JPH0779131A - 移相器 - Google Patents
移相器Info
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- JPH0779131A JPH0779131A JP22301293A JP22301293A JPH0779131A JP H0779131 A JPH0779131 A JP H0779131A JP 22301293 A JP22301293 A JP 22301293A JP 22301293 A JP22301293 A JP 22301293A JP H0779131 A JPH0779131 A JP H0779131A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 移相器の広帯域動作化及びモノリシック集積
化を目的とする。 【構成】 振幅・極性可変回路５，６を２つ用い、一方
の振幅・極性可変回路６の出力を９０度位相変移回路７
を用いてもう一方の振幅・極性可変回路５の出力に対し
て９０度位相をずらし、それらを合成回路８で足し合わ
せる。
化を目的とする。 【構成】 振幅・極性可変回路５，６を２つ用い、一方
の振幅・極性可変回路６の出力を９０度位相変移回路７
を用いてもう一方の振幅・極性可変回路５の出力に対し
て９０度位相をずらし、それらを合成回路８で足し合わ
せる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は制御信号に応じて信号の
位相量を変られ、モノリシックＩＣに集積できる移相器
に関する。
位相量を変られ、モノリシックＩＣに集積できる移相器
に関する。
【０００２】
【従来の技術】移相器は高周波帯等における信号の変調
・復調や再生中継器における識別回路の入力データ信号
とクロック信号との位相の整合等に幅広く使われてい
る。
・復調や再生中継器における識別回路の入力データ信号
とクロック信号との位相の整合等に幅広く使われてい
る。
【０００３】従来の移相器の例を図５に示す（文献例：
“１０ＧＨｚ ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴモノリシック可変
位相器ＩＣ”，１９９３年電子情報通信学会春季大会Ｃ
−５５３）。この移相器は方向性結合器の２つの端子に
バラクタダイオードを接続したもので、図５において１
は入力端子、２は出力端子、３５は制御端子、３６は方
向性結合器、３７，３８はバラクタダイオードを示す。
“１０ＧＨｚ ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴモノリシック可変
位相器ＩＣ”，１９９３年電子情報通信学会春季大会Ｃ
−５５３）。この移相器は方向性結合器の２つの端子に
バラクタダイオードを接続したもので、図５において１
は入力端子、２は出力端子、３５は制御端子、３６は方
向性結合器、３７，３８はバラクタダイオードを示す。
【０００４】制御端子３５にＤＣ電圧を加えると電位に
よりバラクタダイオード３７，３８の容量が変化し、こ
の容量変化により方向性結合器３６とバラクタダイオー
ドの接続点での反射の位相が変化する。
よりバラクタダイオード３７，３８の容量が変化し、こ
の容量変化により方向性結合器３６とバラクタダイオー
ドの接続点での反射の位相が変化する。
【０００５】バラクタダイオード３７、３８の容量をＣ
とすると、接続点での反射係数Γは方向性結合器３６の
特性インピーダンスをＺ0 、周波数をωとして、 Γ＝（１−ｊ＊ω＊Ｃ＊Ｚ0 ）／（１＋ｊ＊ω＊Ｃ＊Ｚ0 ） ＝ｅｘｐ（−２＊ｊ＊φ） （φ＝ｔａｎ-1（ω＊Ｃ＊Ｚ0 ）） （１） となる（ｊは虚数単位）。（１）式において、Ｃの変化
と共にφが変化するため、出力端子２での位相を変化さ
せることができる。
とすると、接続点での反射係数Γは方向性結合器３６の
特性インピーダンスをＺ0 、周波数をωとして、 Γ＝（１−ｊ＊ω＊Ｃ＊Ｚ0 ）／（１＋ｊ＊ω＊Ｃ＊Ｚ0 ） ＝ｅｘｐ（−２＊ｊ＊φ） （φ＝ｔａｎ-1（ω＊Ｃ＊Ｚ0 ）） （１） となる（ｊは虚数単位）。（１）式において、Ｃの変化
と共にφが変化するため、出力端子２での位相を変化さ
せることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術におけ
る移相器では、方向性結合器３６を構成するマイクロス
トリップ線路の長さがλ／４（λ：波長）であるため、
１ＧＨｚ程度の周波数で利用しようとしたとき、マイク
ロストリップ線路の長さが約２５ｍｍとなり、モノリシ
ックでの集積化が困難である。
る移相器では、方向性結合器３６を構成するマイクロス
トリップ線路の長さがλ／４（λ：波長）であるため、
１ＧＨｚ程度の周波数で利用しようとしたとき、マイク
ロストリップ線路の長さが約２５ｍｍとなり、モノリシ
ックでの集積化が困難である。
【０００７】またバラクタダイオード３７、３８の容量
可変幅が有限であるため、（１）式で定義される位相可
変範囲も制限されるといった課題がある。
可変幅が有限であるため、（１）式で定義される位相可
変範囲も制限されるといった課題がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
めの手段の要旨は以下の４項に存する。
めの手段の要旨は以下の４項に存する。
【０００９】［１］ ２つに分岐された入力信号の一方
が入力され、第１の振幅・極性制御電圧に基づいて、該
入力信号の振幅及び極性を変える第１の振幅・極性可変
回路と、該入力信号の他方が入力され、第２の振幅・極
性制御電圧に基づいて、該入力信号の振幅及び極性を変
える第２の振幅・極性可変回路と、前記第２の振幅・極
性可変回路において生成された振幅・極性可変信号を入
力信号とし、該入力信号に対しその出力信号の位相を９
０度変える９０度位相変移回路と、前記９０度位相変移
回路において生成された９０度位相変移信号及び前記第
１の振幅・極性可変回路において生成された振幅・極性
可変信号を合成した位相可変信号を生成する合成回路と
を備えて成ることを特徴とする移相器。
が入力され、第１の振幅・極性制御電圧に基づいて、該
入力信号の振幅及び極性を変える第１の振幅・極性可変
回路と、該入力信号の他方が入力され、第２の振幅・極
性制御電圧に基づいて、該入力信号の振幅及び極性を変
える第２の振幅・極性可変回路と、前記第２の振幅・極
性可変回路において生成された振幅・極性可変信号を入
力信号とし、該入力信号に対しその出力信号の位相を９
０度変える９０度位相変移回路と、前記９０度位相変移
回路において生成された９０度位相変移信号及び前記第
１の振幅・極性可変回路において生成された振幅・極性
可変信号を合成した位相可変信号を生成する合成回路と
を備えて成ることを特徴とする移相器。
【００１０】［２］ 第１のトランジスタ（１４）のエ
ミッタと第２のトランジスタ（１５）のエミッタとが第
３のトランジスタ（１２）のコレクタに共通に接続さ
れ、第４のトランジスタ（１６）のエミッタと第５のト
ランジスタ（１７）のエミッタとが第６のトランジスタ
（１３）のコレクタに共通に接続され、第３のトランジ
スタ（１２）のエミッタと第６のトランジスタ（１３）
のエミッタとが電流源（４０）に共通に接続され、更に
電流源（４０）を介して電源ＶＥＥに接続され、第３の
トランジスタ（１２）のベースが信号入力端子Ｖｉｎ
（９）に接続され、第１のトランジスタ（１４）のベー
スと第５のトランジスタ（１７）のベースとが振幅・極
性制御端子Ｖｃ（１１）に接続され、第２のトランジス
タ（１５）のベースと第４のトランジスタ（１６）のベ
ースとが共通に接続され、更に電源Ｖａを介して接地さ
れ、第１のトランジスタ（１４）のコレクタが第１の抵
抗ＲＬ（１８）を介して電源ＶＣＣに接続され、第５の
トランジスタ（１７）のコレクタが第２の抵抗ＲＬ（１
９）を介して電源ＶＣＣに接続され、第４のトランジス
タ（１６）のコレクタが振幅・極性可変回路出力端子
（１０）に接続されることにより前記第１及び第２の振
幅・極性可変回路がそれぞれ構成されていることを特徴
とする請求項１に記載の移相器。
ミッタと第２のトランジスタ（１５）のエミッタとが第
３のトランジスタ（１２）のコレクタに共通に接続さ
れ、第４のトランジスタ（１６）のエミッタと第５のト
ランジスタ（１７）のエミッタとが第６のトランジスタ
（１３）のコレクタに共通に接続され、第３のトランジ
スタ（１２）のエミッタと第６のトランジスタ（１３）
のエミッタとが電流源（４０）に共通に接続され、更に
電流源（４０）を介して電源ＶＥＥに接続され、第３の
トランジスタ（１２）のベースが信号入力端子Ｖｉｎ
（９）に接続され、第１のトランジスタ（１４）のベー
スと第５のトランジスタ（１７）のベースとが振幅・極
性制御端子Ｖｃ（１１）に接続され、第２のトランジス
タ（１５）のベースと第４のトランジスタ（１６）のベ
ースとが共通に接続され、更に電源Ｖａを介して接地さ
れ、第１のトランジスタ（１４）のコレクタが第１の抵
抗ＲＬ（１８）を介して電源ＶＣＣに接続され、第５の
トランジスタ（１７）のコレクタが第２の抵抗ＲＬ（１
９）を介して電源ＶＣＣに接続され、第４のトランジス
タ（１６）のコレクタが振幅・極性可変回路出力端子
（１０）に接続されることにより前記第１及び第２の振
幅・極性可変回路がそれぞれ構成されていることを特徴
とする請求項１に記載の移相器。
【００１１】［３］ 第１の容量（２２）の一方の端子
が信号入力端子（２０）に接続され、第１の容量（２
２）の他方の端子と第１の抵抗（２３）の一方の端子が
出力端子（２１）に接続され、第１の抵抗（２３）の他
方の端子が接地されることにより前記９０度位相変移回
路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
移相器。
が信号入力端子（２０）に接続され、第１の容量（２
２）の他方の端子と第１の抵抗（２３）の一方の端子が
出力端子（２１）に接続され、第１の抵抗（２３）の他
方の端子が接地されることにより前記９０度位相変移回
路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
移相器。
【００１２】［４］ 第１の抵抗（３３）の一方の端子
が信号入力端子（２０）に接続され、第１の抵抗（３
３）の他方の端子と第１の容量（３４）の一方の端子が
出力端子（２１）に接続され、第１の容量（３４）の他
方の端子が接地されることにより前記９０度位相変移回
路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
移相器。
が信号入力端子（２０）に接続され、第１の抵抗（３
３）の他方の端子と第１の容量（３４）の一方の端子が
出力端子（２１）に接続され、第１の容量（３４）の他
方の端子が接地されることにより前記９０度位相変移回
路が構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
移相器。
【００１３】
【作用】本発明の概念を説明するためのブロック図を図
１に示す。また、本発明の回路の動作原理は図２に示す
信号のベクトル図で表される。図２でａ１は第１の振幅
・極性可変回路５の出力信号を示し、ａ２は９０度位相
変移回路７の出力信号を示し、Ｖｏｕｔは合成回路８の
出力信号を示し、Ｖｃ１，Ｖｃ２は振幅・極性制御電圧
を示す。ａ２は、９０度位相変移回路７の出力信号であ
るから、ａ１に対して位相が９０度変化している。また
Ｖｏｕｔはベクトルａ１とａ２の和で表される。ａ１と
ａ２の振幅は第１の振幅・極性可変回路５と第２の振幅
・極性可変回路６でそれぞれ変えられるから、例えば図
２（ａ）に示すように、ａ１とａ２の振幅をａ１’，ａ
２’に変化させてＶｏｕｔの位相をＶ’ｏｕｔに変化さ
せることができる。
１に示す。また、本発明の回路の動作原理は図２に示す
信号のベクトル図で表される。図２でａ１は第１の振幅
・極性可変回路５の出力信号を示し、ａ２は９０度位相
変移回路７の出力信号を示し、Ｖｏｕｔは合成回路８の
出力信号を示し、Ｖｃ１，Ｖｃ２は振幅・極性制御電圧
を示す。ａ２は、９０度位相変移回路７の出力信号であ
るから、ａ１に対して位相が９０度変化している。また
Ｖｏｕｔはベクトルａ１とａ２の和で表される。ａ１と
ａ２の振幅は第１の振幅・極性可変回路５と第２の振幅
・極性可変回路６でそれぞれ変えられるから、例えば図
２（ａ）に示すように、ａ１とａ２の振幅をａ１’，ａ
２’に変化させてＶｏｕｔの位相をＶ’ｏｕｔに変化さ
せることができる。
【００１４】また、本発明における振幅・極性可変回路
５、６では極性も可変であるから、図２（ｂ）〜（ｄ）
に示すようにａ１、ａ２の極性も変化させてＶｏｕｔの
位相を３６０度にわたって任意に変えられる。
５、６では極性も可変であるから、図２（ｂ）〜（ｄ）
に示すようにａ１、ａ２の極性も変化させてＶｏｕｔの
位相を３６０度にわたって任意に変えられる。
【００１５】
【実施例】以下に本発明における実施例を説明する。本
発明の第１の実施例は、作用の欄で説明したブロック図
と同じ構成である。図３（ａ）に振幅・極性可変回路
５，６の第１の具体例を示す。
発明の第１の実施例は、作用の欄で説明したブロック図
と同じ構成である。図３（ａ）に振幅・極性可変回路
５，６の第１の具体例を示す。
【００１６】図３（ａ）において、９は入力端子、１０
は出力端子、１１は制御端子、１２，１３は第１の差動
対を構成するトランジスタ、１４，１５は第２の差動対
を構成するトランジスタ、１６，１７は第３の差動対を
構成するトランジスタ、１８，１９は負荷抵抗（ＲＬ）
をそれぞれ示す。
は出力端子、１１は制御端子、１２，１３は第１の差動
対を構成するトランジスタ、１４，１５は第２の差動対
を構成するトランジスタ、１６，１７は第３の差動対を
構成するトランジスタ、１８，１９は負荷抵抗（ＲＬ）
をそれぞれ示す。
【００１７】入力信号は、第１の差動対により、逆相の
差動電流Ｉ、−Ｉになる。これらの差動電流は第２と第
３の差動対により、それぞれ分流される。
差動電流Ｉ、−Ｉになる。これらの差動電流は第２と第
３の差動対により、それぞれ分流される。
【００１８】トランジスタ１４，１５及びトランジスタ
１７，１８の分流比をα：１−α（０≦α≦１）とする
と、出力端子１０での出力（Ｖｏｕｔ）は、 Ｖｏｕｔ＝（α＊Ｉ＋（１−α）＊（−Ｉ））＊ＲＬ ＝（２＊α−１）＊Ｉ＊ＲＬ （２） である。
１７，１８の分流比をα：１−α（０≦α≦１）とする
と、出力端子１０での出力（Ｖｏｕｔ）は、 Ｖｏｕｔ＝（α＊Ｉ＋（１−α）＊（−Ｉ））＊ＲＬ ＝（２＊α−１）＊Ｉ＊ＲＬ （２） である。
【００１９】制御端子１１の振幅・極性制御電圧Ｖｃに
よってαは０〜１の範囲で変化するため、（２）式は、 −Ｉ＊ＲＬ≦Ｖｏｕｔ≦Ｉ＊ＲＬ の範囲で変化する。よって、振幅・極性可変回路の出力
は振幅のみでなく、極性も変化する。またαははＶｃ及
びＶａによって決定できる。
よってαは０〜１の範囲で変化するため、（２）式は、 −Ｉ＊ＲＬ≦Ｖｏｕｔ≦Ｉ＊ＲＬ の範囲で変化する。よって、振幅・極性可変回路の出力
は振幅のみでなく、極性も変化する。またαははＶｃ及
びＶａによって決定できる。
【００２０】図３（ｂ）に第１の実施例における９０度
位相変移回路７を示す。図３（ｂ）において２０は入力
端子、２１は出力端子、２２は容量、２３は抵抗をそれ
ぞれ示す。容量２２と抵抗２３による微分回路により、
正弦波入力の位相を９０度進ませる。容量値を０．１ｐ
Ｆ、抵抗値を１００Ωにして試作した結果、入力信号に
対して、位相が９０度進んだ出力信号が得られた。
位相変移回路７を示す。図３（ｂ）において２０は入力
端子、２１は出力端子、２２は容量、２３は抵抗をそれ
ぞれ示す。容量２２と抵抗２３による微分回路により、
正弦波入力の位相を９０度進ませる。容量値を０．１ｐ
Ｆ、抵抗値を１００Ωにして試作した結果、入力信号に
対して、位相が９０度進んだ出力信号が得られた。
【００２１】図３（ｃ）に合成回路８の具体例を示す。
図３（ｃ）において２４は入力端子１、２５は入力端子
２、２６は出力端子、２７，２８は第１の差動対を構成
するトランジスタ、２９，３０は第２の差動対を構成す
るトランジスタ、３１，３２は負荷抵抗をそれぞれ示
す。
図３（ｃ）において２４は入力端子１、２５は入力端子
２、２６は出力端子、２７，２８は第１の差動対を構成
するトランジスタ、２９，３０は第２の差動対を構成す
るトランジスタ、３１，３２は負荷抵抗をそれぞれ示
す。
【００２２】入力端子２４には一方の振幅・極性可変回
路５の出力を接続し、入力端子２５には９０度位相変移
回路７からの出力を接続する。出力端子２６には入力端
子２４と入力端子２５に入力した信号の和が現れる。
路５の出力を接続し、入力端子２５には９０度位相変移
回路７からの出力を接続する。出力端子２６には入力端
子２４と入力端子２５に入力した信号の和が現れる。
【００２３】第１の実施例に基づいて回路試作を行った
結果、図５の従来の移相器では１６０度の可変幅しか得
られなかったのに対して、第１の実施例の移相器では第
１と第２の振幅・極性可変回路５、６のそれぞれの振幅
・極性制御電圧を適度に調整することにより、３６０度
の位相可変を実現できた。
結果、図５の従来の移相器では１６０度の可変幅しか得
られなかったのに対して、第１の実施例の移相器では第
１と第２の振幅・極性可変回路５、６のそれぞれの振幅
・極性制御電圧を適度に調整することにより、３６０度
の位相可変を実現できた。
【００２４】本発明の第２の実施例もブロック図で表わ
すと図１と同じブロック図になる。第２の実施例では９
０度位相変移回路７だけが第１に実施例とは異なる。図
４は第２の実施例における９０度位相変移回路７を説明
した図である。ここでは第１の実施例における９０度位
相変移回路の容量と抵抗を入れ換えて積分回路を構成す
ることにより第２の実施例における９０度位相変移回路
７を得ており、ここで９０度位相を遅らせる。
すと図１と同じブロック図になる。第２の実施例では９
０度位相変移回路７だけが第１に実施例とは異なる。図
４は第２の実施例における９０度位相変移回路７を説明
した図である。ここでは第１の実施例における９０度位
相変移回路の容量と抵抗を入れ換えて積分回路を構成す
ることにより第２の実施例における９０度位相変移回路
７を得ており、ここで９０度位相を遅らせる。
【００２５】図４の構成では、容量がグランドと接続さ
れるため、ＩＣのマスクレイアウトを考えた場合、比較
的容量の大きなものが作り易く、その分、積分回路を構
成し易くなるといった特徴を有する。容量値を１０ｐ
Ｆ、抵抗値を１００Ωにして試作した結果、入力信号に
対して、位相が９０度進遅れた出力信号が得られた。
れるため、ＩＣのマスクレイアウトを考えた場合、比較
的容量の大きなものが作り易く、その分、積分回路を構
成し易くなるといった特徴を有する。容量値を１０ｐ
Ｆ、抵抗値を１００Ωにして試作した結果、入力信号に
対して、位相が９０度進遅れた出力信号が得られた。
【００２６】以上の実施例における回路では、トランジ
スタとしてＮＰＮバイポーラトランジスタを用いて説明
を行ったが、トランジスタとしてＰＮＰバイポーラトラ
ンジスタ又はＦＥＴを用いてもよい。
スタとしてＮＰＮバイポーラトランジスタを用いて説明
を行ったが、トランジスタとしてＰＮＰバイポーラトラ
ンジスタ又はＦＥＴを用いてもよい。
【００２７】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、位相の可変範囲を３６０度にでき、動作周波数に制
限がなく広帯域な移相器を構成できる。また集中定数回
路で設計できるため、モノリシック集積化が可能とな
る。
ば、位相の可変範囲を３６０度にでき、動作周波数に制
限がなく広帯域な移相器を構成できる。また集中定数回
路で設計できるため、モノリシック集積化が可能とな
る。
【図１】本発明の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の移相器の動作原理を説明するための図
である。
である。
【図３】本発明の第１の実施例の振幅・極性可変回路を
トランジスタで実現した例を示す回路図である。
トランジスタで実現した例を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施例における９０度位相変移
回路を具体化した例を示す回路図である。
回路を具体化した例を示す回路図である。
【図５】従来の移相器を示す回路図である。
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３，４ 制御端子 ５，６ 振幅・極性可変回路 ７ ９０度位相変移回路 ８ 合成回路 ９ 振幅・極性可変回路入力端子 １０ 振幅・極性可変回路出力端子 １１ 振幅・極性可変回路制御端子 １２〜１７，２７〜３０ トランジスタ １８，１９，２３，３１，３２，３３ 抵抗 ２０ ９０度位相変移回路入力端子 ２１ ９０度位相変移回路出力端子 ２２，３４ 容量 ２４，２５ 合成回路入力端子 ２５ 合成回路出力端子 ３５ 制御端子 ３６ 方向性結合器 ３７，３８ バラクタダイオード ４０，４２，４４ 電流源 Ｖａ，ＶＥＥ，ＶＣＣ 電源
Claims (4)
- 【請求項１】 ２つに分岐された入力信号の一方が入力
され、第１の振幅・極性制御電圧に基づいて、該入力信
号の振幅及び極性を変える第１の振幅・極性可変回路
と、 該入力信号の他方が入力され、第２の振幅・極性制御電
圧に基づいて、該入力信号の振幅及び極性を変える第２
の振幅・極性可変回路と、 前記第２の振幅・極性可変回路において生成された振幅
・極性可変信号を入力信号とし、該入力信号に対しその
出力信号の位相を９０度変える９０度位相変移回路と、 前記９０度位相変移回路において生成された９０度位相
変移信号及び前記第１の振幅・極性可変回路において生
成された振幅・極性可変信号を合成した位相可変信号を
生成する合成回路とを備えて成ることを特徴とする移相
器。 - 【請求項２】 第１のトランジスタ（１４）のエミッタ
と第２のトランジスタ（１５）のエミッタとが第３のト
ランジスタ（１２）のコレクタに共通に接続され、 第４のトランジスタ（１６）のエミッタと第５のトラン
ジスタ（１７）のエミッタとが第６のトランジスタ（１
３）のコレクタに共通に接続され、 第３のトランジスタ（１２）のエミッタと第６のトラン
ジスタ（１３）のエミッタとが電流源（４０）に共通に
接続され、更に電流源（４０）を介して電源ＶＥＥに接
続され、 第３のトランジスタ（１２）のベースが信号入力端子Ｖ
ｉｎ（９）に接続され、 第１のトランジスタ（１４）のベースと第５のトランジ
スタ（１７）のベースとが振幅・極性制御端子Ｖｃ（１
１）に接続され、 第２のトランジスタ（１５）のベースと第４のトランジ
スタ（１６）のベースとが共通に接続され、更に電源Ｖ
ａを介して接地され、 第１のトランジスタ（１４）のコレクタが第１の抵抗Ｒ
Ｌ（１８）を介して電源ＶＣＣに接続され、 第５のトランジスタ（１７）のコレクタが第２の抵抗Ｒ
Ｌ（１９）を介して電源ＶＣＣに接続され、 第４のトランジスタ（１６）のコレクタが振幅・極性可
変回路出力端子（１０）に接続されることにより前記第
１及び第２の振幅・極性可変回路がそれぞれ構成されて
いることを特徴とする請求項１に記載の移相器。 - 【請求項３】 第１の容量（２２）の一方の端子が信号
入力端子（２０）に接続され、第１の容量（２２）の他
方の端子と第１の抵抗（２３）の一方の端子が出力端子
（２１）に接続され、第１の抵抗（２３）の他方の端子
が接地されることにより前記９０度位相変移回路が構成
されていることを特徴とする請求項１に記載の移相器。 - 【請求項４】 第１の抵抗（３３）の一方の端子が信号
入力端子（２０）に接続され、第１の抵抗（３３）の他
方の端子と第１の容量（３４）の一方の端子が出力端子
（２１）に接続され、第１の容量（３４）の他方の端子
が接地されることにより前記９０度位相変移回路が構成
されていることを特徴とする請求項１に記載の移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22301293A JPH0779131A (ja) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | 移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22301293A JPH0779131A (ja) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | 移相器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0779131A true JPH0779131A (ja) | 1995-03-20 |
Family
ID=16791455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22301293A Pending JPH0779131A (ja) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | 移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0779131A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010021280A1 (ja) * | 2008-08-18 | 2010-02-25 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62210714A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-09-16 | Toshiba Corp | 振幅補正回路 |
| JPH0476528A (ja) * | 1990-07-18 | 1992-03-11 | Brother Ind Ltd | 複写装置 |
-
1993
- 1993-09-08 JP JP22301293A patent/JPH0779131A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62210714A (ja) * | 1986-03-12 | 1987-09-16 | Toshiba Corp | 振幅補正回路 |
| JPH0476528A (ja) * | 1990-07-18 | 1992-03-11 | Brother Ind Ltd | 複写装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2010021280A1 (ja) * | 2008-08-18 | 2010-02-25 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
| JP5266325B2 (ja) * | 2008-08-18 | 2013-08-21 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
| US8687968B2 (en) | 2008-08-18 | 2014-04-01 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Vector sum phase shifter, optical transceiver, and control circuit |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19970902 |