | 1990-12-11 | Allen-Bradley Company Inc. | Cross coupled current regulator |
| JPH0323192A (ja) * | 1989-06-20 | 1991-01-31 | Hitachi Kiden Kogyo Ltd | クレーンの制御方法 |
| JP5848975B2 (ja) * | 2012-01-20 | 2016-01-27 | 株式会社日立産機システム | 電動巻上機およびその制御方法 |
-
1980
- 1980-05-15 JP JP6462180A patent/JPS56162995A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0471058U (ja) * | 1990-08-10 | 1992-06-23 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56162995A (en) | 1981-12-15 |
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