JPH0773186B2 - ディジタルアナログ変換装置 - Google Patents
ディジタルアナログ変換装置Info
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- JPH0773186B2 JPH0773186B2 JP3142482A JP14248291A JPH0773186B2 JP H0773186 B2 JPH0773186 B2 JP H0773186B2 JP 3142482 A JP3142482 A JP 3142482A JP 14248291 A JP14248291 A JP 14248291A JP H0773186 B2 JPH0773186 B2 JP H0773186B2
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- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル・アナログ
（ＤＡ）変換に関するものである。
（ＤＡ）変換に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】コンパクトディスク（ＣＤ）再生などの
ディジタル信号は、１６ビットでＡＤ変換されている。
このように必ず有限長のビットのディジタルデ−タで表
現するためオ−ディオ信号をディジタル化する場合、最
少ビットで丸めてディジタル化される。このため微少信
号では、最少ビット（ＬＳＢ）で表現される要素が強ま
り歪が増大している。図１０に１６ｂｉｔシステムで−
９０ｄＢのサイン波をＡＤ・ＤＡ変換した微少信号サイ
ン波の入力波形図（ａ）と出力波形図（ｂ）を示す。こ
のようにＬＳＢ付近での微少信号は本来のサイン波が短
形波に変形してＤＡ変換され再生される。
ディジタル信号は、１６ビットでＡＤ変換されている。
このように必ず有限長のビットのディジタルデ−タで表
現するためオ−ディオ信号をディジタル化する場合、最
少ビットで丸めてディジタル化される。このため微少信
号では、最少ビット（ＬＳＢ）で表現される要素が強ま
り歪が増大している。図１０に１６ｂｉｔシステムで−
９０ｄＢのサイン波をＡＤ・ＤＡ変換した微少信号サイ
ン波の入力波形図（ａ）と出力波形図（ｂ）を示す。こ
のようにＬＳＢ付近での微少信号は本来のサイン波が短
形波に変形してＤＡ変換され再生される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このようなパルシブな
再生信号は低い周波数でも高次の高調波を含んでいるた
め同じ歪率でもさらに聴感上害が多い。
再生信号は低い周波数でも高次の高調波を含んでいるた
め同じ歪率でもさらに聴感上害が多い。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力されたデ
イジタルデーターをデイジタルアナログ変換する手段
と、デイジタルデーターのサンプルデーター毎のデータ
ー変化を検出し変化しない区間をはさんだＬＳＢ変化の
時間長から複数の異なるカツトオフ周波数特性を有する
ローパスフィルターを選択する手段を具備し、デイジタ
ルアナログ変換されたデーターをローパスフイルターの
うち少なくとも一つ選定しアナログ信号出力を得るデイ
ジタルアナログ変換装置である。又本発明は、入力され
たデイジタルデーターをデイジタルアナログ変換する手
段と、ディジタルデーターのＬＳＢ変化の時間間隔から
レベルの変化率を判別する手段と、判別された期間で波
形変化をなめらかにするＬＳＢより下位のデータ列を生
成する手段を具備し、デイジタルアナログ変換されたア
ナログ信号に上記下位データから生成したアナログ信号
を加算するフイルターを付加して成るデイジタルアナロ
グ変換装置である。
イジタルデーターをデイジタルアナログ変換する手段
と、デイジタルデーターのサンプルデーター毎のデータ
ー変化を検出し変化しない区間をはさんだＬＳＢ変化の
時間長から複数の異なるカツトオフ周波数特性を有する
ローパスフィルターを選択する手段を具備し、デイジタ
ルアナログ変換されたデーターをローパスフイルターの
うち少なくとも一つ選定しアナログ信号出力を得るデイ
ジタルアナログ変換装置である。又本発明は、入力され
たデイジタルデーターをデイジタルアナログ変換する手
段と、ディジタルデーターのＬＳＢ変化の時間間隔から
レベルの変化率を判別する手段と、判別された期間で波
形変化をなめらかにするＬＳＢより下位のデータ列を生
成する手段を具備し、デイジタルアナログ変換されたア
ナログ信号に上記下位データから生成したアナログ信号
を加算するフイルターを付加して成るデイジタルアナロ
グ変換装置である。
【０００５】又本発明は、所定のサンプルクロツクで入
力されたデイジタルデーターをデイジタルアナログ変換
する手段と、デイジタルデーターのＬＳＢ変化の時間間
隔からデーターの変化率を判別する手段と、判別された
期間で波形変化をなめらかにするＬＳＢより下位のデー
タ列を生成する手段と、入力されたデータを整数倍した
サンプルクロックで出力するデイジタルフィルター手段
を具備し、整数倍のクロックの整数分の１のクロックで
データをラッチしデーター列が所定レベル以下が連続す
る時間を検出し、時間に応じた波形変化をＬＳＢレベル
変化の前後の波形を所定のサンプルクロックの数サンプ
ルにわたってＬＳＢより下位のレベルの変化でなめらか
に変化するデーターを生成し、デイジタルアナログ変換
されたアナログ信号に下位データから生成したアナログ
信号を付加し出力を得るデイジタルアナログ変換装置で
ある。又本発明は、デイジタルデーターのサンプルデー
ター列よりサンプル間の差が０である検出出力と差が正
および負の１ＬＳＢ変化である変化検出出力手段を有
し、異極性の変化出力間の０検出出力長によって１ＬＳ
Ｂ変化点の前後サンプルにわたってＬＳＢ以下のデータ
ーを生成しビット拡張する手段を具備するデイジタルア
ナログ変換装置である。
力されたデイジタルデーターをデイジタルアナログ変換
する手段と、デイジタルデーターのＬＳＢ変化の時間間
隔からデーターの変化率を判別する手段と、判別された
期間で波形変化をなめらかにするＬＳＢより下位のデー
タ列を生成する手段と、入力されたデータを整数倍した
サンプルクロックで出力するデイジタルフィルター手段
を具備し、整数倍のクロックの整数分の１のクロックで
データをラッチしデーター列が所定レベル以下が連続す
る時間を検出し、時間に応じた波形変化をＬＳＢレベル
変化の前後の波形を所定のサンプルクロックの数サンプ
ルにわたってＬＳＢより下位のレベルの変化でなめらか
に変化するデーターを生成し、デイジタルアナログ変換
されたアナログ信号に下位データから生成したアナログ
信号を付加し出力を得るデイジタルアナログ変換装置で
ある。又本発明は、デイジタルデーターのサンプルデー
ター列よりサンプル間の差が０である検出出力と差が正
および負の１ＬＳＢ変化である変化検出出力手段を有
し、異極性の変化出力間の０検出出力長によって１ＬＳ
Ｂ変化点の前後サンプルにわたってＬＳＢ以下のデータ
ーを生成しビット拡張する手段を具備するデイジタルア
ナログ変換装置である。
【０００６】
【実施例】本発明を図面により説明する。図１に本発明
の一実施例のブロック図を示す。ＣＤなどの再生により
得られる、ディジタルデ−タ（デ−タ−ＩＮ１）よりデ
−タの形状を検出する目的で、まず変化デテクタ−３に
よってデ−タ−がサンプル毎に所定レベルであるＬＳＢ
ステップの変化か、又は変化しないか、それ以上のステ
ップの変化であるかを検出する。この変化デテクタ−３
の実施例のブロック図を図２（ａ）に示す。入力される
ディジタルデ−タ１は１サンプルクロック分のディレイ
をするレジスタ−８を介して１サンプル前のデ−タ−と
現デ−タ−をコンパレ−タ９で比較し、同一デ−タ−か
所定レベルであるＬＳＢの差であるかを出力する。所定
レベルをＬＳＢとし、＋１ＬＳＢステップ出力と−ＬＳ
Ｂステップ出力をもうけ、又変化しない場合は両出力が
０となる。又大きなレベル変化出力である上記以外のデ
−タ−の場合の出力を取り出す。
の一実施例のブロック図を示す。ＣＤなどの再生により
得られる、ディジタルデ−タ（デ−タ−ＩＮ１）よりデ
−タの形状を検出する目的で、まず変化デテクタ−３に
よってデ−タ−がサンプル毎に所定レベルであるＬＳＢ
ステップの変化か、又は変化しないか、それ以上のステ
ップの変化であるかを検出する。この変化デテクタ−３
の実施例のブロック図を図２（ａ）に示す。入力される
ディジタルデ−タ１は１サンプルクロック分のディレイ
をするレジスタ−８を介して１サンプル前のデ−タ−と
現デ−タ−をコンパレ−タ９で比較し、同一デ−タ−か
所定レベルであるＬＳＢの差であるかを出力する。所定
レベルをＬＳＢとし、＋１ＬＳＢステップ出力と−ＬＳ
Ｂステップ出力をもうけ、又変化しない場合は両出力が
０となる。又大きなレベル変化出力である上記以外のデ
−タ−の場合の出力を取り出す。
【０００７】この波形タイミングの様子を図２（ｂ）に
示す。データーが＋又は−１ＬＳＢの範囲で入力される
と、変化点でそれぞれ＋ＬＳＢ又は−１ＬＳＢ出力され
る。＋１ＬＳＢの検出と−１ＬＳＢ検出、すなわちｔ
１，ｔ３のように異極性の検出パルスで、かつその間の
データが変化しない０出力であれば図のようにこの区間
では方形波のデーターとなっており、これに対しこの周
期の１／２の周波数の正弦波になるようなフイルターを
選ぶと良い。このデーターの検出は図２（ａ）に示すよ
うにオア回路１０により変化出力１１を取り出してい
る。又データーが１ＬＳＢ以上の変化をした場合にはＮ
ＯＴ ＯＵＴ１２が出力し、フイルター作用をなくし通
常の状態に戻る。
示す。データーが＋又は−１ＬＳＢの範囲で入力される
と、変化点でそれぞれ＋ＬＳＢ又は−１ＬＳＢ出力され
る。＋１ＬＳＢの検出と−１ＬＳＢ検出、すなわちｔ
１，ｔ３のように異極性の検出パルスで、かつその間の
データが変化しない０出力であれば図のようにこの区間
では方形波のデーターとなっており、これに対しこの周
期の１／２の周波数の正弦波になるようなフイルターを
選ぶと良い。このデーターの検出は図２（ａ）に示すよ
うにオア回路１０により変化出力１１を取り出してい
る。又データーが１ＬＳＢ以上の変化をした場合にはＮ
ＯＴ ＯＵＴ１２が出力し、フイルター作用をなくし通
常の状態に戻る。
【０００８】又通常微小レベルの信号でなければこのＮ
ＯＴ ＯＵＴ１２の出力が表れており、目的とする微小
レベルに近づくと１ＬＳＢ以上の信号レベルの変化もＬ
ＳＢに近いレベル変化となるため、出力１１に破線で示
したオア回路によりＮＯＴＯＵＴ１２の出力を加えるこ
とにより、ＮＯＴ ＯＵＴ出力で直接フイルターを不動
作にしなくても同様の効果が得られる。すなはち通常レ
ベルであれば常にＮＯＴ ＯＵＴ１２の出力があるため
に、常に用いるローパスフイルターとし、高周波数帯域
のレベルが下がり雑音が除去される。レベル変化がゆる
やかな入力データーのレベル変化は１ＬＳＢ以下の変化
となる。又１ＬＳＢ以上の変化でも微小レベルであり同
様に扱って所定のレベルを１ＬＳＢと設定しても問題は
無く、所定のレベルの１ＬＳＢ以上のデータ変化でもな
めらかにする効果がある。
ＯＴ ＯＵＴ１２の出力が表れており、目的とする微小
レベルに近づくと１ＬＳＢ以上の信号レベルの変化もＬ
ＳＢに近いレベル変化となるため、出力１１に破線で示
したオア回路によりＮＯＴＯＵＴ１２の出力を加えるこ
とにより、ＮＯＴ ＯＵＴ出力で直接フイルターを不動
作にしなくても同様の効果が得られる。すなはち通常レ
ベルであれば常にＮＯＴ ＯＵＴ１２の出力があるため
に、常に用いるローパスフイルターとし、高周波数帯域
のレベルが下がり雑音が除去される。レベル変化がゆる
やかな入力データーのレベル変化は１ＬＳＢ以下の変化
となる。又１ＬＳＢ以上の変化でも微小レベルであり同
様に扱って所定のレベルを１ＬＳＢと設定しても問題は
無く、所定のレベルの１ＬＳＢ以上のデータ変化でもな
めらかにする効果がある。
【０００９】このデ−タ−間隔の長さ（ｔ1〜ｔn ）の
検出は、このデ−タ−１１および≠１，−１，０の信号
のＮＯＴ ＯＵＴ１２によって取り出す。これは、ＬＳ
Ｂ変化以上の大きな信号のデ−タ−に対しては作用させ
ないためである。この出力をシフトレジスタ−４に入力
する。ここでレジスタ−４のレジスタ−量は最長デ−タ
−反転検出周期（１／ｆ）の１／２は必要である。例え
ば４４．１ＫＨｚのサンプル周期で４４１Ｈｚを検出す
るには５０サンプル分以上となる。（（４４１／４４１
００）×１／２）
検出は、このデ−タ−１１および≠１，−１，０の信号
のＮＯＴ ＯＵＴ１２によって取り出す。これは、ＬＳ
Ｂ変化以上の大きな信号のデ−タ−に対しては作用させ
ないためである。この出力をシフトレジスタ−４に入力
する。ここでレジスタ−４のレジスタ−量は最長デ−タ
−反転検出周期（１／ｆ）の１／２は必要である。例え
ば４４．１ＫＨｚのサンプル周期で４４１Ｈｚを検出す
るには５０サンプル分以上となる。（（４４１／４４１
００）×１／２）
【００１０】このレジスタ−４の各段よりの出力が所定
の時間帯に反転が２個入っていなければ長い周期、すな
わち低い周波数デ−タである。このため１のデ−タ−が
１個以下を検出する検出器によって、デ−タ−長検出器
５を構成できる。今高い周波数と中間及び低い周波数の
３つの周波数帯に分類とすると、図３のように、中間周
波数帯以下の検出器１３によって、レジスタ−中央より
両側の所定の範囲の１の数を計測する。これは、単純な
加算器でも良く、又カウンタ−によって、この間の１の
値をカウントしてもよい。この１の数が１以下であれば
検出器１３に出力が表われ、２以上であれば出力せず、
このためインバ−タ−１６を介し、ＳＦ0 のディジタル
フィルタ−を必要としない（通常のサンプルクロック除
去のアナログフィルタ−だけ）出力とし、同様に全帯域
のレジスタ−出力の１の検出を計測する検出器１４によ
って低い周波数を検出する。この検出の場合には、中域
検出出力ＳＦ1 をゲ−ト１５で禁示する。これらによっ
てデ−タ−長の検出を行い再生周波数を高，中，低の周
波数に分類する。
の時間帯に反転が２個入っていなければ長い周期、すな
わち低い周波数デ−タである。このため１のデ−タ−が
１個以下を検出する検出器によって、デ−タ−長検出器
５を構成できる。今高い周波数と中間及び低い周波数の
３つの周波数帯に分類とすると、図３のように、中間周
波数帯以下の検出器１３によって、レジスタ−中央より
両側の所定の範囲の１の数を計測する。これは、単純な
加算器でも良く、又カウンタ−によって、この間の１の
値をカウントしてもよい。この１の数が１以下であれば
検出器１３に出力が表われ、２以上であれば出力せず、
このためインバ−タ−１６を介し、ＳＦ0 のディジタル
フィルタ−を必要としない（通常のサンプルクロック除
去のアナログフィルタ−だけ）出力とし、同様に全帯域
のレジスタ−出力の１の検出を計測する検出器１４によ
って低い周波数を検出する。この検出の場合には、中域
検出出力ＳＦ1 をゲ−ト１５で禁示する。これらによっ
てデ−タ−長の検出を行い再生周波数を高，中，低の周
波数に分類する。
【００１１】一方ディジタルデ−タ−は、ディジタルロ
−パスフィルタ−６によってトランスバ−サルフィルタ
−を検出器出力Ｆ0 ，Ｆ1 ，Ｆ2 に対応して、図５にフ
イルタ−特性例を示すように、２つのロ−パスフィルタ
−２１，２２を形成する。このロ−パスフィルタ−２
１，２２のカット特性は、単に、波形をなめらかにする
のみであるので１２ｄＢ／ｏｃｔなどの単純なフィルタ
−で十分である。ここでフィルタ−の出力のタイミング
とセレクタ−２３の出力のデ−タ−のタイミングは等し
くしておく必要がある。これによってフィルタ−２１，
２２の出力は、ＬＳＢ以下の演算結果を出力し、ビット
拡大し、それに見合ったＤＡコンバ−タ−７を用うれば
目的を達成できる。
−パスフィルタ−６によってトランスバ−サルフィルタ
−を検出器出力Ｆ0 ，Ｆ1 ，Ｆ2 に対応して、図５にフ
イルタ−特性例を示すように、２つのロ−パスフィルタ
−２１，２２を形成する。このロ−パスフィルタ−２
１，２２のカット特性は、単に、波形をなめらかにする
のみであるので１２ｄＢ／ｏｃｔなどの単純なフィルタ
−で十分である。ここでフィルタ−の出力のタイミング
とセレクタ−２３の出力のデ−タ−のタイミングは等し
くしておく必要がある。これによってフィルタ−２１，
２２の出力は、ＬＳＢ以下の演算結果を出力し、ビット
拡大し、それに見合ったＤＡコンバ−タ−７を用うれば
目的を達成できる。
【００１２】図６にビット拡大を２ｂｉｔすなわち４段
階増加させた時の例を示す。細線は従来のアナログ出力
であり、実線が本願の出力である。図６（ａ）は従来の
ＬＳＢのみの高い周波数のデ−タ−であり、Ｆ0 のフィ
ルタ−検出でフィルタ−をスル−で出力し、従来と同様
である。これは、例えば１０ＫＨｚ等の高い周波数であ
るため従来のアナログロ−パスフィルタ−で丸められる
と共にさらにやや低い周波数でも、一般に高音の高調波
は耳で聴こえず歪感はなく問題ない。一般に数ＫＨｚ以
上は、サインウェ−ブと区別がつかない。
階増加させた時の例を示す。細線は従来のアナログ出力
であり、実線が本願の出力である。図６（ａ）は従来の
ＬＳＢのみの高い周波数のデ−タ−であり、Ｆ0 のフィ
ルタ−検出でフィルタ−をスル−で出力し、従来と同様
である。これは、例えば１０ＫＨｚ等の高い周波数であ
るため従来のアナログロ−パスフィルタ−で丸められる
と共にさらにやや低い周波数でも、一般に高音の高調波
は耳で聴こえず歪感はなく問題ない。一般に数ＫＨｚ以
上は、サインウェ−ブと区別がつかない。
【００１３】一方中域のデ−タ−図６（ｂ）ではＦ1 が
選ばれ、又図６（ｃ）ではＦ2 が選ばれさらに低いカッ
トオフ周波数のフィルタ−となるため図（ｂ）に示すよ
うにＦ1 により１ＫＨｚ程度の信号は高次の歪がなくな
り、さらに１００Ｈｚ等の低い周波数も図（ｃ）の様に
なめらかなデ−タ−となる。さらに効果を高めるには、
ビット数を増加させ、フィルタ−をふやすと良くするこ
とができる。
選ばれ、又図６（ｃ）ではＦ2 が選ばれさらに低いカッ
トオフ周波数のフィルタ−となるため図（ｂ）に示すよ
うにＦ1 により１ＫＨｚ程度の信号は高次の歪がなくな
り、さらに１００Ｈｚ等の低い周波数も図（ｃ）の様に
なめらかなデ−タ−となる。さらに効果を高めるには、
ビット数を増加させ、フィルタ−をふやすと良くするこ
とができる。
【００１４】ここでディジタルフィルタ−は、１６ｂｉ
ｔデ−タ−を扱い、出力はビット拡大分も必要となる。
これらを改良した他の実施例を図７，波形図を図８に示
す。ここでは図２のコンパレ−タ−９の出力＋１と−１
と０の３つのデ−タ−のみから追加の下位ビットを作成
し従来の上位ビットと共にＤＡコンバ−タ−２４でＤ／
Ａ変換しようとするものである。ここではＬＳＢ変化の
積分に相当するなめらかなデ−タ−を±１ＬＳＢステッ
プ信号のシフトレジスタ−より＋１又は−１点に対応し
た重みづけされた常数を取り出し加算することで下位ビ
ットのデ−タ−を得る。
ｔデ−タ−を扱い、出力はビット拡大分も必要となる。
これらを改良した他の実施例を図７，波形図を図８に示
す。ここでは図２のコンパレ−タ−９の出力＋１と−１
と０の３つのデ−タ−のみから追加の下位ビットを作成
し従来の上位ビットと共にＤＡコンバ−タ−２４でＤ／
Ａ変換しようとするものである。ここではＬＳＢ変化の
積分に相当するなめらかなデ−タ−を±１ＬＳＢステッ
プ信号のシフトレジスタ−より＋１又は−１点に対応し
た重みづけされた常数を取り出し加算することで下位ビ
ットのデ−タ−を得る。
【００１５】図７のディジタルデ−タ−ＩＮ１はレジス
タ−１７を介し下位ビット出力タイミングに合うサンプ
ル分だけディレイする。一方前述と同じく図１に記した
通りデ−タ−のＬＳＢステップ変化等の検出でフィルタ
−の選択を行なう。先のディジタルフィルタ−のデ−タ
入力に代えて、コンパレ−タ−９の出力の＋１，０，−
１のデ−タ−のみを用いる（２ｂｉｔ表現も可）レジス
タ−１８にこのデ−タ−を入力しサンプル毎にシフトす
る。ここで各レジスタ−段より１又は−１があればＦ1
であればＫ1 〜Ｋｍ又は−Ｋ1 〜−Ｋｍまでの重みずけ
されたＲＯＭ等のデ−タ−系数器１９ｂをへて加算器２
０で全デ−タを加算して出力する。ここで図９に示すよ
うに中央のデ−タ−系数器１９ａの出力を−０．５と
し、系数器１９ｃではＫ’1 は０．５近くよりＫ’ｚは
０に近い単位パルスに対するロ−パスフィルタ−に対応
した値を入れておく。もちろんサイン近似や直線補間デ
−タ−等でも良い。中央以降はＫ1 〜Ｋｍと同一で極性
反転出力となるようにする。
タ−１７を介し下位ビット出力タイミングに合うサンプ
ル分だけディレイする。一方前述と同じく図１に記した
通りデ−タ−のＬＳＢステップ変化等の検出でフィルタ
−の選択を行なう。先のディジタルフィルタ−のデ−タ
入力に代えて、コンパレ−タ−９の出力の＋１，０，−
１のデ−タ−のみを用いる（２ｂｉｔ表現も可）レジス
タ−１８にこのデ−タ−を入力しサンプル毎にシフトす
る。ここで各レジスタ−段より１又は−１があればＦ1
であればＫ1 〜Ｋｍ又は−Ｋ1 〜−Ｋｍまでの重みずけ
されたＲＯＭ等のデ−タ−系数器１９ｂをへて加算器２
０で全デ−タを加算して出力する。ここで図９に示すよ
うに中央のデ−タ−系数器１９ａの出力を−０．５と
し、系数器１９ｃではＫ’1 は０．５近くよりＫ’ｚは
０に近い単位パルスに対するロ−パスフィルタ−に対応
した値を入れておく。もちろんサイン近似や直線補間デ
−タ−等でも良い。中央以降はＫ1 〜Ｋｍと同一で極性
反転出力となるようにする。
【００１６】これによるとデ−タ−１が中央に近ずくに
つれＫの値にともないレベル増加しほぼ＋０．５にな
り、中央で−０．５となり中央よりはなれるにつれ０に
近ずく。図８に示すように入力デ−タ−にともない次々
と加算され下位デ−タ−は上位デ−タ−によってＤＡ変
換される方形波状の出力Ｄａｔａ（上位）を補う積分デ
−タ出力２０（Σ，下位）の波形に相当する信号がビッ
ト拡大した下位デ−タによって得られ、上位，下位を合
わせたアナログ出力は、図８のデ−タＯＵＴのようにな
めらかな出力とすることができる。
つれＫの値にともないレベル増加しほぼ＋０．５にな
り、中央で−０．５となり中央よりはなれるにつれ０に
近ずく。図８に示すように入力デ−タ−にともない次々
と加算され下位デ−タ−は上位デ−タ−によってＤＡ変
換される方形波状の出力Ｄａｔａ（上位）を補う積分デ
−タ出力２０（Σ，下位）の波形に相当する信号がビッ
ト拡大した下位デ−タによって得られ、上位，下位を合
わせたアナログ出力は、図８のデ−タＯＵＴのようにな
めらかな出力とすることができる。
【００１７】ここで下位ビツトは独立したＤ／Ａコンバ
ーターを用い、上位のコンバーターのＬＳＢレベルと合
わせてアナログ合成して出力することもできる。又フイ
ルター選択によって、波形の変化率Ｋの値をＫ’１〜
Ｋ’Ｚと複数の常数を用意しておくことでデーターのパ
ターン長によって適した波形変化率を選定し、下位ビツ
トデーターを図９に示すようになめらかな出力波形を出
力することができる。
ーターを用い、上位のコンバーターのＬＳＢレベルと合
わせてアナログ合成して出力することもできる。又フイ
ルター選択によって、波形の変化率Ｋの値をＫ’１〜
Ｋ’Ｚと複数の常数を用意しておくことでデーターのパ
ターン長によって適した波形変化率を選定し、下位ビツ
トデーターを図９に示すようになめらかな出力波形を出
力することができる。
【００１８】ここで下位ビット生成のフィルタ−部やデ
−タ−のパタ−ン検出などは、ディジタルプロセッサ−
によってプログラムして実現することもできる。フィル
タ−の数は２種で説明したが、もちろん１種でも効果が
あり、逆に増加し効果のある周波数帯を広げることがで
きる。又デ−タ−のパタ−ンはＬＳＢステップ変化のみ
を着目して説明したが、ディジタルフィルタ−によるｆ
ｓ変換，いわゆるオ−バ−サンプルのシステムでは、再
量子化ノイズ発生防止のためビット拡大を行っている。
これらの出力においてはビット拡大する前のＬＳＢステ
ップが目標となるため、拡大されたＬＳＢステップ以上
を検出する必要がある。
−タ−のパタ−ン検出などは、ディジタルプロセッサ−
によってプログラムして実現することもできる。フィル
タ−の数は２種で説明したが、もちろん１種でも効果が
あり、逆に増加し効果のある周波数帯を広げることがで
きる。又デ−タ−のパタ−ンはＬＳＢステップ変化のみ
を着目して説明したが、ディジタルフィルタ−によるｆ
ｓ変換，いわゆるオ−バ−サンプルのシステムでは、再
量子化ノイズ発生防止のためビット拡大を行っている。
これらの出力においてはビット拡大する前のＬＳＢステ
ップが目標となるため、拡大されたＬＳＢステップ以上
を検出する必要がある。
【００１９】これを実現するには、ｆｓの変換されたデ
ーターとｆｓのｎ倍のｎｆｓの出力をもとのｆｓでラツ
チし、このラツチされたデーター出力が入力されたデー
ターのＬＳＢに相当するレベルである所定レベル変化を
検出し、前述同様に所定レベルすなわちｆｓ変換以前の
変化のＬＳＢに相当するレベル変化の前後をサンプルク
ロツクの数サンプルにわたってなめらかにすることで実
現できる。
ーターとｆｓのｎ倍のｎｆｓの出力をもとのｆｓでラツ
チし、このラツチされたデーター出力が入力されたデー
ターのＬＳＢに相当するレベルである所定レベル変化を
検出し、前述同様に所定レベルすなわちｆｓ変換以前の
変化のＬＳＢに相当するレベル変化の前後をサンプルク
ロツクの数サンプルにわたってなめらかにすることで実
現できる。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように、データー列の微少
レベル変化の間隔を検出しなめらかなアナログ信号を付
加し、複数のフイルターで基本波は通過し歪成分を確実
に除去することよりノイズや歪感を大幅に改善すること
ができる。
レベル変化の間隔を検出しなめらかなアナログ信号を付
加し、複数のフイルターで基本波は通過し歪成分を確実
に除去することよりノイズや歪感を大幅に改善すること
ができる。
【図１】本発明の一実施例ブロック図
【図２】（ａ）はデ−タ−の変化検出部のブロック図，
（ｂ）は各部の波形を示す図
（ｂ）は各部の波形を示す図
【図３】デ−タ周期検出部のブロック図
【図４】ディジタルフィルタ−部のブロック図
【図５】フィルタ−の周波数特性を示す図
【図６】（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ再生出力を
示す図
示す図
【図７】下位ビット波形作成の他の一実施例を示すブロ
ック図
ック図
【図８】その波形を説明するための図
【図９】系数を説明するための図
【図１０】従来の入力（ａ），出力（ｂ）波形を比較す
るための図
るための図
１ デ−タ−ＩＮ ２ デ−タ−ＯＵＴ ３ 変化デテクタ− ４，８，１７，１８ レジスタ− ５ デ−タ長検出器 ６，２１，２２ ロ−パスフィルタ− ７，２４ ＤＡコンバ−タ− ９ コンパレ−タ− １０ ＯＲ回路 １１ デ−タ− １２ ＮＯＴ ＯＵＴ １３，１４ 検出器 １５ ゲ−ト １６ インバ−タ− １９ａ，ｂ，ｃ 系数器 ２０ 積分デ−タ出力 ２３ セレクタ−
Claims (4)
- 【請求項１】 入力されたデイジタルデーターをデイジ
タルアナログ変換する手段と、上記ディジタルデーター
のサンプルデーター毎のデーター変化を検出し変化しな
い区間をはさんだＬＳＢ変化の時間長から複数の異なる
カツトオフ周波数特性を有するローパスフィルターを選
択する手段を具備し、デイジタルアナログ変換されたデ
ーターを上記ローパスフイルターのうち少なくとも一つ
選定しアナログ信号出力を得ることを特徴とするデイジ
タルアナログ変換装置。 - 【請求項２】 入力されたデイジタルデーターをデイジ
タルアナログ変換する手段と、上記ディジタルデーター
のＬＳＢ変化の時間間隔からレベルの変化率を判別する
手段と、判別された期間で波形変化をなめらかにするＬ
ＳＢより下位のデータ列を生成する手段を具備し、上記
デイジタルアナログ変換されたアナログ信号に上記下位
データから生成したアナログ信号を加算するフイルター
を付加して成ることを特徴とするデイジタルアナログ変
換装置。 - 【請求項３】 所定のサンプルクロツクで入力されたデ
イジタルデーターをデイジタルアナログ変換する手段
と、上記デイジタルデーターのＬＳＢ変化の時間間隔か
らデーターの変化率を判別する手段と、上記判別された
期間で波形変化をなめらかにするためＬＳＢより下位の
データ列を生成する手段と、上記入力されたデータを整
数倍したサンプルクロックで出力するデイジタルフィル
ター手段を具備し、整数倍のクロックの整数分の１のク
ロックでデータをラッチしデーター列が所定レベル以下
が連続する時間を検出し上記時間に応じた波形変化を上
記ＬＳＢレベル変化の前後の波形を上記所定のサンプル
クロックの数サンプルにわたって上記ＬＳＢより下位の
レベルの変化でなめらかに変化するデーターを生成し、
上記デイジタルアナログ変換されたアナログ信号に上記
下位データから生成したアナログ信号を付加し出力を得
ることを特徴とするデイジタルアナログ変換装置。 - 【請求項４】 ディジタルデーターのサンプルデーター
列よりサンプル間の差が０である検出出力と差が正およ
び負の１ＬＳＢ変化である変化検出出力手段を有し、異
極性の変化出力間の０検出出力長によって１ＬＳＢ変化
点の前後サンプルにわたってＬＳＢ以下のデーターを生
成しビット拡張する手段を具備したことを特徴とするデ
ィジタルアナログ変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3142482A JPH0773186B2 (ja) | 1991-05-18 | 1991-05-18 | ディジタルアナログ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3142482A JPH0773186B2 (ja) | 1991-05-18 | 1991-05-18 | ディジタルアナログ変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05304474A JPH05304474A (ja) | 1993-11-16 |
| JPH0773186B2 true JPH0773186B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=15316350
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3142482A Expired - Lifetime JPH0773186B2 (ja) | 1991-05-18 | 1991-05-18 | ディジタルアナログ変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773186B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010114553A (ja) * | 2008-11-05 | 2010-05-20 | Mitsubishi Electric Corp | 音声信号処理装置及び方法 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0773187B2 (ja) * | 1991-05-30 | 1995-08-02 | 日本コロムビア株式会社 | ビット長拡張装置 |
| JPH07123214B2 (ja) * | 1991-08-30 | 1995-12-25 | 日本コロムビア株式会社 | Ｄ／ａ変換装置 |
| JPH07123215B2 (ja) * | 1991-08-30 | 1995-12-25 | 日本コロムビア株式会社 | Ｄ／ａ変換装置 |
| JP3013713B2 (ja) * | 1994-08-16 | 2000-02-28 | 日本ビクター株式会社 | 情報信号処理方法 |
| JP3415398B2 (ja) * | 1997-08-07 | 2003-06-09 | パイオニア株式会社 | 音声信号処理装置 |
| JP3955488B2 (ja) | 2002-03-19 | 2007-08-08 | 富士通株式会社 | 信号処理装置 |
| JP5103606B2 (ja) * | 2005-12-14 | 2012-12-19 | 国立大学法人九州工業大学 | 信号処理装置 |
| US8300974B2 (en) | 2007-11-12 | 2012-10-30 | Mitsubishi Electric Corporation | Image processing device, image display device, and image processing method therefor |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62287717A (ja) * | 1986-06-06 | 1987-12-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタル・アナログ変換回路 |
| JPH0235805A (ja) * | 1988-04-27 | 1990-02-06 | Yokogawa Electric Corp | 周波数シンセサイザ |
| JPH02124622A (ja) * | 1988-11-02 | 1990-05-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 量子化誤差低減装置 |
-
1991
- 1991-05-18 JP JP3142482A patent/JPH0773186B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010114553A (ja) * | 2008-11-05 | 2010-05-20 | Mitsubishi Electric Corp | 音声信号処理装置及び方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05304474A (ja) | 1993-11-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19980224 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19981110 |