JPH077898B2 - 移相回路 - Google Patents
移相回路Info
- Publication number
- JPH077898B2 JPH077898B2 JP11454186A JP11454186A JPH077898B2 JP H077898 B2 JPH077898 B2 JP H077898B2 JP 11454186 A JP11454186 A JP 11454186A JP 11454186 A JP11454186 A JP 11454186A JP H077898 B2 JPH077898 B2 JP H077898B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- signal
- collector
- emitter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はIC化する場合に好適な移相回路に関する。
〔従来の技術〕 信号を遅延させる一手段として移相回路がある。これは
たとえばカラーテレビジョン受像機において、カラー映
像信号からバンドパスフィルタにより色信号を抽出し、
トラップフィルタにより色信号を減衰させて輝度２号を
抽出する際、色信号が輝度信号４りも遅延時間が大きく
なる。そこで輝度信号を移相回路により遅延させてこれ
を補償する。
たとえばカラーテレビジョン受像機において、カラー映
像信号からバンドパスフィルタにより色信号を抽出し、
トラップフィルタにより色信号を減衰させて輝度２号を
抽出する際、色信号が輝度信号４りも遅延時間が大きく
なる。そこで輝度信号を移相回路により遅延させてこれ
を補償する。
移相回路のようなフィルタを含む回路をIC化する場合に
は、いかにしてそのフィルタをIC内部に取り入れ、外付
け部品を少くするかが重要な課題となる。一般にフィル
タをIC化する場合、アクティブフィルタを用いるが、 （１） 抵抗値，コンデンサの容量値の精度が良くな
く、それらの積で定まるカットオフ周波数がばらついて
しまう。
は、いかにしてそのフィルタをIC内部に取り入れ、外付
け部品を少くするかが重要な課題となる。一般にフィル
タをIC化する場合、アクティブフィルタを用いるが、 （１） 抵抗値，コンデンサの容量値の精度が良くな
く、それらの積で定まるカットオフ周波数がばらついて
しまう。
（２） 抵抗値，コンデンサの容量値をあまり大きくで
きないので、カットオフ周波数の低いものは作りにく
い。
きないので、カットオフ周波数の低いものは作りにく
い。
などの問題点がある。
なお、上記問題点を解決するこの種の装置として関連す
るものには例えば特開昭55−45224号公報，特開昭55−4
5266号公報に記載された回路などが挙げられる。
るものには例えば特開昭55−45224号公報，特開昭55−4
5266号公報に記載された回路などが挙げられる。
前記したように輝度信号のような広帯域な信号を遅延さ
せるには当然使用する移相回路としても広帯域なものが
要求され、アクティブフィルタにおいては時に増幅回路
の高周波性能を良くする必要がある。
せるには当然使用する移相回路としても広帯域なものが
要求され、アクティブフィルタにおいては時に増幅回路
の高周波性能を良くする必要がある。
一般にトランジスタの高周波性能を示す指数であるトラ
ンジション周波数ｒはエミッタ電流により第２図に示
すような変化をする。高周波性能を良くするにはエミッ
タ電流を大きくしてｒが大きくとれる領域で使用すべ
きである。
ンジション周波数ｒはエミッタ電流により第２図に示
すような変化をする。高周波性能を良くするにはエミッ
タ電流を大きくしてｒが大きくとれる領域で使用すべ
きである。
上記従来技術は、フィルタの時定数が増幅回路を構成す
るトランジスタのエミッタ抵抗とコンデンサの容量値と
の積により決まり、増幅回路の電流を制御することによ
り容量値のばらつきを制御している。そのため、前記し
た高周波性能を良くした状態でトランジスタを使用する
条件と一致しないといった不都合な場合が生じる。
るトランジスタのエミッタ抵抗とコンデンサの容量値と
の積により決まり、増幅回路の電流を制御することによ
り容量値のばらつきを制御している。そのため、前記し
た高周波性能を良くした状態でトランジスタを使用する
条件と一致しないといった不都合な場合が生じる。
本発明の目的は上記した不都合を除去し、IC化に適した
移相回路を提供することにある。
移相回路を提供することにある。
上記目的を達成するため本発明では移相回路を、入力信
号電圧を信号電流に変換する第１の差動対を構成する第
1,第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのコ
レクタに流れる信号電流を、ある一定の割合で分流する
第２の差動対を構成する第3,第４のトランジスタと、前
記第１のトランジスタのコレクタに接続された負荷抵抗
と、前記第４のトランジスタのコレクタに一方の端子が
接続され、他方の端子には前記負荷抵抗の端子電圧とし
て得られた信号電圧が供給される負荷コンデンサと、前
記第４のトランジスタのベースに印加される制御電圧を
可変することにより、前記第3,第４のトランジスタの電
流分流比を制御する手段とから構成する。
号電圧を信号電流に変換する第１の差動対を構成する第
1,第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのコ
レクタに流れる信号電流を、ある一定の割合で分流する
第２の差動対を構成する第3,第４のトランジスタと、前
記第１のトランジスタのコレクタに接続された負荷抵抗
と、前記第４のトランジスタのコレクタに一方の端子が
接続され、他方の端子には前記負荷抵抗の端子電圧とし
て得られた信号電圧が供給される負荷コンデンサと、前
記第４のトランジスタのベースに印加される制御電圧を
可変することにより、前記第3,第４のトランジスタの電
流分流比を制御する手段とから構成する。
第１の差動対を構成する第1,第２のトランジスタは常に
Ｔが大きくなるエミッタ電流で動作させ、負荷コンデ
ンサに流れる信号電流は第3,第４のトランジスタにより
分流され、この分流比を制御することにより時定数が制
御される。したがって、増幅回路となる第１の差動対の
高周波性能を良くすると同時に、コンデンサのばらつき
補償が行える。
Ｔが大きくなるエミッタ電流で動作させ、負荷コンデ
ンサに流れる信号電流は第3,第４のトランジスタにより
分流され、この分流比を制御することにより時定数が制
御される。したがって、増幅回路となる第１の差動対の
高周波性能を良くすると同時に、コンデンサのばらつき
補償が行える。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。
第１図において、トランジスタQ1のエミッタに抵抗R1,
トランジスタQ2のエミッタに抵抗R2が接続され、前記抵
抗R1,R2の他端が定電流源A1にそれぞれ接続されて、ト
ランジスタQ1,Q2は差動対を構成している。またトラン
ジスタQ1のベースは入力端子T1に接続され入力端子T1に
入力信号Vinが加えられている。トランジスタQ1のコレ
クタは他端が接地された負荷用抵抗R3に接続されるとと
もにトランジスタQ9ベースに接続されている。トランジ
スタQ9のエミッタには定電流源A3が接続されエミッタフ
ォロワーを構成している。さらにトランジスタQ2のコレ
クタ電流はQ2のコレクタにそれぞれエミッタが接続され
た差動対トランジスタQ3,Q4により分流される。トラン
ジスタQ3のベースはバイアス電流VB1が加えられ、トラ
ンジスタQ4のベースは制御端子T2に接続され、前記分流
の程度を加減する制御電圧VCがT2に加えられる。またト
ランジスタQ4のコレクタはトランジスタQ5のコレクタに
接続されるとともに負荷用コンデンサＣの一方の端子に
接続され、コンデンサＣの他方の端子はトランジスタQ9
のエミッタに接続される。さらに前記トランジスタQ4の
コレクタはトランジスタQ10のベースに接続され、トラ
ンジスタQ10,Q11,Q12,Q13,定電流源A4は直流レベルシフ
ト形のエミッタフォロワーを構成している。トランジス
タQ13のエミッタはトランジスタQ2のベースに接続され
るとともに出力端子T3に接続され、出力端子T3より出力
Voutが取り出される。トランジスタQ5のベースはトラン
ジスタQ6のベース，コレクタに接続され、カレントミラ
ー動作をし、トランジスタQ6のコレクタ電流とほぼ等し
い電流がトランジスタQ5のコレクタにほぼ定電流と流れ
る。一方トランジスタQ7,Q8のそれぞれのエミッタは接
続されるとともに、定電流源A2に接続されている。定電
流源A2の電流値は前記定電流源A1の電流I0の1/2のI0/2
の値としている。またトランジスタQ7,Q8のベースはそ
れぞれ前記トランジスタQ3,Q4のベースに接続され、同
様の電流の分流作用をしている。したがってトランジス
タQ4のコレクタ電流とQ8のコレクタ電流,Q6のコレクタ
電流,Q5のコレクタ電流はそれぞれほぼ等しくしてあ
る。
トランジスタQ2のエミッタに抵抗R2が接続され、前記抵
抗R1,R2の他端が定電流源A1にそれぞれ接続されて、ト
ランジスタQ1,Q2は差動対を構成している。またトラン
ジスタQ1のベースは入力端子T1に接続され入力端子T1に
入力信号Vinが加えられている。トランジスタQ1のコレ
クタは他端が接地された負荷用抵抗R3に接続されるとと
もにトランジスタQ9ベースに接続されている。トランジ
スタQ9のエミッタには定電流源A3が接続されエミッタフ
ォロワーを構成している。さらにトランジスタQ2のコレ
クタ電流はQ2のコレクタにそれぞれエミッタが接続され
た差動対トランジスタQ3,Q4により分流される。トラン
ジスタQ3のベースはバイアス電流VB1が加えられ、トラ
ンジスタQ4のベースは制御端子T2に接続され、前記分流
の程度を加減する制御電圧VCがT2に加えられる。またト
ランジスタQ4のコレクタはトランジスタQ5のコレクタに
接続されるとともに負荷用コンデンサＣの一方の端子に
接続され、コンデンサＣの他方の端子はトランジスタQ9
のエミッタに接続される。さらに前記トランジスタQ4の
コレクタはトランジスタQ10のベースに接続され、トラ
ンジスタQ10,Q11,Q12,Q13,定電流源A4は直流レベルシフ
ト形のエミッタフォロワーを構成している。トランジス
タQ13のエミッタはトランジスタQ2のベースに接続され
るとともに出力端子T3に接続され、出力端子T3より出力
Voutが取り出される。トランジスタQ5のベースはトラン
ジスタQ6のベース，コレクタに接続され、カレントミラ
ー動作をし、トランジスタQ6のコレクタ電流とほぼ等し
い電流がトランジスタQ5のコレクタにほぼ定電流と流れ
る。一方トランジスタQ7,Q8のそれぞれのエミッタは接
続されるとともに、定電流源A2に接続されている。定電
流源A2の電流値は前記定電流源A1の電流I0の1/2のI0/2
の値としている。またトランジスタQ7,Q8のベースはそ
れぞれ前記トランジスタQ3,Q4のベースに接続され、同
様の電流の分流作用をしている。したがってトランジス
タQ4のコレクタ電流とQ8のコレクタ電流,Q6のコレクタ
電流,Q5のコレクタ電流はそれぞれほぼ等しくしてあ
る。
このような構成において、端子T1に加えられる入力電圧
をVin,端子T3の出力電圧をVout,入力電圧によってトラ
ンジスタQ2のコレクタに流れる交流電流をis,トランジ
スタQ3,Q4による電流isの分流比（Q4のコレクタに流れ
る割合）をK,トランジスタQ1,Q2の各エミッタ抵抗をγ
ｅとすると が成立し、isがコンデンサＣに流れることによりコンデ
ンサＣの端子電圧が得られる。同時にトランジスタQ1の
コレクタには、isと逆位相で大きさの等しい交流電流が
流れ、これが負荷抵抗R3に流れることにより抵抗R3の端
子電圧が取り出され、この電圧はトランジスタQ9のエミ
ッタフォロワー，コンデンサＣを介して前記したコンデ
ンサＣの端子電圧と加算され、加算された信号はトラン
ジスタQ10,Q11,Q12,Q13を介して端子T3より出力電圧Vou
tとして取り出されるとともにトランジスタQ2のベース
にも加えられ、負帰還ループを構成する。ここで信号の
角周波数をωとすると出力電圧Voutは、 ここでS:ラプラス演算子 となり、（１）（２）式からこの回路の伝達関数H
1（Ｓ）を求めると となる。ここでR3/（２γｅ＋R1＋Re）は負荷用抵抗R3
の端子電圧として取り出される信号の利得を示してお
り、この値を0.5としたとき、（３）式の分母分子の大
きさは等しくなる。すなわち入力信号の周波数に関係な
く回路利得は１となり、周波数に対して出力信号の位相
のみ変化する位相回路であることを示している。またエ
ミッタ抵抗γｅはエミッタ電流IEにより定まり k:ボルツマン定数 T:絶対温度 q:電子の電荷 で表わされ、常温でエミッタ電流100μＡにおいてγｅ
＝260Ωである。
をVin,端子T3の出力電圧をVout,入力電圧によってトラ
ンジスタQ2のコレクタに流れる交流電流をis,トランジ
スタQ3,Q4による電流isの分流比（Q4のコレクタに流れ
る割合）をK,トランジスタQ1,Q2の各エミッタ抵抗をγ
ｅとすると が成立し、isがコンデンサＣに流れることによりコンデ
ンサＣの端子電圧が得られる。同時にトランジスタQ1の
コレクタには、isと逆位相で大きさの等しい交流電流が
流れ、これが負荷抵抗R3に流れることにより抵抗R3の端
子電圧が取り出され、この電圧はトランジスタQ9のエミ
ッタフォロワー，コンデンサＣを介して前記したコンデ
ンサＣの端子電圧と加算され、加算された信号はトラン
ジスタQ10,Q11,Q12,Q13を介して端子T3より出力電圧Vou
tとして取り出されるとともにトランジスタQ2のベース
にも加えられ、負帰還ループを構成する。ここで信号の
角周波数をωとすると出力電圧Voutは、 ここでS:ラプラス演算子 となり、（１）（２）式からこの回路の伝達関数H
1（Ｓ）を求めると となる。ここでR3/（２γｅ＋R1＋Re）は負荷用抵抗R3
の端子電圧として取り出される信号の利得を示してお
り、この値を0.5としたとき、（３）式の分母分子の大
きさは等しくなる。すなわち入力信号の周波数に関係な
く回路利得は１となり、周波数に対して出力信号の位相
のみ変化する位相回路であることを示している。またエ
ミッタ抵抗γｅはエミッタ電流IEにより定まり k:ボルツマン定数 T:絶対温度 q:電子の電荷 で表わされ、常温でエミッタ電流100μＡにおいてγｅ
＝260Ωである。
ここで前記した抵抗３の端子電圧として取り出される信
号の利得が抵抗R1,R2,R3により定まるようR1,R2の値を
エミッタ抵抗γｅより充分大きくし、また抵抗R1,R2を
等しくREとすると（３）式はほぼ で表わされる。この移相回路をIC化した場合、コンデン
サＣおよび抵抗REの値がばらついても制御端子T2の制御
電圧VCを制御することによりトランジスタQ4のコレクタ
を流れる信号電流の分流比Ｋを制御し、K/（Ｃ・2RE）
の値が一定となるようにすることができる。また抵抗R3
の端子電圧として取り出される信号の利得R3/（２・
RE）の値は、同一ICチップ上に形成される抵抗は、値が
ばらつく場合同じようにばらつくので抵抗比はほとんど
変わらない。
号の利得が抵抗R1,R2,R3により定まるようR1,R2の値を
エミッタ抵抗γｅより充分大きくし、また抵抗R1,R2を
等しくREとすると（３）式はほぼ で表わされる。この移相回路をIC化した場合、コンデン
サＣおよび抵抗REの値がばらついても制御端子T2の制御
電圧VCを制御することによりトランジスタQ4のコレクタ
を流れる信号電流の分流比Ｋを制御し、K/（Ｃ・2RE）
の値が一定となるようにすることができる。また抵抗R3
の端子電圧として取り出される信号の利得R3/（２・
RE）の値は、同一ICチップ上に形成される抵抗は、値が
ばらつく場合同じようにばらつくので抵抗比はほとんど
変わらない。
すなわち、本実施例によれば、IC化した場合コンデンサ
や抵抗の値がばらついてもトランジスタQ3,Q4の電流分
流比Ｋを制御することで補償できるため、定電流源A1の
電流値は任意の値に選択できる。よって定電流源A1の値
は第２図で示すようにトランジスタQ1,Q2のＴが大き
くとれるエミッタ電流値とすることができ、トランジス
タQ1,Q2の高周波性能を良くすることができる。
や抵抗の値がばらついてもトランジスタQ3,Q4の電流分
流比Ｋを制御することで補償できるため、定電流源A1の
電流値は任意の値に選択できる。よって定電流源A1の値
は第２図で示すようにトランジスタQ1,Q2のＴが大き
くとれるエミッタ電流値とすることができ、トランジス
タQ1,Q2の高周波性能を良くすることができる。
また、抵抗R3の端子電圧として得られる信号は入力信号
に対して180度位相が反転したものであり、移相回路と
してはコンデンサＣの端子電圧に入力信号を反転して加
算する必要がある。本実施例において入力信号を反転す
る増幅回路と入力信号を電流に変換してコンデンサＣの
端子電圧として取り出す増幅回路を共通としており、素
子数を低減できる効果がある。
に対して180度位相が反転したものであり、移相回路と
してはコンデンサＣの端子電圧に入力信号を反転して加
算する必要がある。本実施例において入力信号を反転す
る増幅回路と入力信号を電流に変換してコンデンサＣの
端子電圧として取り出す増幅回路を共通としており、素
子数を低減できる効果がある。
次に本発明によるその他の一実施例を第３図により説明
する。
する。
第３図に示す回路は第１図で示した移相回路を２段構成
とした二次形移相回路であり、１段めの回路は100番代,
2段めの回路は200番代の符号を付し、２桁代は第１図の
構成と同じものは同じ符号とした。また分流比を制御す
る制御電圧VCは１段め,2段めとも共通とし、等しい分流
比Ｋとしてある。また、抵抗R101,R102は等しくRE1と
し、抵抗R201,R202も等しくRE2とし、前記抵抗RE1,RE2
はトランジスタQ101,Q102,Q201,Q202のエミッタ抵抗γ
ｅより充分大きな値とすると、入力端子T4より入力され
る信号電圧をVin出力端子T5より得られる出力電圧をVou
tとして回路伝達関数H2（ｓ）を求めると となり、第１図で説明したと同様に（６）式におけるR
103/（２・RE1）の値を0.5としたとき分母・分子の大き
さが等しくなり、（６）式は入力信号周波数に対して回
路利得が１で出力信号の位相のみが変化する２二次形移
相回路であることを示している。またトランジスタQ14
はカレントミラー動作をより正確にするためのベース電
流補償トランジスタである。なお第３図の実施例におい
ても本発明の効果は前記実施例と同じであることは明白
である。
とした二次形移相回路であり、１段めの回路は100番代,
2段めの回路は200番代の符号を付し、２桁代は第１図の
構成と同じものは同じ符号とした。また分流比を制御す
る制御電圧VCは１段め,2段めとも共通とし、等しい分流
比Ｋとしてある。また、抵抗R101,R102は等しくRE1と
し、抵抗R201,R202も等しくRE2とし、前記抵抗RE1,RE2
はトランジスタQ101,Q102,Q201,Q202のエミッタ抵抗γ
ｅより充分大きな値とすると、入力端子T4より入力され
る信号電圧をVin出力端子T5より得られる出力電圧をVou
tとして回路伝達関数H2（ｓ）を求めると となり、第１図で説明したと同様に（６）式におけるR
103/（２・RE1）の値を0.5としたとき分母・分子の大き
さが等しくなり、（６）式は入力信号周波数に対して回
路利得が１で出力信号の位相のみが変化する２二次形移
相回路であることを示している。またトランジスタQ14
はカレントミラー動作をより正確にするためのベース電
流補償トランジスタである。なお第３図の実施例におい
ても本発明の効果は前記実施例と同じであることは明白
である。
また（６）式においてR103/（２・RE1）で示される負荷
用抵抗R103の端子電圧として取り出される信号の利得を
Ｍとし、前記利得Ｍの値が0.5以外のとき移相回路の回
路利得は次のように変化する。
用抵抗R103の端子電圧として取り出される信号の利得を
Ｍとし、前記利得Ｍの値が0.5以外のとき移相回路の回
路利得は次のように変化する。
まず、利得Ｍが0.5より小さくなりＭ＝０となると
（６）式は となり、 とすると、入力角周波数ωがω＝ω０となるところで回
路利得が０となるトラップフィルタとなる。
（６）式は となり、 とすると、入力角周波数ωがω＝ω０となるところで回
路利得が０となるトラップフィルタとなる。
逆に利得Ｍが0.5より大きくなると前記説明とは逆に入
力角周波数ωがω＝ω０となるところの回路利得が大き
くなる。これは利得Ｍの値を変化させることにより、移
相回路の固有角周波数であるω０付近の利得を変化させ
ることができる。そこでこの特質を利用して、カラーテ
レビジョン受像機の画質調節回路として本発明による移
相回路を用いたものを第４図に示す。
力角周波数ωがω＝ω０となるところの回路利得が大き
くなる。これは利得Ｍの値を変化させることにより、移
相回路の固有角周波数であるω０付近の利得を変化させ
ることができる。そこでこの特質を利用して、カラーテ
レビジョン受像機の画質調節回路として本発明による移
相回路を用いたものを第４図に示す。
第４図は本発明による移相回路を画質調節回路として用
いたカラーテレビジョン受像機の一実施例を示すブロッ
ク図であり、同図において１はアンテナ、２はアンテナ
１において受信した放送信号のうち任意の局を選局し音
声信号複合カラー映像信号（以下ビデオ信号と略す）を
出力するチューナ回路、３は出力すべき音声信号を切換
えるスイッチ回路、４は音声信号を増幅する増幅回路、
５は音声を出力するスピーカである。
いたカラーテレビジョン受像機の一実施例を示すブロッ
ク図であり、同図において１はアンテナ、２はアンテナ
１において受信した放送信号のうち任意の局を選局し音
声信号複合カラー映像信号（以下ビデオ信号と略す）を
出力するチューナ回路、３は出力すべき音声信号を切換
えるスイッチ回路、４は音声信号を増幅する増幅回路、
５は音声を出力するスピーカである。
６および７はカラーテレビジョン受像機外部よりビデオ
信号および音声信号を入力するための入力端子、８はチ
ューナ回路２より出力されたビデオ信号と入力端子６よ
り入力されるビデオ信号とを切換えるスイッチ回路、９
はスイッチ回路３および８を制御する切換信号を入力す
る入力端子である。
信号および音声信号を入力するための入力端子、８はチ
ューナ回路２より出力されたビデオ信号と入力端子６よ
り入力されるビデオ信号とを切換えるスイッチ回路、９
はスイッチ回路３および８を制御する切換信号を入力す
る入力端子である。
10はビデオ信号からクロマ信号を抽出するバンドパスフ
ィルタ（以下BPFと略す）、11はクロマ信号を復調し３
つの色差信号Ｒ−Y,G−Y,B−Ｙを出力する色復調回路で
ある。
ィルタ（以下BPFと略す）、11はクロマ信号を復調し３
つの色差信号Ｒ−Y,G−Y,B−Ｙを出力する色復調回路で
ある。
12はビデオ信号からクロマ信号のみを減衰させて輝度信
号を抽出するトラップフィルタ、13は輝度信号と色信号
の処理経路が異なることによって生じる遅延時間差を補
正する遅延回路であり、前記各実施例において説明した
移相回路が用いられている。14は画質調節回路、15は画
質調節回路14へ輝度信号を入力する入力端子、16は画質
を調節するための制御電圧Vsを入力する入力端子、17は
前記制御電圧Vsを発生する電圧源、18は画質調節された
輝度信号を出力する出力端子である。
号を抽出するトラップフィルタ、13は輝度信号と色信号
の処理経路が異なることによって生じる遅延時間差を補
正する遅延回路であり、前記各実施例において説明した
移相回路が用いられている。14は画質調節回路、15は画
質調節回路14へ輝度信号を入力する入力端子、16は画質
を調節するための制御電圧Vsを入力する入力端子、17は
前記制御電圧Vsを発生する電圧源、18は画質調節された
輝度信号を出力する出力端子である。
22はコントラスト調節回路、23はコントラスト調節回路
22を制御する制御電圧を発生する電圧源、24は輝度調節
回路（明るさを調節する回路）、25は輝度調節回路24を
制御する制御電圧を発生する電圧源、26は３つの色差信
号Ｒ−Y,G−Y,B−Ｙおよび輝度調整回路24より出力され
た輝度信号より３原色信号R,G,Bを出力するマトリクス
回路、28はカラーブラウン管、27はカラーブラウン管28
を駆動するための増幅回路である。
22を制御する制御電圧を発生する電圧源、24は輝度調節
回路（明るさを調節する回路）、25は輝度調節回路24を
制御する制御電圧を発生する電圧源、26は３つの色差信
号Ｒ−Y,G−Y,B−Ｙおよび輝度調整回路24より出力され
た輝度信号より３原色信号R,G,Bを出力するマトリクス
回路、28はカラーブラウン管、27はカラーブラウン管28
を駆動するための増幅回路である。
次に画質調節回路14において、入力端子15より入力され
た輝度信号は、入力信号電圧を電流に変換する増幅回路
20の一方の入力に供給されるとともに、電圧増幅する増
幅回路19の一方の入力にも供給される。増幅回路20およ
び19の他方の入力には出力端子18により出力されると同
じ画質調節された輝度信号が供給され、この輝度信号は
入力された信号電圧を電流に変換する増幅回路21の他方
の入力にも供給されている。負荷用コンデンサC101は一
端が増幅回路19の出力に接続され、他端は増幅回路20の
出力に接続されるとともに、増幅回路21の一方の入力に
接続されている。また負荷用コンデンサC201は一端が入
力端子15に接続され、他端が増幅回路21の出力に接続さ
れるとともに、出力端子18へも接続される。また増幅回
路19は端子16より入力される制御電圧Vsによりその利得
が制御される。
た輝度信号は、入力信号電圧を電流に変換する増幅回路
20の一方の入力に供給されるとともに、電圧増幅する増
幅回路19の一方の入力にも供給される。増幅回路20およ
び19の他方の入力には出力端子18により出力されると同
じ画質調節された輝度信号が供給され、この輝度信号は
入力された信号電圧を電流に変換する増幅回路21の他方
の入力にも供給されている。負荷用コンデンサC101は一
端が増幅回路19の出力に接続され、他端は増幅回路20の
出力に接続されるとともに、増幅回路21の一方の入力に
接続されている。また負荷用コンデンサC201は一端が入
力端子15に接続され、他端が増幅回路21の出力に接続さ
れるとともに、出力端子18へも接続される。また増幅回
路19は端子16より入力される制御電圧Vsによりその利得
が制御される。
画質調節は画像の輪郭部を強調し鮮明な画像としたり、
輪郭部をなまらせてリフトな画像としたりするもので、
映像信号中の輪郭部に含まれる高周波成分を利得をコン
トロールして行う方法がある。そこで画質調節回路とし
て、第３図に示した移相回路を用いて、移相回路の固有
角周波数ω０を前記映像信号中の輪郭部に含まれる利得
を制御すべき周波数とし、第３図で説明した利得Ｍを制
御することで画質調節が行える。第４図に示した画質調
節回路14において増幅回路19,20は第３図で示した100番
代の符号を付した回路に相当し、増幅回路21は第３図で
示した200番代の符号を付した回路に相当する。この画
質調節回路14の具体的な回路を第５図に示す。
輪郭部をなまらせてリフトな画像としたりするもので、
映像信号中の輪郭部に含まれる高周波成分を利得をコン
トロールして行う方法がある。そこで画質調節回路とし
て、第３図に示した移相回路を用いて、移相回路の固有
角周波数ω０を前記映像信号中の輪郭部に含まれる利得
を制御すべき周波数とし、第３図で説明した利得Ｍを制
御することで画質調節が行える。第４図に示した画質調
節回路14において増幅回路19,20は第３図で示した100番
代の符号を付した回路に相当し、増幅回路21は第３図で
示した200番代の符号を付した回路に相当する。この画
質調節回路14の具体的な回路を第５図に示す。
第５図は本発明による位相回路を用いた画質調節回路の
具体的な回路の一実施例であり、第３図および第４図で
示したと同じものには同じ符号を付してある。
具体的な回路の一実施例であり、第３図および第４図で
示したと同じものには同じ符号を付してある。
第５図においてトランジスタQ15,Q16は差動対を構成
し、それぞれのエミッタはQ101のコレクタに接続されQ
101のコレクタに流れる電流を分流している。トランジ
スタQ15のベースは制御端子16に接続され、トランジス
タQ16のベースはバイアス電圧VB2が加えられ、制御端子
16には前記トランジスタQ15,Q16における電流分流比を
制御する制御電圧Vsが加えられる。またトランジスタQ
15のコレクタは負荷用抵抗R103に接続されている。
し、それぞれのエミッタはQ101のコレクタに接続されQ
101のコレクタに流れる電流を分流している。トランジ
スタQ15のベースは制御端子16に接続され、トランジス
タQ16のベースはバイアス電圧VB2が加えられ、制御端子
16には前記トランジスタQ15,Q16における電流分流比を
制御する制御電圧Vsが加えられる。またトランジスタQ
15のコレクタは負荷用抵抗R103に接続されている。
このような構成において、第３図で示した回路と第５図
で示した回路の相異点は、トランジスタQ101のコレクタ
に流れる信号電流がトランジスタQ15,Q16によりある一
定の割合で分流され、分流された信号電流が負荷用抵抗
R103に流れて抵抗R103の端子電圧が取り出される点にあ
る。トランジスタQ15,Q16によるトランジスタQ101のコ
レクタに流れる信号電流の分流比（Q15のコレクタに流
れる割合）をｍとし、その他の条件は第３図で説明した
と同じとすると伝達関数H3（ｓ）は、 となり、制御端子16より加えられる制御電圧Vsを可変
し、電流分流比ｍを制御することにより、抵抗R103の端
子電圧として取り出される信号の利得（ｍ・R103）／
（２・RE1）の値を制御することができ、本実施例によ
れば前記説明したように画質調節を行うことができる。
で示した回路の相異点は、トランジスタQ101のコレクタ
に流れる信号電流がトランジスタQ15,Q16によりある一
定の割合で分流され、分流された信号電流が負荷用抵抗
R103に流れて抵抗R103の端子電圧が取り出される点にあ
る。トランジスタQ15,Q16によるトランジスタQ101のコ
レクタに流れる信号電流の分流比（Q15のコレクタに流
れる割合）をｍとし、その他の条件は第３図で説明した
と同じとすると伝達関数H3（ｓ）は、 となり、制御端子16より加えられる制御電圧Vsを可変
し、電流分流比ｍを制御することにより、抵抗R103の端
子電圧として取り出される信号の利得（ｍ・R103）／
（２・RE1）の値を制御することができ、本実施例によ
れば前記説明したように画質調節を行うことができる。
また第１図で示した回路で、トランジスタQ5,Q4のコレ
クタから見た出力抵抗γＣは、理想的には電流源ゆえ無
限大である。ところが実際にはコレクタ電流が大きくな
る程出力抵抗γＣは小さくなり、特にIC化したトランジ
スタにおいてはNPNトランジスタの出力抵抗は大きくと
れるが、PNPトランジスタの出力抵抗γＣは小さく数百
ｋΩ〜数十ｋΩまで低下する。この場合、第１図に示し
たように、コンデンサＣを介して出力信号Voutに加算さ
れる抵抗R3の端子電圧として取り出された信号は、出力
抵抗γＣと負荷用コンデンサＣの積で決まる周波数より
低い領域では減衰してしまい、本来の回路動作が得られ
ないといった不都合を生じる場合がある。このような場
合は第６図に示す回路を用いれば良い。
クタから見た出力抵抗γＣは、理想的には電流源ゆえ無
限大である。ところが実際にはコレクタ電流が大きくな
る程出力抵抗γＣは小さくなり、特にIC化したトランジ
スタにおいてはNPNトランジスタの出力抵抗は大きくと
れるが、PNPトランジスタの出力抵抗γＣは小さく数百
ｋΩ〜数十ｋΩまで低下する。この場合、第１図に示し
たように、コンデンサＣを介して出力信号Voutに加算さ
れる抵抗R3の端子電圧として取り出された信号は、出力
抵抗γＣと負荷用コンデンサＣの積で決まる周波数より
低い領域では減衰してしまい、本来の回路動作が得られ
ないといった不都合を生じる場合がある。このような場
合は第６図に示す回路を用いれば良い。
第６図において、Q21はPNPトランジスタ、VB3はバイア
ス電圧源であり、第１図で示したものと同じものには同
じ符号を付してある。同図においてトランジスタQ21は
カスコード接続となっており、Q21のベースはバイアス
電圧VB3が加えられており、Q21のエミッタはトランジス
タQ5のコレクタに接続され、Q21のコレクタはトランジ
スタに接続されている。
ス電圧源であり、第１図で示したものと同じものには同
じ符号を付してある。同図においてトランジスタQ21は
カスコード接続となっており、Q21のベースはバイアス
電圧VB3が加えられており、Q21のエミッタはトランジス
タQ5のコレクタに接続され、Q21のコレクタはトランジ
スタに接続されている。
第６図に示した構成において、いまトランジスタQ21の
コレクタから見た出力抵抗をrC、電流増幅率をhfeとす
ると、トランジスタQ5とQ21をカスコード接続すること
により、出力端子T3からQ21側を見たインピーダンスZ0
はほぼ Z0＝hfe rC で表わされる。
コレクタから見た出力抵抗をrC、電流増幅率をhfeとす
ると、トランジスタQ5とQ21をカスコード接続すること
により、出力端子T3からQ21側を見たインピーダンスZ0
はほぼ Z0＝hfe rC で表わされる。
したがって、積分回路の負荷電流源として、カスコード
接続したPNPトランジスタを用いることにより、出力イ
ンピーダンスをトランジスタ自身の出力抵抗hfe倍まで
大きくすることができる。この結果、積分回路の低周波
側動作領域もhfe倍まで増大する（Q4出力抵抗≫Q21の出
力抵抗とした場合）。また低周波数側動作領域を同じと
すると積分コンデンサの容量値を1/hfeに小さくでき、I
C化する場合コンデンサを内蔵し易くなり好都合とな
る。
接続したPNPトランジスタを用いることにより、出力イ
ンピーダンスをトランジスタ自身の出力抵抗hfe倍まで
大きくすることができる。この結果、積分回路の低周波
側動作領域もhfe倍まで増大する（Q4出力抵抗≫Q21の出
力抵抗とした場合）。また低周波数側動作領域を同じと
すると積分コンデンサの容量値を1/hfeに小さくでき、I
C化する場合コンデンサを内蔵し易くなり好都合とな
る。
また第６図で示した回路の、移相回路としての動作は第
１図で示した回路と同じである。
１図で示した回路と同じである。
本発明によれば、増幅回路となる差動対トランジスタの
Ｔが大きくなるエミッタ電流にて動作させられるので
高周波性能を良くすることができ、同時にIC化した場合
に生じるコンデンサおよび抵抗の値のばらつきに対し
て、負荷コンデンサに流れる信号電流を分流して制御で
きるのでIC化が容易となる。
Ｔが大きくなるエミッタ電流にて動作させられるので
高周波性能を良くすることができ、同時にIC化した場合
に生じるコンデンサおよび抵抗の値のばらつきに対し
て、負荷コンデンサに流れる信号電流を分流して制御で
きるのでIC化が容易となる。
第１図は本発明による一実施例を示す回路図、第２図は
トランジスタの高周波性能を示すグラフ、第３図は本発
明による二次移相回路の一実施例を示す回路図、第４図
は本発明による二次移相回路を画質調節回路として用い
たカラーテレビジョン受像機の一実施例を示すブロック
図、第５図は前記画質調節回路の具体的な回路を示す回
路図、第６図は本発明によるさらに別の一実施例を示す
回路図である。 T1……入力端子、T2……制御端子、T3……出力端子、
Q3,Q4……分流用トランジスタ。
トランジスタの高周波性能を示すグラフ、第３図は本発
明による二次移相回路の一実施例を示す回路図、第４図
は本発明による二次移相回路を画質調節回路として用い
たカラーテレビジョン受像機の一実施例を示すブロック
図、第５図は前記画質調節回路の具体的な回路を示す回
路図、第６図は本発明によるさらに別の一実施例を示す
回路図である。 T1……入力端子、T2……制御端子、T3……出力端子、
Q3,Q4……分流用トランジスタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 神谷 昌則 岐阜県美濃加茂市加茂野町471番地 株式 会社日立製作所岐阜工場内 (56)参考文献 特開 昭55−45224（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−45266（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号が供給される第１のトランジスタ
のエミッタが第１の抵抗を介し、また、第２のトランジ
スタのエミッタが第２の抵抗を介して夫々第１の定電流
源に接続されてなる第１の差動対と、 前記第２のトランジスタのコレクタ電流を分流する第２
の差動対を構成する第3,第４のトランジスタと、 前記第４のトランジスタのコレクタに接続された第２の
定電流源と、 前記第１のトランジスタのコレクタに接続された負荷抵
抗と、 前記第１のトランジスタのコレクタに接続された第１の
エミッタフォロワーを構成する第５のトランジスタと、 前記第５のトランジスタのエミッタと前記第４のトラン
ジスタのコレクタとの間に接続された負荷コンデンサ
と、 前記第４のトランジスタのベースへ印加される第１の制
御電圧を可変とすることにより、前記第２の差動対を構
成する第3,第４の各トランジスタにおける電流分流比を
制御する第１の手段と、 前記第４のトランジスタのコレクタに接続された第２の
エミッタフォロワーを構成する第６のトランジスタと を備え、前記第２のエミッタフォロワーから前記入力信
号が移相された信号を得るようにするとともに、この移
相された信号を前記第２のトランジスタのベースに供給
することを特徴とする移相回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11454186A JPH077898B2 (ja) | 1986-05-21 | 1986-05-21 | 移相回路 |
| EP87100029A EP0232699B1 (en) | 1986-01-10 | 1987-01-02 | An amplifier circuit suitable for use as an active filter circuit |
| DE87100029T DE3785942T2 (de) | 1986-01-10 | 1987-01-02 | Verstärkeranordnung für ein aktives Filter. |
| US07/000,770 US4748422A (en) | 1986-01-10 | 1987-01-06 | Amplifier circuit suitable for use as an active filter circuit |
| KR1019870000119A KR940005375B1 (ko) | 1986-01-10 | 1987-01-09 | 증폭 회로 |
| CN87100128.4A CN1004600B (zh) | 1986-01-10 | 1987-01-10 | 适用于源滤波器电路的放大电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11454186A JPH077898B2 (ja) | 1986-05-21 | 1986-05-21 | 移相回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62272612A JPS62272612A (ja) | 1987-11-26 |
| JPH077898B2 true JPH077898B2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=14640348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11454186A Expired - Lifetime JPH077898B2 (ja) | 1986-01-10 | 1986-05-21 | 移相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077898B2 (ja) |
-
1986
- 1986-05-21 JP JP11454186A patent/JPH077898B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62272612A (ja) | 1987-11-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0393717B1 (en) | Active filter circuit | |
| EP0352790A2 (en) | Integrator and active filter including integrator with simple phase compensation | |
| JPH10247858A (ja) | 無線受信機 | |
| US4547741A (en) | Noise reduction circuit with a main signal path and auxiliary signal path having a high pass filter characteristic | |
| JP3945662B2 (ja) | 制御可能なフィルタ装置 | |
| US4422052A (en) | Delay circuit employing active bandpass filter | |
| JPH05167353A (ja) | 周波数ミキサ回路 | |
| JPH07240663A (ja) | アクティブフィルタ回路 | |
| JPH0797832B2 (ja) | 映像信号の画質調節回路 | |
| GB1565302A (en) | Chroma-burst separator and amplifier | |
| US4308555A (en) | Television picture display device | |
| KR100391532B1 (ko) | 주파수변조신호를복조하기위한위상동기루프타입장치 | |
| JPS6345125B2 (ja) | ||
| US5208551A (en) | Noise reduction circuit with a main signal path and an auxiliary signal path having a high-pass filter characteristic | |
| JPS62272612A (ja) | 移相回路 | |
| JPH0575387A (ja) | 可変遅延回路 | |
| JPH0936702A (ja) | アクティブロ−パスフィルタ | |
| CA1142608A (en) | Symmetrically gain controlled differential amplifier | |
| JPH0540585Y2 (ja) | ||
| JPH0738556B2 (ja) | 積分回路 | |
| JPS62160808A (ja) | 積分回路 | |
| JP3030193B2 (ja) | フィルタ調整回路およびそれを用いたｙ／ｃ分離回路 | |
| JPH08148954A (ja) | 利得可変増幅器 | |
| JPH0832369A (ja) | 電流出力型増幅器及びこれを用いたアクティブフィルタ | |
| JP3070714B2 (ja) | フィルタ回路 |