JPH077334A - ３点入力増幅器および発振器 - Google Patents
３点入力増幅器および発振器Info
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- JPH077334A JPH077334A JP3307112A JP30711291A JPH077334A JP H077334 A JPH077334 A JP H077334A JP 3307112 A JP3307112 A JP 3307112A JP 30711291 A JP30711291 A JP 30711291A JP H077334 A JPH077334 A JP H077334A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0058—Circuit elements of oscillators with particular transconductance characteristics, e.g. an operational transconductance amplifier
-
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- H03B2200/0062—Bias and operating point
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- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
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- Amplifiers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 遮断周波数が低く、消費電力の小さい発振器
に利用できる３入力トランスコンダクタを与える。 【構成】 ＣＭＯＳ技術における平衡型トランスコンダ
クタにおいて、クランプ化線形相互コンダクタンス増幅
器経路は、整合された１対のｐチャネルＭＯＳトランジ
スタＭ２１、Ｍ２２に、直列接続されたｐチャネルＭＯ
ＳトランジスタＭ２３によって形成される。クランプ化
線形相互コンダクタンス増幅器経路は、他の２つのトラ
ンスコンダクタ回路Ｍ１５〜２０、Ｍ９〜１４と共に、
相互接続して、３入力３出力トランスコンダクタ２００
の入力側を形成する。３入力トランスコンダクタ２００
の入力側の出力を合計し統合することによって、そのト
ランスコンダクタの出力側の出力ＶOUT,PおよびＶOUT,N
が形成される。この出力をトランスコンダクタ２００の
入力側に帰還させることによって、発振器が得られる。
に利用できる３入力トランスコンダクタを与える。 【構成】 ＣＭＯＳ技術における平衡型トランスコンダ
クタにおいて、クランプ化線形相互コンダクタンス増幅
器経路は、整合された１対のｐチャネルＭＯＳトランジ
スタＭ２１、Ｍ２２に、直列接続されたｐチャネルＭＯ
ＳトランジスタＭ２３によって形成される。クランプ化
線形相互コンダクタンス増幅器経路は、他の２つのトラ
ンスコンダクタ回路Ｍ１５〜２０、Ｍ９〜１４と共に、
相互接続して、３入力３出力トランスコンダクタ２００
の入力側を形成する。３入力トランスコンダクタ２００
の入力側の出力を合計し統合することによって、そのト
ランスコンダクタの出力側の出力ＶOUT,PおよびＶOUT,N
が形成される。この出力をトランスコンダクタ２００の
入力側に帰還させることによって、発振器が得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、半導体集積回路に関
し、さらに詳細には、発振回路用のトランスコンダクタ
に関する。
し、さらに詳細には、発振回路用のトランスコンダクタ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】発振回路は、周波数フィルタおよび混合
器などの装置で使用するための安定な周波数を供給する
のに役立つ。
器などの装置で使用するための安定な周波数を供給する
のに役立つ。
【０００３】１９９０年５月１〜３日の回路およびシス
テムに関する国際シンポジウムのＩＥＥＥ／ＩＳＣＡＳ
１９９０年会報p.3189〜p.3192に発表された「ＶＨＦの
ＣＭＯＳ ＯＴＡ-Ｃ直角位相発振器（Very High Freque
ncy CMOS OTA-C QuadratureOscillators）」と題するビ
ー・ライナレス-バランコ（B.Linares-Barranco）他に
よる論文において、３入力統合器を含み、入力のうちの
１つが単一入力統合器からの負帰還であるような直角位
相発振器のブロック図が開示されている。その入力のう
ちの別の１つには、補助増幅器に直列接続されたクラン
プを含む正の入力路が含まれていた。
テムに関する国際シンポジウムのＩＥＥＥ／ＩＳＣＡＳ
１９９０年会報p.3189〜p.3192に発表された「ＶＨＦの
ＣＭＯＳ ＯＴＡ-Ｃ直角位相発振器（Very High Freque
ncy CMOS OTA-C QuadratureOscillators）」と題するビ
ー・ライナレス-バランコ（B.Linares-Barranco）他に
よる論文において、３入力統合器を含み、入力のうちの
１つが単一入力統合器からの負帰還であるような直角位
相発振器のブロック図が開示されている。その入力のう
ちの別の１つには、補助増幅器に直列接続されたクラン
プを含む正の入力路が含まれていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】補助増幅器に直列接続
されたクランプを使用すると、電力を浪費し、遮断周波
数を引き下げるような好ましくない付加的な回路が導入
される。従って、そのような欠点のない直角位相発振器
が得られるようにすることである。
されたクランプを使用すると、電力を浪費し、遮断周波
数を引き下げるような好ましくない付加的な回路が導入
される。従って、そのような欠点のない直角位相発振器
が得られるようにすることである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明により、次の構成
要素からなる３入力トランスコンダクタ（２００）によ
って特徴付けられる３入力トランスコンダクタが与えら
れる。 （ａ）第１の相互コンダクタンス増幅器経路（Ｍ２１、
Ｍ２２、Ｍ２３）。この経路は、第１の出力電流点およ
び第１の入力電圧点（＋ａ、−ａ）を有し、電流クラン
プ（Ｍ２３）がこの増幅器経路に統合されている。 （ｂ）第２の出力電流点および第２の入力電圧点（＋
ｂ、−ｂ）からなる第２の相互コンダクタンス増幅器経
路（Ｍ１５、Ｍ１６、Ｍ１７、Ｍ１８、Ｍ１９、Ｍ２
０）。 （ｃ）第３の出力電流点および第３の入力電圧点（＋
ｃ、−ｃ）からなる第３の相互コンダクタンス増幅器経
路（Ｍ９、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１
４）。 （ｄ）出力電圧（ＶOUT,P、ＶOUT,N）が生成される元と
なる第１、第２、および第３の出力点から流れる第１、
第２、および第３の電流を合計し統合する統合回路（Ｍ
１、Ｃ１２、Ｍ２、Ｃ１１）。最後に、 （ｅ）第１の入力電圧点（＋ａ、−ａ）に出力電圧を正
帰還させる第１の帰還回路。 このように、この３入力トランスコンダクタを発振器に
用いることにより、改良された直角位相発振器、即ち遮
断周波数が低く、消費電力の小さい発振器を得ることが
できる。さらに、請求項１記載の３入力トランスコンダ
クタが、出力電圧を第２および第３の入力電圧点にそれ
ぞれ別個に負帰還させる第２および第３の帰還回路に結
合されると好都合である。第３の帰還回路が単一入力ト
ランスコンダクタを備えれば、さらに好都合である。第
１のトランスコンダクタンス経路が、１対のｐチャネル
ＭＯＳトランジスタ（Ｍ２１、Ｍ２）の各ソース=ドレ
ーン経路に別個に直列接続されたソース=ドレーン経路
を有するｐチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｍ２３）を本
質的に備えて平衡がとられるとさらに好都合である。第
２のトランスコンダクタンス経路が、少なくとも第２の
ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１５）のソース=ドレーン経路
に直列に接続されたソース=ドレーン経路を有する少な
くとも第１のＭＯＳトランジスタを本質的に備え、これ
によって、第１および第２のトランジスタのソース=ド
レーン経路の間に第１のノード（Ｎ１）が形成され、少
なくとも第３のトランジスタ（Ｍ１８）のソース=ドレ
ーン経路が少なくとも第４のＭＯＳトランジスタ（Ｍ１
６）のソース=ドレーン経路に直列接続され、これによ
って、第３および第４のトランジスタのソース=ドレー
ン経路の間に第２のノード（Ｎ２）が形成され、さら
に、少なくとも第５のＭＯＳトランジスタ（ＭＡＢ）の
ソース=ドレーンが第１および第２のノードに交差して
接続される。
要素からなる３入力トランスコンダクタ（２００）によ
って特徴付けられる３入力トランスコンダクタが与えら
れる。 （ａ）第１の相互コンダクタンス増幅器経路（Ｍ２１、
Ｍ２２、Ｍ２３）。この経路は、第１の出力電流点およ
び第１の入力電圧点（＋ａ、−ａ）を有し、電流クラン
プ（Ｍ２３）がこの増幅器経路に統合されている。 （ｂ）第２の出力電流点および第２の入力電圧点（＋
ｂ、−ｂ）からなる第２の相互コンダクタンス増幅器経
路（Ｍ１５、Ｍ１６、Ｍ１７、Ｍ１８、Ｍ１９、Ｍ２
０）。 （ｃ）第３の出力電流点および第３の入力電圧点（＋
ｃ、−ｃ）からなる第３の相互コンダクタンス増幅器経
路（Ｍ９、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１
４）。 （ｄ）出力電圧（ＶOUT,P、ＶOUT,N）が生成される元と
なる第１、第２、および第３の出力点から流れる第１、
第２、および第３の電流を合計し統合する統合回路（Ｍ
１、Ｃ１２、Ｍ２、Ｃ１１）。最後に、 （ｅ）第１の入力電圧点（＋ａ、−ａ）に出力電圧を正
帰還させる第１の帰還回路。 このように、この３入力トランスコンダクタを発振器に
用いることにより、改良された直角位相発振器、即ち遮
断周波数が低く、消費電力の小さい発振器を得ることが
できる。さらに、請求項１記載の３入力トランスコンダ
クタが、出力電圧を第２および第３の入力電圧点にそれ
ぞれ別個に負帰還させる第２および第３の帰還回路に結
合されると好都合である。第３の帰還回路が単一入力ト
ランスコンダクタを備えれば、さらに好都合である。第
１のトランスコンダクタンス経路が、１対のｐチャネル
ＭＯＳトランジスタ（Ｍ２１、Ｍ２）の各ソース=ドレ
ーン経路に別個に直列接続されたソース=ドレーン経路
を有するｐチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｍ２３）を本
質的に備えて平衡がとられるとさらに好都合である。第
２のトランスコンダクタンス経路が、少なくとも第２の
ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１５）のソース=ドレーン経路
に直列に接続されたソース=ドレーン経路を有する少な
くとも第１のＭＯＳトランジスタを本質的に備え、これ
によって、第１および第２のトランジスタのソース=ド
レーン経路の間に第１のノード（Ｎ１）が形成され、少
なくとも第３のトランジスタ（Ｍ１８）のソース=ドレ
ーン経路が少なくとも第４のＭＯＳトランジスタ（Ｍ１
６）のソース=ドレーン経路に直列接続され、これによ
って、第３および第４のトランジスタのソース=ドレー
ン経路の間に第２のノード（Ｎ２）が形成され、さら
に、少なくとも第５のＭＯＳトランジスタ（ＭＡＢ）の
ソース=ドレーンが第１および第２のノードに交差して
接続される。
【０００６】
【実施例】図１において、平衡化回路構成の発振器１０
０は、平衡化３入力トランスコンダクタ１０および平衡
化単一入力トランスコンダクタ２０のほか、第１の整合
化コンデンサ対Ｃ１１およびＣ１２、および第２の整合
化コンデンサ対Ｃ２１およびＣ２２からなる。３入力ト
ランスコンダクタ１０は、３つの正入力点＋ａ、＋ｂ、
＋ｃおよび３つの負入力点−ａ、−ｂ、−ｃのほか、正
出力点＋ｄおよび負出力点−ｄを１つずつ有する。トラ
ンスコンダクタ１０および２０は、共に平衡化されてい
るので、３入力トランスコンダクタ１０は、６つの物理
的入力点を有し、単一入力トランスコンダクタ２０は、
２つの物理的入力点を有する。つまり、平衡化回路構成
では、「ｍ入力トランスコンダクタ」という表現は、２
ｍの物理的入力点を意味する。
０は、平衡化３入力トランスコンダクタ１０および平衡
化単一入力トランスコンダクタ２０のほか、第１の整合
化コンデンサ対Ｃ１１およびＣ１２、および第２の整合
化コンデンサ対Ｃ２１およびＣ２２からなる。３入力ト
ランスコンダクタ１０は、３つの正入力点＋ａ、＋ｂ、
＋ｃおよび３つの負入力点−ａ、−ｂ、−ｃのほか、正
出力点＋ｄおよび負出力点−ｄを１つずつ有する。トラ
ンスコンダクタ１０および２０は、共に平衡化されてい
るので、３入力トランスコンダクタ１０は、６つの物理
的入力点を有し、単一入力トランスコンダクタ２０は、
２つの物理的入力点を有する。つまり、平衡化回路構成
では、「ｍ入力トランスコンダクタ」という表現は、２
ｍの物理的入力点を意味する。
【０００７】３入力トランスコンダクタ１０の正出力点
＋ｄは、入力点＋ａおよび−ｂに供給するほか、単一入
力トランスコンダクタ２０の入力点＋ｅにも供給するよ
うに接続される。さらに、この正出力点＋ｄは、コンデ
ンサの１つＣ１１および発振器１００の正出力端子Ｖ
OUT,Pにも供給するように接続されている。
＋ｄは、入力点＋ａおよび−ｂに供給するほか、単一入
力トランスコンダクタ２０の入力点＋ｅにも供給するよ
うに接続される。さらに、この正出力点＋ｄは、コンデ
ンサの１つＣ１１および発振器１００の正出力端子Ｖ
OUT,Pにも供給するように接続されている。
【０００８】平衡化３入力トランスコンダクタ１０の負
出力点−ｄは、コンデンサＣ１２、負入力点−ａおよび
−ｅ、正入力点＋ｂ、および発振器１００の負出力端子
ＶOU T,Nに供給するように接続される。従って、発振器
１００の全体的な出力は、ＶO UT,P−ＶOUT,Nに等しい。
出力点−ｄは、コンデンサＣ１２、負入力点−ａおよび
−ｅ、正入力点＋ｂ、および発振器１００の負出力端子
ＶOU T,Nに供給するように接続される。従って、発振器
１００の全体的な出力は、ＶO UT,P−ＶOUT,Nに等しい。
【０００９】平衡化単一入力トランスコンダクタ２０の
出力点＋ｆは、コンデンサＣ２１に供給するほか、３入
力トランスコンダクタ１０の入力点−ｃも供給するよう
に接続される。逆に、平衡化単一入力トランスコンダク
タ２０の出力点−ｆは、コンデンサＣ２２を供給するほ
か、３入力トランスコンダクタ１０の入力点＋ｃも供給
するように接続される。このように、単一入力トランス
コンダクタ２０は、３入力トランスコンダクタ１０に負
帰還を与える。一方、３入力トランスコンダクタ１０
は、それ自体に対し正および負の入力を与える。例え
ば、入力点＋ａは、正出力点＋ｄから正帰還を受け取る
が、正入力点＋ｂは、負出力点−ｄから負帰還を受け取
る。
出力点＋ｆは、コンデンサＣ２１に供給するほか、３入
力トランスコンダクタ１０の入力点−ｃも供給するよう
に接続される。逆に、平衡化単一入力トランスコンダク
タ２０の出力点−ｆは、コンデンサＣ２２を供給するほ
か、３入力トランスコンダクタ１０の入力点＋ｃも供給
するように接続される。このように、単一入力トランス
コンダクタ２０は、３入力トランスコンダクタ１０に負
帰還を与える。一方、３入力トランスコンダクタ１０
は、それ自体に対し正および負の入力を与える。例え
ば、入力点＋ａは、正出力点＋ｄから正帰還を受け取る
が、正入力点＋ｂは、負出力点−ｄから負帰還を受け取
る。
【００１０】３入力トランスコンダクタ１０は、もう１
つの入力点ｋを有するが、これは、必須ではなく、発振
の振幅の調節に使用することができる。さらに、３入力
トランスコンダクタ１０は、発振器１００の発振周波数
Ｆを調節するために入力点をさらに１個ｇ、または複数
個持つことができる。同様に、単一入力トランスコンダ
クタ２０も、トランスコンダクタ２０の相互コンダクタ
ンスを変化させることによって発振周波数を調節するた
めに入力点をさらに１個ｈ、または複数個持つことがで
きる。
つの入力点ｋを有するが、これは、必須ではなく、発振
の振幅の調節に使用することができる。さらに、３入力
トランスコンダクタ１０は、発振器１００の発振周波数
Ｆを調節するために入力点をさらに１個ｇ、または複数
個持つことができる。同様に、単一入力トランスコンダ
クタ２０も、トランスコンダクタ２０の相互コンダクタ
ンスを変化させることによって発振周波数を調節するた
めに入力点をさらに１個ｈ、または複数個持つことがで
きる。
【００１１】トランスコンダクタ２０の出力がトランス
コンダクタ１０の出力に関してπ／２ラジアンだけ位相
が異なるので、発振器１００は、直角位相発振器であ
る。このπ／２ラジアンの位相変移は、コンデンサＣ２
１およびＣ２２と共に動作するトランスコンダクタ２０
による電圧Ｖ（＋ｅ）−Ｖ（ｅ）の時間に関する積分に
起因する。
コンダクタ１０の出力に関してπ／２ラジアンだけ位相
が異なるので、発振器１００は、直角位相発振器であ
る。このπ／２ラジアンの位相変移は、コンデンサＣ２
１およびＣ２２と共に動作するトランスコンダクタ２０
による電圧Ｖ（＋ｅ）−Ｖ（ｅ）の時間に関する積分に
起因する。
【００１２】３入力トランスコンダクタ１０を実現する
回路は、±ａ、±ｂ、±ｃから±ｄに通じる３つの平衡
回路から本質的に構成され、これによって、点±ａ、±
ｂ、±ｃに印加される入力電圧Ｖ（＋ａ）、Ｖ（−
ａ）；Ｖ（＋ｂ）、Ｖ（−ｂ）；Ｖ（＋ｃ）、Ｖ（−
ｃ）が、それぞれ平衡電流Ｉ（＋ａ）、Ｉ（−ａ）；Ｉ
（＋ｂ）、Ｉ（−ｂ）；Ｉ（＋ｃ）、Ｉ（−ｃ）へと変
換される。次に、これらの電流は、１対の電流合計器
（図示せず）によってＩ（＋ａ）＋Ｉ（＋ｂ）＋Ｉ（＋
ｃ）およびＩ（−ａ）＋Ｉ（−ｂ）＋Ｉ（−ｃ）へと合
計されて、点＋ｄおよび−ｄへとそれぞれ分配される。
Ｖ（＋ａ）およびＶ（−ａ）からＩ（＋ａ）およびＩ
（−ａ）への変換回路は、それぞれ、電流クランプが一
緒になった線形相互コンダクタンス増幅器経路、即ち、
入力電圧が所定の量を超えると直線性がなくなり出力電
流が一定になるような線形相互コンダクタンス増幅器経
路になっていて好都合である。Ｖ（＋ｂ）およびＶ（−
ｂ）からＩ（＋ｂ）およびＩ（−ｂ）への変換回路は、
Ｖ（＋ｃ）およびＶ（−ｃ）からＩ（＋ｃ）およびＩ
（−ｃ）への変換回路と同様に、線形相互コンダクタン
ス増幅器経路である。
回路は、±ａ、±ｂ、±ｃから±ｄに通じる３つの平衡
回路から本質的に構成され、これによって、点±ａ、±
ｂ、±ｃに印加される入力電圧Ｖ（＋ａ）、Ｖ（−
ａ）；Ｖ（＋ｂ）、Ｖ（−ｂ）；Ｖ（＋ｃ）、Ｖ（−
ｃ）が、それぞれ平衡電流Ｉ（＋ａ）、Ｉ（−ａ）；Ｉ
（＋ｂ）、Ｉ（−ｂ）；Ｉ（＋ｃ）、Ｉ（−ｃ）へと変
換される。次に、これらの電流は、１対の電流合計器
（図示せず）によってＩ（＋ａ）＋Ｉ（＋ｂ）＋Ｉ（＋
ｃ）およびＩ（−ａ）＋Ｉ（−ｂ）＋Ｉ（−ｃ）へと合
計されて、点＋ｄおよび−ｄへとそれぞれ分配される。
Ｖ（＋ａ）およびＶ（−ａ）からＩ（＋ａ）およびＩ
（−ａ）への変換回路は、それぞれ、電流クランプが一
緒になった線形相互コンダクタンス増幅器経路、即ち、
入力電圧が所定の量を超えると直線性がなくなり出力電
流が一定になるような線形相互コンダクタンス増幅器経
路になっていて好都合である。Ｖ（＋ｂ）およびＶ（−
ｂ）からＩ（＋ｂ）およびＩ（−ｂ）への変換回路は、
Ｖ（＋ｃ）およびＶ（−ｃ）からＩ（＋ｃ）およびＩ
（−ｃ）への変換回路と同様に、線形相互コンダクタン
ス増幅器経路である。
【００１３】図２において、平衡化３入力トランスコン
ダクタ回路２００は、前記の平衡化３入力トランスコン
ダクタ１０の特定の実施例のトランジスタ・レベルの概
略図を表す。図１および２において同様の端子および点
には、同じ参照記号を付してある。回路２００は、基本
的には相補型ＭＯＳ（ＣＭＯＳ）回路であり、トランジ
スタＭ１、Ｍ２、Ｍ３およびＭ４がｎチャネル・トラン
ジスタであるのに対し、Ｍ５およびＭ６からＭ２３まで
はすべてｐチャネル・トランジスタである。
ダクタ回路２００は、前記の平衡化３入力トランスコン
ダクタ１０の特定の実施例のトランジスタ・レベルの概
略図を表す。図１および２において同様の端子および点
には、同じ参照記号を付してある。回路２００は、基本
的には相補型ＭＯＳ（ＣＭＯＳ）回路であり、トランジ
スタＭ１、Ｍ２、Ｍ３およびＭ４がｎチャネル・トラン
ジスタであるのに対し、Ｍ５およびＭ６からＭ２３まで
はすべてｐチャネル・トランジスタである。
【００１４】さらに、相互コンダクタンス調整トランジ
スタＭＡＢ...ＭＥＢおよびＭＡＣ...ＭＥＣは、ｐチャ
ネル・トランジスタである。トランジスタＭＡＢ...Ｍ
ＥＢおよびＭＡＣ...ＭＥＣは、すべてｐチャネル・ト
ランジスタであり、相互コンダクタンス、従って、詳細
に後述するように点±ｂおよび±ｃにそれぞれ印加され
る入力の減衰を調節（変更）するのに役立つ。
スタＭＡＢ...ＭＥＢおよびＭＡＣ...ＭＥＣは、ｐチャ
ネル・トランジスタである。トランジスタＭＡＢ...Ｍ
ＥＢおよびＭＡＣ...ＭＥＣは、すべてｐチャネル・ト
ランジスタであり、相互コンダクタンス、従って、詳細
に後述するように点±ｂおよび±ｃにそれぞれ印加され
る入力の減衰を調節（変更）するのに役立つ。
【００１５】回路の動作中、電圧ｇb1...ｇb5は、ＭＡ
Ｂ...ＭＥＢのゲート端子にそれぞれ印加され、電圧ｇ
c1...ｇc5は、ＭＡＣ...ＭＥＣのゲート端子にそれぞれ
印加される。これらの各電圧は、印加されるそれぞれの
トランジスタのon／off状態を決定する。従って、電圧
ｇb1...ｇb5の集合は、トランジスタＭ１５およびＭ１
６のソース端子、即ちノードＮ１およびＮ２の間の抵抗
を決定し、電圧ｇc1...ｇc5の集合は、トランジスタＭ
１３およびＭ１４のソース端子間の抵抗を決定する。一
般に、約１５ＭＨｚの発振周波数に対して、on状態にあ
るトランジスタＭＡＢ...ＭＥＢおよびＭＡＣ...ＭＥＣ
のそれぞれ抵抗は、約５，０００〜２０，０００オーム
の範囲である。また、一般に、入力電圧ｇb1...ｇb5お
よびｇc1...ｇc5は、ｇb1＝ｇc1、...ｇb5＝ｇc5となる
ように選択される。
Ｂ...ＭＥＢのゲート端子にそれぞれ印加され、電圧ｇ
c1...ｇc5は、ＭＡＣ...ＭＥＣのゲート端子にそれぞれ
印加される。これらの各電圧は、印加されるそれぞれの
トランジスタのon／off状態を決定する。従って、電圧
ｇb1...ｇb5の集合は、トランジスタＭ１５およびＭ１
６のソース端子、即ちノードＮ１およびＮ２の間の抵抗
を決定し、電圧ｇc1...ｇc5の集合は、トランジスタＭ
１３およびＭ１４のソース端子間の抵抗を決定する。一
般に、約１５ＭＨｚの発振周波数に対して、on状態にあ
るトランジスタＭＡＢ...ＭＥＢおよびＭＡＣ...ＭＥＣ
のそれぞれ抵抗は、約５，０００〜２０，０００オーム
の範囲である。また、一般に、入力電圧ｇb1...ｇb5お
よびｇc1...ｇc5は、ｇb1＝ｇc1、...ｇb5＝ｇc5となる
ように選択される。
【００１６】トランジスタＭＡＢ...ＭＥＢは、それら
の抵抗性の減衰作用によって、点−（＋）ｄから＋
（−）ｄへの負帰還の量の制御に役立つ。同様に、トラ
ンジスタＭＡＣ...ＭＥＣは、点−（＋）ｆ（図１）か
ら＋（−）ｆへの負帰還の量を制御する。
の抵抗性の減衰作用によって、点−（＋）ｄから＋
（−）ｄへの負帰還の量の制御に役立つ。同様に、トラ
ンジスタＭＡＣ...ＭＥＣは、点−（＋）ｆ（図１）か
ら＋（−）ｆへの負帰還の量を制御する。
【００１７】さらに、トランジスタＭＡＣ...ＭＥＣ
は、さらに詳細の後述するように、発振周波数Ｆを調節
（変更）するのに役立つ。一方、発振の振幅は、入力点
ｋ、即ちＭ２３のゲート端子に電圧を加えることによっ
て変化させることができる。発振の振幅は、トランジス
タＭ２３のソース=ドレーン経路に流れるソース=ドレー
ン電流に比例する。
は、さらに詳細の後述するように、発振周波数Ｆを調節
（変更）するのに役立つ。一方、発振の振幅は、入力点
ｋ、即ちＭ２３のゲート端子に電圧を加えることによっ
て変化させることができる。発振の振幅は、トランジス
タＭ２３のソース=ドレーン経路に流れるソース=ドレー
ン電流に比例する。
【００１８】さらに図２に示したように、Ｍ８、Ｍ７、
Ｍ１０、Ｍ９、Ｍ２０、Ｍ１９、およびＭ２３のソース
端子に、正の電源電圧ＶＤＤが印加される。Ｍ８、Ｍ
７、Ｍ１０、Ｍ９、Ｍ２０、およびＭ１９のゲート端子
には、正のゲート・バイアス電圧ＢＰ２が加えられる。
Ｍ６、Ｍ５、Ｍ１２、Ｍ１１、Ｍ１８およびＭ１７のゲ
ート端子には、別の正のゲート・バイアス電圧ＢＰ１が
印加される。ゲート・バイアス電圧ＢＮ１が、ゲート端
子Ｍ４およびＭ３に印加され、別のゲート・バイアス電
圧ＢＮ２が、ゲート端子Ｍ２およびＭ１に印加される。
トランジスタＭ１およびＭ２のソース端子は、グラウン
ド（負電源）に接続されている。これらのトランジスタ
は、電流源である。これらの電流源によって供給される
電流の総量は、Ｍ３、Ｍ２１、Ｍ１５、Ｍ１３およびＭ
４、Ｍ２２、Ｍ１６、Ｍ１４から流れる４つの電流の総
和にそれぞれ等しい。
Ｍ１０、Ｍ９、Ｍ２０、Ｍ１９、およびＭ２３のソース
端子に、正の電源電圧ＶＤＤが印加される。Ｍ８、Ｍ
７、Ｍ１０、Ｍ９、Ｍ２０、およびＭ１９のゲート端子
には、正のゲート・バイアス電圧ＢＰ２が加えられる。
Ｍ６、Ｍ５、Ｍ１２、Ｍ１１、Ｍ１８およびＭ１７のゲ
ート端子には、別の正のゲート・バイアス電圧ＢＰ１が
印加される。ゲート・バイアス電圧ＢＮ１が、ゲート端
子Ｍ４およびＭ３に印加され、別のゲート・バイアス電
圧ＢＮ２が、ゲート端子Ｍ２およびＭ１に印加される。
トランジスタＭ１およびＭ２のソース端子は、グラウン
ド（負電源）に接続されている。これらのトランジスタ
は、電流源である。これらの電流源によって供給される
電流の総量は、Ｍ３、Ｍ２１、Ｍ１５、Ｍ１３およびＭ
４、Ｍ２２、Ｍ１６、Ｍ１４から流れる４つの電流の総
和にそれぞれ等しい。
【００１９】ｐチャネル・トランジスタの対Ｍ９および
Ｍ１１は、直列電流源を形成するが、ｐチャネル・トラ
ンジスタの対Ｍ１０およびＭ１２、Ｍ７およびＭ５、Ｍ
８およびＭ６、Ｍ１９およびＭ１７、ならびにＭ２０お
よびＭ１８もそれぞれ同様である。トランジスタ２３
は、単一の調節可能な電流源を形成する。ｎチャネル・
トランジスタ対Ｍ１およびＭ３も、ｎチャネル・トラン
ジスタ対Ｍ２およびＭ４と同様に、直列電流源を形成す
る。
Ｍ１１は、直列電流源を形成するが、ｐチャネル・トラ
ンジスタの対Ｍ１０およびＭ１２、Ｍ７およびＭ５、Ｍ
８およびＭ６、Ｍ１９およびＭ１７、ならびにＭ２０お
よびＭ１８もそれぞれ同様である。トランジスタ２３
は、単一の調節可能な電流源を形成する。ｎチャネル・
トランジスタ対Ｍ１およびＭ３も、ｎチャネル・トラン
ジスタ対Ｍ２およびＭ４と同様に、直列電流源を形成す
る。
【００２０】尚、トランスコンダクタ２００が発振する
ように、その出力点±ｄは、例えば２０（図１）のよう
な単一入力トランスコンダクタの入力点±ｅにそれぞれ
接続され、トランスコンダクタ２０の±ｆのような出力
点は、点±ｃにそれぞれ（負帰還の極性で）接続される
ことに注意を要する。
ように、その出力点±ｄは、例えば２０（図１）のよう
な単一入力トランスコンダクタの入力点±ｅにそれぞれ
接続され、トランスコンダクタ２０の±ｆのような出力
点は、点±ｃにそれぞれ（負帰還の極性で）接続される
ことに注意を要する。
【００２１】一般に、印加されるバイアス電圧は、ＶＤ
Ｄ＝５．０Ｖ、ＢＰ２＝３．７Ｖ、ＢＰ１＝３．１Ｖ、
ＢＮ１＝１．７Ｖ、ＢＮ２＝１．１Ｖによって近似的に
与えられる。
Ｄ＝５．０Ｖ、ＢＰ２＝３．７Ｖ、ＢＰ１＝３．１Ｖ、
ＢＮ１＝１．７Ｖ、ＢＮ２＝１．１Ｖによって近似的に
与えられる。
【００２２】トランスコンダクタ２００の平衡をとるた
めに、次のそれぞれが、揃いの対となるので好都合であ
る。即ち、Ｍ１／Ｍ２、Ｍ３／Ｍ４、Ｍ５／Ｍ６、Ｍ７
／Ｍ８、Ｍ９／Ｍ１０、Ｍ１１／Ｍ１２、Ｍ１３／Ｍ１
４、Ｍ１５／Ｍ１６、Ｍ１７／Ｍ１８、Ｍ１９／Ｍ２
０、およびＭ２１／Ｍ２２。
めに、次のそれぞれが、揃いの対となるので好都合であ
る。即ち、Ｍ１／Ｍ２、Ｍ３／Ｍ４、Ｍ５／Ｍ６、Ｍ７
／Ｍ８、Ｍ９／Ｍ１０、Ｍ１１／Ｍ１２、Ｍ１３／Ｍ１
４、Ｍ１５／Ｍ１６、Ｍ１７／Ｍ１８、Ｍ１９／Ｍ２
０、およびＭ２１／Ｍ２２。
【００２３】トランジスタＭ２１およびＭ２２は、電流
制御素子として働くが、一方、トランジスタＭ２３は、
電流源として働く。点±ａに印加される小信号電圧の差
に応じて、差電流の増分、即ち、Ｍ２１およびＭ２２を
通る電流の差は、印加された信号電圧の差に関して線形
である。しかし、この信号差が、ある水準を超えると、
トランジスタＭ２３を通って流れる電流の全部がＭ２１
またはＭ２２の何れかを通って流れるため、差電流はク
ランプされる、即ち、変化しなくなる。このように、ト
ランジスタＭ２１、Ｍ２２、およびＭ２３は、Ｍ２３が
統合されてクランプとして作用するクランプ化線形増幅
器経路として、共に機能する。
制御素子として働くが、一方、トランジスタＭ２３は、
電流源として働く。点±ａに印加される小信号電圧の差
に応じて、差電流の増分、即ち、Ｍ２１およびＭ２２を
通る電流の差は、印加された信号電圧の差に関して線形
である。しかし、この信号差が、ある水準を超えると、
トランジスタＭ２３を通って流れる電流の全部がＭ２１
またはＭ２２の何れかを通って流れるため、差電流はク
ランプされる、即ち、変化しなくなる。このように、ト
ランジスタＭ２１、Ｍ２２、およびＭ２３は、Ｍ２３が
統合されてクランプとして作用するクランプ化線形増幅
器経路として、共に機能する。
【００２４】グループＭＡＢ...ＭＥＢおよびグループ
ＭＡＣ...ＭＥＣにおけるトランジスタは、レジスタと
して働き、一般に各グループに５個である。それらのon
／off状態の各々は、それらのゲート端子にそれぞれ印
加される電圧ｇb1...ｇb5およびｇc1...ｇc5によって制
御される。これらの端子は、一方のトランスコンダクタ
１０の入力点ｇ（図１）に相当する。従って、トランジ
スタＭＡＢ...ＭＥＢの集合は、トランジスタＭＡＣ...
ＭＥＣの集合と同様に、制御可能な抵抗を供給する。
ＭＡＣ...ＭＥＣにおけるトランジスタは、レジスタと
して働き、一般に各グループに５個である。それらのon
／off状態の各々は、それらのゲート端子にそれぞれ印
加される電圧ｇb1...ｇb5およびｇc1...ｇc5によって制
御される。これらの端子は、一方のトランスコンダクタ
１０の入力点ｇ（図１）に相当する。従って、トランジ
スタＭＡＢ...ＭＥＢの集合は、トランジスタＭＡＣ...
ＭＥＣの集合と同様に、制御可能な抵抗を供給する。
【００２５】抵抗として作用するトランジスタＭＡ
Ｂ...ＭＥＢの集合によって果たされる機能を説明する
ために、初期状態から開始する。初期状態では、点±ｂ
に供給される電圧が等しいので、回路の対称性のため
に、Ｍ１５およびＭ１６を流れる電流Ｉoも等しくな
る。この初期状態から始めるため、点＋ｂに差分電圧＋
ΔＶを加え、点−ｂに差分電圧−ΔＶを加えるとする。
すると、後述のようにΔＶが十分小さいならば、差分電
圧＋ΔＶは、Ｍ１５とＭ１７との間のノードＮ１に現
れ、差分電圧−ΔＶは、Ｍ１６とＭ１８との間のノード
Ｎ２に現れる。結果的に、ノードＮ１およびＮ２の間、
従って、抵抗として作用するトランジスタＭＡＢ...Ｍ
ＥＢの間には、ΔＶ−（−ΔＶ）＝２ΔＶの差分電圧が
現れ、これによって、それらに差分電流ｉ＝２ΔＶ／Ｒ
が流れる。ただし、Ｒは、それらのトランジスタの並列
抵抗である。このように、トランジスタＭ１５およびＭ
１６を流れる電流は、Ｉo−ｉおよびＩo＋ｉにそれぞれ
等しくなる。従って、これらの電流の差は、２ｉ＝４Δ
Ｖ／Ｒ＝（２／Ｒ）（２ΔＶ）に等しいが、印加された
差分電圧の差は、ΔＶ−（−ΔＶ）＝２ΔＶに等しかっ
た。このように、、相互コンダクタンス、従って、点±
ｂの入力に関する有効な抵抗性の減衰の逆数は、２／Ｒ
である。従って、Ｒを調節することによって、この相互
コンダクタンスを適合させる（調節する）ことができ
る。同様に、トランジスタＭＡＣ...ＭＥＣの抵抗を調
節することによって、相互コンダクタンス、従って、±
ｃにおける入力に関する抵抗性の減衰を調節することが
できる。
Ｂ...ＭＥＢの集合によって果たされる機能を説明する
ために、初期状態から開始する。初期状態では、点±ｂ
に供給される電圧が等しいので、回路の対称性のため
に、Ｍ１５およびＭ１６を流れる電流Ｉoも等しくな
る。この初期状態から始めるため、点＋ｂに差分電圧＋
ΔＶを加え、点−ｂに差分電圧−ΔＶを加えるとする。
すると、後述のようにΔＶが十分小さいならば、差分電
圧＋ΔＶは、Ｍ１５とＭ１７との間のノードＮ１に現
れ、差分電圧−ΔＶは、Ｍ１６とＭ１８との間のノード
Ｎ２に現れる。結果的に、ノードＮ１およびＮ２の間、
従って、抵抗として作用するトランジスタＭＡＢ...Ｍ
ＥＢの間には、ΔＶ−（−ΔＶ）＝２ΔＶの差分電圧が
現れ、これによって、それらに差分電流ｉ＝２ΔＶ／Ｒ
が流れる。ただし、Ｒは、それらのトランジスタの並列
抵抗である。このように、トランジスタＭ１５およびＭ
１６を流れる電流は、Ｉo−ｉおよびＩo＋ｉにそれぞれ
等しくなる。従って、これらの電流の差は、２ｉ＝４Δ
Ｖ／Ｒ＝（２／Ｒ）（２ΔＶ）に等しいが、印加された
差分電圧の差は、ΔＶ−（−ΔＶ）＝２ΔＶに等しかっ
た。このように、、相互コンダクタンス、従って、点±
ｂの入力に関する有効な抵抗性の減衰の逆数は、２／Ｒ
である。従って、Ｒを調節することによって、この相互
コンダクタンスを適合させる（調節する）ことができ
る。同様に、トランジスタＭＡＣ...ＭＥＣの抵抗を調
節することによって、相互コンダクタンス、従って、±
ｃにおける入力に関する抵抗性の減衰を調節することが
できる。
【００２６】ΔＶが十分小さいという前記の必要条件
は、ｉがＩoよりはるかに小さい場合に、満足され、そ
れによって、Ｍ１５およびＭ１６のゲート・ソース電圧
が一定になる。
は、ｉがＩoよりはるかに小さい場合に、満足され、そ
れによって、Ｍ１５およびＭ１６のゲート・ソース電圧
が一定になる。
【００２７】Ｍ１による、そして同様にＭ２による電流
合計処理は、次のように行われる。Ｍ１が一定の電流源
としてバイアスされているので、点±ａに印加され負に
変化する信号に応答して、例えばＭ２１を通る電流が、
増加すると、これによって、Ｍ３を流れる電流は減少す
る。一方、Ｍ３を通る電流がこのように減少し、Ｍ５お
よびＭ７が一定の電流源を形成するので、トランジスタ
Ｍ５およびＭ７から流れる残りの電流は、点−ｄからコ
ンデンサＣ１２へと流れる。同様に、点−ａに印加され
る正に変化する信号に応じて、点＋ｄは、Ｃ１２から電
流を取り出す。点±ｂおよび±ｃに印加される信号にも
同様の考察が適用できる。
合計処理は、次のように行われる。Ｍ１が一定の電流源
としてバイアスされているので、点±ａに印加され負に
変化する信号に応答して、例えばＭ２１を通る電流が、
増加すると、これによって、Ｍ３を流れる電流は減少す
る。一方、Ｍ３を通る電流がこのように減少し、Ｍ５お
よびＭ７が一定の電流源を形成するので、トランジスタ
Ｍ５およびＭ７から流れる残りの電流は、点−ｄからコ
ンデンサＣ１２へと流れる。同様に、点−ａに印加され
る正に変化する信号に応じて、点＋ｄは、Ｃ１２から電
流を取り出す。点±ｂおよび±ｃに印加される信号にも
同様の考察が適用できる。
【００２８】前記のように、トランジスタＭＡＣ...Ｍ
ＥＣに印加される電圧ｇc1...ｇc5によって、発振器１
００（図１）の発振周波数Ｆが調節される。この性質は
次の事実から推論することができる。即ち、周波数Ｆ
は、３入力トランスコンダクタ１０の点±ｃに印加され
る入力電圧に関する相互コンダクタンスを整合されたコ
ンデンサＣ１１およびＣ１２の直列接続容量で割ったも
のによって、基本的に与えられる。このように、基本的
にＦは、２πＦ＝（２／Ｒc）÷Ｃ／２＝４／ＲcＣによ
って与えられる。ただし、トランスコンダクタ２０の入
力±ｅが、トランスコンダクタ１０の入力±ｃと同じ相
互コンダクタンスを有し、かつＣ２１＝Ｃ２２＝Ｃ１１
＝Ｃ１２であると仮定し、Ｒcは、集合ＭＡＣ...ＭＥＣ
（図２）の並列接続抵抗であり、Ｃ＝Ｃ１１＝Ｃ１２で
ある。従って、電圧ｇc1...ｇc5を変えることによっ
て、ＭＡＣ...ＭＥＣの並列抵抗を変化させることがで
きるので、発振周波数Ｆを調節することができる。
ＥＣに印加される電圧ｇc1...ｇc5によって、発振器１
００（図１）の発振周波数Ｆが調節される。この性質は
次の事実から推論することができる。即ち、周波数Ｆ
は、３入力トランスコンダクタ１０の点±ｃに印加され
る入力電圧に関する相互コンダクタンスを整合されたコ
ンデンサＣ１１およびＣ１２の直列接続容量で割ったも
のによって、基本的に与えられる。このように、基本的
にＦは、２πＦ＝（２／Ｒc）÷Ｃ／２＝４／ＲcＣによ
って与えられる。ただし、トランスコンダクタ２０の入
力±ｅが、トランスコンダクタ１０の入力±ｃと同じ相
互コンダクタンスを有し、かつＣ２１＝Ｃ２２＝Ｃ１１
＝Ｃ１２であると仮定し、Ｒcは、集合ＭＡＣ...ＭＥＣ
（図２）の並列接続抵抗であり、Ｃ＝Ｃ１１＝Ｃ１２で
ある。従って、電圧ｇc1...ｇc5を変えることによっ
て、ＭＡＣ...ＭＥＣの並列抵抗を変化させることがで
きるので、発振周波数Ｆを調節することができる。
【００２９】尚、ソース・ドレーン経路が直列に接続さ
れたトランジスタ（例えば、Ｍ１７、Ｍ１９）に印加さ
れる２つのバイアス電圧ＢＰ１およびＢＰ２の存在が主
な理由で、（適切な動作の範囲内で）トランジスタＭ
５、Ｍ６、Ｍ７、Ｍ８、Ｍ９、Ｍ１０、Ｍ１１、１２、
Ｍ１７、Ｍ１８、Ｍ１９、またはＭ２０が、それぞれの
飽和領域で動作する。
れたトランジスタ（例えば、Ｍ１７、Ｍ１９）に印加さ
れる２つのバイアス電圧ＢＰ１およびＢＰ２の存在が主
な理由で、（適切な動作の範囲内で）トランジスタＭ
５、Ｍ６、Ｍ７、Ｍ８、Ｍ９、Ｍ１０、Ｍ１１、１２、
Ｍ１７、Ｍ１８、Ｍ１９、またはＭ２０が、それぞれの
飽和領域で動作する。
【００３０】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考えられるが、それらはいずれも本発明の技
術的範囲に包含される。例えば、トランスコンダクタ１
０および２０は、平衡化する必要はなく、この場合、維
持される点は、例えばａ、−ｂ、−ｃ、＋ｄ、＋ｅおよ
び＋ｆである。また、回路２００において、ｐチャネル
およびｎチャネルのＭＯＳトランジスタはどこでも置き
換えることができる。
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考えられるが、それらはいずれも本発明の技
術的範囲に包含される。例えば、トランスコンダクタ１
０および２０は、平衡化する必要はなく、この場合、維
持される点は、例えばａ、−ｂ、−ｃ、＋ｄ、＋ｅおよ
び＋ｆである。また、回路２００において、ｐチャネル
およびｎチャネルのＭＯＳトランジスタはどこでも置き
換えることができる。
【００３１】尚、特許請求の範囲に記載した参照番号
は、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制
限するように解釈されるべきではない。
は、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制
限するように解釈されるべきではない。
【００３２】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、遮
断周波数が低く、消費電力の小さい改良された発振器を
得ることができる。
断周波数が低く、消費電力の小さい改良された発振器を
得ることができる。
【図１】本発明によって相互コンダクタンス増幅器に統
合された電流クランプを有する平衡化３入力トランスコ
ンダクタを含む発振器のブロック図である。
合された電流クランプを有する平衡化３入力トランスコ
ンダクタを含む発振器のブロック図である。
【図２】本発明のある実施例による３入力トランスコン
ダクタの概略的な回路図である。
ダクタの概略的な回路図である。
【符号の説明】 １００ 発振器 １０ 平衡化３入力トランスコンダクタ ２０ 平衡化単一入力力トランスコンダクタ Ｃ１１およびＣ１２、Ｃ２１およびＣ２２ 整合化コンデンサ対 Ｍ１〜Ｍ２３、ＭＡＢ...ＭＥＢ、ＭＡＣ...ＭＥＣ ＭＯＳトランジスタ
Claims (5)
- 【請求項１】 （ａ）第１の出力電流点および第１の入
力電圧点（＋ａ、−ａ）を有し、かつ電流クランプ（Ｍ
２３）が統合された第１の相互コンダクタンス増幅器経
路（Ｍ２１、Ｍ２２、Ｍ２３）と、 （ｂ）第２の出力電流点および第２の入力電圧点（＋
ｂ、−ｂ）からなる第２の相互コンダクタンス増幅器経
路（Ｍ１５、Ｍ１６、Ｍ１７、Ｍ１８、Ｍ１９、Ｍ２
０）と、 （ｃ）第３の出力電流点および第３の入力電圧点（＋
ｃ、−ｃ）からなる第３の相互コンダクタンス増幅器経
路（Ｍ９、Ｍ１０、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１４）
と、 （ｄ）出力電圧（ＶOUT,P、ＶOUT,N）が生成される元と
なる第１、第２、第３の出力点から流れる第１、第２、
第３の電流を合計し統合する統合回路（Ｍ１、Ｃ１２、
Ｍ２、Ｃ１１）と、 （ｅ）第１の入力電圧点（＋ａ、−ａ）に出力電圧を正
帰還させる第１の帰還回路と を備えた３入力トランスコンダクタ（２００）を特徴と
する３点入力増幅器。 - 【請求項２】 出力電圧を第２の入力電圧点（＋ｂ、−
ｂ）および第３の入力電圧点（＋ｃ、−ｃ）にそれぞれ
別個に負帰還させる第２および第３の帰還回路、および
請求項１記載の３入力トランスコンダクタを備えたこと
を特徴とする発振器。 - 【請求項３】 前記第３の帰還回路が単一入力トランス
コンダクタ（２０）を備えたことをさらに特徴とする請
求項２記載の発振器。 - 【請求項４】 第１の相互コンダクタンス経路が、平衡
化されていて、かつ１対のｐチャネルＭＯＳトランジス
タ（Ｍ２１、Ｍ２）のソース・ドレーン経路に別個に直
列接続されたソース・ドレーン経路を有するｐチャネル
ＭＯＳトランジスタから構成されたことをさらに特徴と
する請求項１記載の３点入力増幅器。 - 【請求項５】 第２の相互コンダクタンス経路が、少な
くとも第１のＭＯＳトランジスタ（Ｍ１７）から本質的
に構成され、かつ前記第１のＭＯＳトランジスタのソー
ス・ドレーン経路が、少なくとも第２のＭＯＳトランジ
スタ（Ｍ１５）のソース・ドレーン経路に直列接続され
ていて、これによって、前記の第１および第２のトラン
ジスタのソース・ドレーン経路の間に第１のノード（Ｎ
１）が形成され、少なくとも第３のトランジスタのソー
ス・ドレーン経路が、少なくとも第４のＭＯＳトランジ
スタ（Ｍ１６）のソース・ドレーン経路に直列に接続さ
れていて、これによって、前記の第３および第４のトラ
ンジスタのソース・ドレーン経路の間に第２のノード
（Ｎ２）が形成され、さらに少なくとも第５のＭＯＳト
ランジスタ（ＭＡＢ）のソース・ドレーン経路が、前記
の第１および第２のノードにわたって接続されているこ
とをさらに特徴とする請求項４記載の３点入力増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/607,019 US5093634A (en) | 1990-10-31 | 1990-10-31 | Merged current clamp in triple-input transconductor, for use in oscillator |
| US607019 | 1990-10-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077334A true JPH077334A (ja) | 1995-01-10 |
Family
ID=24430455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3307112A Pending JPH077334A (ja) | 1990-10-31 | 1991-10-28 | ３点入力増幅器および発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5093634A (ja) |
| EP (1) | EP0484031B1 (ja) |
| JP (1) | JPH077334A (ja) |
| DE (1) | DE69124659T2 (ja) |
| HK (1) | HK123397A (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5212459A (en) * | 1991-11-12 | 1993-05-18 | Silicon Systems, Inc. | Linearized and delay compensated all CMOS VCO |
| US5155452A (en) * | 1991-11-12 | 1992-10-13 | Silicon Systems, Inc. | Linearized and delay compensated all CMOS VCO |
| US5185581A (en) * | 1992-03-26 | 1993-02-09 | Northern Telecom Limited | Differential amplifier and high frequency resonant circuits constructed therefrom |
| US5311088A (en) * | 1992-07-23 | 1994-05-10 | At&T Bell Laboratories | Transconductance cell with improved linearity |
| KR950003637B1 (ko) * | 1992-12-03 | 1995-04-17 | 삼성전자 주식회사 | 주파수 변조장치 |
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