JPH078133B2 - サイリスタのゲート駆動装置 - Google Patents
サイリスタのゲート駆動装置Info
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- JPH078133B2 JPH078133B2 JP1021884A JP2188489A JPH078133B2 JP H078133 B2 JPH078133 B2 JP H078133B2 JP 1021884 A JP1021884 A JP 1021884A JP 2188489 A JP2188489 A JP 2188489A JP H078133 B2 JPH078133 B2 JP H078133B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、インバータ等の電力変換器に使用されるサイ
リスタのゲート駆動に係り、特に多数のサイリスタのゲ
ート駆動に好適な装置に関する。
リスタのゲート駆動に係り、特に多数のサイリスタのゲ
ート駆動に好適な装置に関する。
＜従来の技術＞ 近年、サイリスタを使用した電力変換装置は大容量化が
めざましく、特に核融合装置等においてはますます高電
圧、大電流化が図られている。これに対し、サイリスタ
の大容量化は電力変換装置の大容量化に追いつかず、多
数のサイリスタを直・並列接続したり、多相化したりし
て大容量化に対応しているため、１つの装置で数100個
のサイリスタを使用したものもめずらしくないのが現状
である。
めざましく、特に核融合装置等においてはますます高電
圧、大電流化が図られている。これに対し、サイリスタ
の大容量化は電力変換装置の大容量化に追いつかず、多
数のサイリスタを直・並列接続したり、多相化したりし
て大容量化に対応しているため、１つの装置で数100個
のサイリスタを使用したものもめずらしくないのが現状
である。
このような多数のサイリスタを使用した大電力変換装置
においては、そのゲート駆動装置も大形化し、発熱の増
大、信頼性の低下を招くという問題を有している。
においては、そのゲート駆動装置も大形化し、発熱の増
大、信頼性の低下を招くという問題を有している。
これら多数のサイリスタを使用する場合のゲート電流の
条件は、ターンオン時のバラツキを防止するため、立上
りが急峻な大電流のゲートパルスと、他相のサイリスタ
のターンオン時の振動電流によるターンオフを防止する
ため、小電流で長い時間幅を有したゲートパルスとが最
も重要な点となる。
条件は、ターンオン時のバラツキを防止するため、立上
りが急峻な大電流のゲートパルスと、他相のサイリスタ
のターンオン時の振動電流によるターンオフを防止する
ため、小電流で長い時間幅を有したゲートパルスとが最
も重要な点となる。
この種の装置としては例えば第３図及び第４図に示すよ
うなものが提案されている。前者（第３図）のものは、
２つの直流電源Ea,Eb（但しEa＞Eb）に、直列抵抗Ra,Rb
及びダイオードDa,Dbを介して、コンデンサCaを接続
し、このコンデンサCaの端子間に、ゲートトランスTaの
１次巻線をトランジスタQaを介して接続し、上記１次巻
線の端子間にダイオードDcを挿入して構成されている。
うなものが提案されている。前者（第３図）のものは、
２つの直流電源Ea,Eb（但しEa＞Eb）に、直列抵抗Ra,Rb
及びダイオードDa,Dbを介して、コンデンサCaを接続
し、このコンデンサCaの端子間に、ゲートトランスTaの
１次巻線をトランジスタQaを介して接続し、上記１次巻
線の端子間にダイオードDcを挿入して構成されている。
そして、上記トランジスタQaがしゃ断状態においては、
コンデンサCaは直流電源EaによりEaが充電されており、
トランジスタQaが導通状態になると、コンデンサCaの電
荷はゲートトランスTaの１次巻線を通して放電する。抵
抗Raは十分大きい値に設定されているため、直流電源Ea
からの供給電流はコンデンサCaの放電電流に比して十分
小さい。コンデンサCaの端子電圧が直流電源Ebと等しく
なると、ゲートトランスTaの通電電流iTaは直流電源Eb
より供給され、トランジスタQaの導通期間流し続けるこ
とにより、第３図（ｂ）に示すように、立上りの電流が
大きく、広幅の電流が小さいゲートパルス信号をサイリ
スタThaに供給するようにしたものである。
コンデンサCaは直流電源EaによりEaが充電されており、
トランジスタQaが導通状態になると、コンデンサCaの電
荷はゲートトランスTaの１次巻線を通して放電する。抵
抗Raは十分大きい値に設定されているため、直流電源Ea
からの供給電流はコンデンサCaの放電電流に比して十分
小さい。コンデンサCaの端子電圧が直流電源Ebと等しく
なると、ゲートトランスTaの通電電流iTaは直流電源Eb
より供給され、トランジスタQaの導通期間流し続けるこ
とにより、第３図（ｂ）に示すように、立上りの電流が
大きく、広幅の電流が小さいゲートパルス信号をサイリ
スタThaに供給するようにしたものである。
また、後者（第４図）のものは、直流電源Ecに、ダイオ
ードDdと直列抵抗RcとコンデンサCbからなる直列回路
と、ダイオードDeと直流リアクトルLaとトランジスタQb
からなる直列回路とを接続し、上記抵抗Rcとコンデンサ
Cbの接続点と、直流リアクトルLaとトランジスタQbの接
続点との間に設けたダイオードDfの両端子をゲートトラ
ンスTbの１次巻線に接続して構成されている。
ードDdと直列抵抗RcとコンデンサCbからなる直列回路
と、ダイオードDeと直流リアクトルLaとトランジスタQb
からなる直列回路とを接続し、上記抵抗Rcとコンデンサ
Cbの接続点と、直流リアクトルLaとトランジスタQbの接
続点との間に設けたダイオードDfの両端子をゲートトラ
ンスTbの１次巻線に接続して構成されている。
そして、コンデンサCbがEd（Ed＞Ec）に充電されている
ものと仮定すると、トランジスタQbの導通により、コン
デンサCbの電荷はゲートトランスTbの１次巻線を通して
放電する。放電はコンデンサCbの電圧が直流電源Ecと等
しくなるまで続き、その後はダイオードDdが導通して直
流電源Ecにより、ゲートトランスTbの１次巻線には抵抗
Rcを介して通電電流iTbが流れて、第４図（ｂ）に示す
ように、立上りの電流が大きく広幅の電流が小さいゲー
トパルス信号をサイリスタThbに供給する。一方、トラ
ンジスタQbが導通状態になったときから、直流リアクト
ルLaには直流電源Ecにより電流iLaが流れ始め、この電
流iLaは時間の経過と共に増加する。トランジスタQbが
しゃ断状態になると、直流リアクトルLaによる電流i
La、即ち、インダクタンス分に蓄積された励磁エネルギ
ーによる電流はダイオードDfを通ってコンデンサCbを充
電し、コンデンサCbの端子電圧をEdに上昇させる（特公
昭63−37712号公報）。
ものと仮定すると、トランジスタQbの導通により、コン
デンサCbの電荷はゲートトランスTbの１次巻線を通して
放電する。放電はコンデンサCbの電圧が直流電源Ecと等
しくなるまで続き、その後はダイオードDdが導通して直
流電源Ecにより、ゲートトランスTbの１次巻線には抵抗
Rcを介して通電電流iTbが流れて、第４図（ｂ）に示す
ように、立上りの電流が大きく広幅の電流が小さいゲー
トパルス信号をサイリスタThbに供給する。一方、トラ
ンジスタQbが導通状態になったときから、直流リアクト
ルLaには直流電源Ecにより電流iLaが流れ始め、この電
流iLaは時間の経過と共に増加する。トランジスタQbが
しゃ断状態になると、直流リアクトルLaによる電流i
La、即ち、インダクタンス分に蓄積された励磁エネルギ
ーによる電流はダイオードDfを通ってコンデンサCbを充
電し、コンデンサCbの端子電圧をEdに上昇させる（特公
昭63−37712号公報）。
＜発明が解決しようとする課題＞ しかし乍ら、前者のものにあっては、ゲートパルス信号
を供給するためには、コンデンサCaの端子電圧をEaま
で、抵抗Raを通して直流電源Eaにより充電しなければな
らず、抵抗Raには、1/2Ca・（Ea−Eb）２のエネルギー
を要することになって、多数のサイリスタをゲート駆動
する場合は容量、発熱が大きくなるという問題を有して
いる。また、ゲートトランスTaに蓄積された励磁エネル
ギーによる電流は、トランジスタQaがしゃ断状態になる
と、ダイオードDcを介して還流して減少せしめるように
なっているので、発熱が大となり、しかも励磁インダク
タンスＬと巻線抵抗ＲとのL/R時定数を有して減少する
ため急激に零にならず、このため、繰り返し頻度が高い
場合、次のゲートパルス信号の供給時にゲートトランス
が磁気飽和して所望のゲートパルス信号を供給すること
ができず、多数のサイリスタのターンオンにバラツキを
生ずるおそれを有し、信頼性を低下するという問題を有
している。
を供給するためには、コンデンサCaの端子電圧をEaま
で、抵抗Raを通して直流電源Eaにより充電しなければな
らず、抵抗Raには、1/2Ca・（Ea−Eb）２のエネルギー
を要することになって、多数のサイリスタをゲート駆動
する場合は容量、発熱が大きくなるという問題を有して
いる。また、ゲートトランスTaに蓄積された励磁エネル
ギーによる電流は、トランジスタQaがしゃ断状態になる
と、ダイオードDcを介して還流して減少せしめるように
なっているので、発熱が大となり、しかも励磁インダク
タンスＬと巻線抵抗ＲとのL/R時定数を有して減少する
ため急激に零にならず、このため、繰り返し頻度が高い
場合、次のゲートパルス信号の供給時にゲートトランス
が磁気飽和して所望のゲートパルス信号を供給すること
ができず、多数のサイリスタのターンオンにバラツキを
生ずるおそれを有し、信頼性を低下するという問題を有
している。
また、後者のものにあっては、ゲートトランス以外に同
程度の鉄心を要する直流リアクトルが必要となって、多
数のサイリスタをゲート駆動する場合は装置は大形化す
るという問題を有している。しかも、ゲートトランスに
蓄積されたエネルギーは利用されず、このため前者の場
合と同様、急激に零にならず、かつ、直流リアクトルの
励磁エネルギーは単にコンデンサを直流電源Ecより高い
電圧Edに充電する目的のみに使用されるようになってい
るので、これら電力損失が大となり、多数のサイリスタ
をゲート駆動するものになっては発熱が大きくなるとい
う問題を有している。また、コンデンサに充電させる電
圧Ed（Ed＞Ec）は直流リアクトルの励磁エネルギーによ
って行うようになっているので、最初のゲートパルス信
号は、コンデンサの端子電圧が直流電源Ecまでしか充電
されないため、立上りの電流が大きいパルスを得ること
ができるという問題を有し、しかも、一般の電源はサイ
リスタで負荷を「入」「切」及び位相制御するため、負
荷の「切」時間、即ちゲートのオフ期間は一定でなく、
この期間が長くなると、コンデンサの自己放電も加わっ
て、最初のゲートパルス信号は低くなり、多数のサイリ
スタをゲート駆動するものにあっては信頼性を著しく低
下するという問題を有している。さらに、コンデンサの
充電電圧Edは直流リアクトルの値とゲートパルス幅によ
って定まるため、充電電圧のバラツキが非常に大きくな
り、これを安定させるために、直流リアクトルの精度を
あげれば高価となり、パルス幅を一定にするための制御
回路も多相にあってはその調整に手間を要し、コストの
高いものにし、汎用性にも欠けるという問題を有してい
る。
程度の鉄心を要する直流リアクトルが必要となって、多
数のサイリスタをゲート駆動する場合は装置は大形化す
るという問題を有している。しかも、ゲートトランスに
蓄積されたエネルギーは利用されず、このため前者の場
合と同様、急激に零にならず、かつ、直流リアクトルの
励磁エネルギーは単にコンデンサを直流電源Ecより高い
電圧Edに充電する目的のみに使用されるようになってい
るので、これら電力損失が大となり、多数のサイリスタ
をゲート駆動するものになっては発熱が大きくなるとい
う問題を有している。また、コンデンサに充電させる電
圧Ed（Ed＞Ec）は直流リアクトルの励磁エネルギーによ
って行うようになっているので、最初のゲートパルス信
号は、コンデンサの端子電圧が直流電源Ecまでしか充電
されないため、立上りの電流が大きいパルスを得ること
ができるという問題を有し、しかも、一般の電源はサイ
リスタで負荷を「入」「切」及び位相制御するため、負
荷の「切」時間、即ちゲートのオフ期間は一定でなく、
この期間が長くなると、コンデンサの自己放電も加わっ
て、最初のゲートパルス信号は低くなり、多数のサイリ
スタをゲート駆動するものにあっては信頼性を著しく低
下するという問題を有している。さらに、コンデンサの
充電電圧Edは直流リアクトルの値とゲートパルス幅によ
って定まるため、充電電圧のバラツキが非常に大きくな
り、これを安定させるために、直流リアクトルの精度を
あげれば高価となり、パルス幅を一定にするための制御
回路も多相にあってはその調整に手間を要し、コストの
高いものにし、汎用性にも欠けるという問題を有してい
る。
本発明は、上述した点にかんがみてなされたもので、そ
の目的とするところは、立上りの急峻な大電流で、かつ
小電流の広幅を有したゲートパルス信号を省電力、小形
化を図って供給することができ、ゲート駆動の高信頼性
を図り、かつ、汎用性の高いものを提供することにあ
る。
の目的とするところは、立上りの急峻な大電流で、かつ
小電流の広幅を有したゲートパルス信号を省電力、小形
化を図って供給することができ、ゲート駆動の高信頼性
を図り、かつ、汎用性の高いものを提供することにあ
る。
＜課題を解決するための手段＞ 本発明は上記目的を達成するため、ゲートトランスの１
次側に、リセット巻線と駆動巻線とを直列に接続して配
設し、この両巻線の共通端に、一端が回路接地した放電
用コンデンサの他端を接続し、上記リセット巻線の他方
端に、アノードが回路接地したダイオードのカソードを
接続し、上記駆動巻線の他方端をスイッチング素子を介
して回路接地し、上記コンデンサの端子間には、充電用
抵抗を介して、第１の直流電源を接続すると共に、順方
向のダイオードを介して上記第１の直流電源より低い電
圧の第２の直流電源を接続して構成したことを特徴とす
る。
次側に、リセット巻線と駆動巻線とを直列に接続して配
設し、この両巻線の共通端に、一端が回路接地した放電
用コンデンサの他端を接続し、上記リセット巻線の他方
端に、アノードが回路接地したダイオードのカソードを
接続し、上記駆動巻線の他方端をスイッチング素子を介
して回路接地し、上記コンデンサの端子間には、充電用
抵抗を介して、第１の直流電源を接続すると共に、順方
向のダイオードを介して上記第１の直流電源より低い電
圧の第２の直流電源を接続して構成したことを特徴とす
る。
＜作 用＞ コンデンサは第１の直流電源の電圧まで充電され、スイ
ッチング素子が導通すると、コンデンサは、その電荷を
駆動巻線を通して放電し、立上りの急峻な大電流のゲー
ト電流を発生させ、コンデンサの端子電圧が第２の直流
電源の電圧と等しくなると、第２の直流電源により、ゲ
ートトランスを励磁して、広幅で小電流のゲート電流を
発生させて、サイリスタに立上りが急峻で広幅のゲート
パルス信号を供給する。スイッチング素子がしゃ断状態
になると、ゲートトランスの励磁エネルギーによる電流
はリセット巻線を通してコンデンサを充電して還流し、
急激に減少させて零にする。以降、ゲートパルス信号は
ゲートトランスの励磁エネルギーによって充電されたコ
ンデンサの放電と第２の直流電源によって供給される。
ッチング素子が導通すると、コンデンサは、その電荷を
駆動巻線を通して放電し、立上りの急峻な大電流のゲー
ト電流を発生させ、コンデンサの端子電圧が第２の直流
電源の電圧と等しくなると、第２の直流電源により、ゲ
ートトランスを励磁して、広幅で小電流のゲート電流を
発生させて、サイリスタに立上りが急峻で広幅のゲート
パルス信号を供給する。スイッチング素子がしゃ断状態
になると、ゲートトランスの励磁エネルギーによる電流
はリセット巻線を通してコンデンサを充電して還流し、
急激に減少させて零にする。以降、ゲートパルス信号は
ゲートトランスの励磁エネルギーによって充電されたコ
ンデンサの放電と第２の直流電源によって供給される。
＜実施例＞ 本発明の実施例を第１図及び第２図によって説明する。
第１図において、Th1,Th2,……Thnは図示しない負荷を
接続した主回路に挿入された多数のサイリスタである。
1,1,……は、第１の直流電源E1と、これよりも低い電圧
の第２の直流電源E2（E1＞E2）に接続されて、上記サイ
リスタTh1,Th2,……Thnのゲートにゲートパルス信号を
それぞれ出力するようにしたドライブ回路である。これ
は、２次側に出力巻線N3を設けたゲートトランスT1の１
次側に、リセット巻線N2と駆動巻線N1とを直列に接続し
て配設し、このリセット巻線N2と駆動巻線N1との共通端
（N2とN1の接続点）に、一端が回路接地した放電用コン
デンサC1の他端を接続し、上記リセット巻線N2の他方端
に、アノードが回路接地したダイオードD2のカソードを
接続し、上記駆動巻線N1の他方端に、エミッタが回路接
地したトランジスタQ1のコレクタを接続し、上記コンデ
ンサC1の端子間に、高抵抗の充電用抵抗R1を介して直流
電源E1を接続すると共に、順方向のダイオードD1を介し
て直流電源E2を接続して、ゲートトランスT1の出力巻線
N3からダイオードD3とゲート用抵抗R2を介して、ゲート
パルス信号を出力するようになっている。
第１図において、Th1,Th2,……Thnは図示しない負荷を
接続した主回路に挿入された多数のサイリスタである。
1,1,……は、第１の直流電源E1と、これよりも低い電圧
の第２の直流電源E2（E1＞E2）に接続されて、上記サイ
リスタTh1,Th2,……Thnのゲートにゲートパルス信号を
それぞれ出力するようにしたドライブ回路である。これ
は、２次側に出力巻線N3を設けたゲートトランスT1の１
次側に、リセット巻線N2と駆動巻線N1とを直列に接続し
て配設し、このリセット巻線N2と駆動巻線N1との共通端
（N2とN1の接続点）に、一端が回路接地した放電用コン
デンサC1の他端を接続し、上記リセット巻線N2の他方端
に、アノードが回路接地したダイオードD2のカソードを
接続し、上記駆動巻線N1の他方端に、エミッタが回路接
地したトランジスタQ1のコレクタを接続し、上記コンデ
ンサC1の端子間に、高抵抗の充電用抵抗R1を介して直流
電源E1を接続すると共に、順方向のダイオードD1を介し
て直流電源E2を接続して、ゲートトランスT1の出力巻線
N3からダイオードD3とゲート用抵抗R2を介して、ゲート
パルス信号を出力するようになっている。
次にサイリスタTh1に対する動作について説明する。
尚、サイリスタTh2,Th3,……Thnに対する動作は同様に
行われるので説明を省略する。
尚、サイリスタTh2,Th3,……Thnに対する動作は同様に
行われるので説明を省略する。
今、トランジスタQ1はしゃ断状態にあり、コンデンサC1
の電荷も零の状態で、直流電源E1,E2が供給されると、
コンデンサC1は、ダイオードD1が導通して直流電源E2に
より充電されると共に、直流電源E1により抵抗R1を介し
てC1R1時定数を有して充電され、充電電圧が直流電源E2
の電圧VE2より高くなると、上記ダイオードD1が不導通
となって、以降直流電源E1によりE1の電圧VE1に充電さ
れる。
の電荷も零の状態で、直流電源E1,E2が供給されると、
コンデンサC1は、ダイオードD1が導通して直流電源E2に
より充電されると共に、直流電源E1により抵抗R1を介し
てC1R1時定数を有して充電され、充電電圧が直流電源E2
の電圧VE2より高くなると、上記ダイオードD1が不導通
となって、以降直流電源E1によりE1の電圧VE1に充電さ
れる。
この状態において、第２図t0時点でトランジスタQ1が導
通すると、コンデンサC1はその電荷をゲートトランスT1
に放電し（第２図（ｅ））、これにより駆動巻線N1には
立上りの急峻なピーク値の高い電流iT1が流れ（第２図
（ｃ））、出力巻線N3からの立上りの急峻なピーク値の
高いゲート電流iGがダイオードD3と抵抗R2を介してサイ
リスタTh1のゲートに出力され（第２図（ｂ））、サイ
リスタTh1をターンオンさせる。
通すると、コンデンサC1はその電荷をゲートトランスT1
に放電し（第２図（ｅ））、これにより駆動巻線N1には
立上りの急峻なピーク値の高い電流iT1が流れ（第２図
（ｃ））、出力巻線N3からの立上りの急峻なピーク値の
高いゲート電流iGがダイオードD3と抵抗R2を介してサイ
リスタTh1のゲートに出力され（第２図（ｂ））、サイ
リスタTh1をターンオンさせる。
そして、上記コンデンサC1の放電は、その端子電圧が直
流電源E2の電圧VE2と等しくなるまで続き、（第２図t1
時点）、その後ダイオードD1が導通し、直流電源E2によ
り、ゲートトランスT1の駆動巻線N1に電流iT1を流す
（第２図（ｃ））、これにより、上記ゲート電流iGは、
サイリスタTh1のゲートトリガ電流IGPより十分高い値の
電流を、トランジスタQ1の導通期間（第２図（ａ））保
持して出力巻線３からサイリスタTh1のゲートに出力す
る（第２図（ｂ））。
流電源E2の電圧VE2と等しくなるまで続き、（第２図t1
時点）、その後ダイオードD1が導通し、直流電源E2によ
り、ゲートトランスT1の駆動巻線N1に電流iT1を流す
（第２図（ｃ））、これにより、上記ゲート電流iGは、
サイリスタTh1のゲートトリガ電流IGPより十分高い値の
電流を、トランジスタQ1の導通期間（第２図（ａ））保
持して出力巻線３からサイリスタTh1のゲートに出力す
る（第２図（ｂ））。
一方、上記トランジスタQ1が導通したときから、ゲート
トランスT1には、励磁電流iexが流れ、これは時間の経
過と共に増加する（第２図（ｃ））。
トランスT1には、励磁電流iexが流れ、これは時間の経
過と共に増加する（第２図（ｃ））。
トランジスタQ1が第２図t2時点でしゃ断状態になると、
上記励磁電流iexによってゲートトランスT1に蓄積され
た励磁エネルギーによる電流iT2は、リセット巻線N2を
通してN2→C1→D2→N2の経路で還流して流れ、コンデン
サC1を充電し、その端子電圧VC1を直流電源E1の電圧VE1
に充電する（第２図（ｅ））。同時に上記励磁エネルギ
ーはコンデンサC1の充電に利用されるため、その電流i
T2は急激に減少して零になる（第２図（ｃ））。
上記励磁電流iexによってゲートトランスT1に蓄積され
た励磁エネルギーによる電流iT2は、リセット巻線N2を
通してN2→C1→D2→N2の経路で還流して流れ、コンデン
サC1を充電し、その端子電圧VC1を直流電源E1の電圧VE1
に充電する（第２図（ｅ））。同時に上記励磁エネルギ
ーはコンデンサC1の充電に利用されるため、その電流i
T2は急激に減少して零になる（第２図（ｃ））。
以降、サイリスタTh1に対するゲートパルス信号は励磁
エネルギーによって充電されるコンデンサC1の放電と直
流電源E2によって行われることになる。
エネルギーによって充電されるコンデンサC1の放電と直
流電源E2によって行われることになる。
＜発明の効果＞ 本発明によれば、ゲートトランスの励磁エネルギーを有
効に利用してコンデンサを充電させるようになっている
ので、電力損失をきわめて小さくすることができ、多数
のサイリスタをゲート駆動するものであっても発熱をき
わめて少なくすることができる。しかも従来のようにエ
ネルギー充電器としての直列リアクトルも不要となって
装置を小形化、安価にすることができる。また第１の直
流電源（電圧の高い方の電源）はコンデンサの最初の充
電に利用しているだけであるので、充電用抵抗も高抵抗
に設定することができ、かつ、上記第１の直流電源より
電圧の低い第２の直流電源もサイリスタのゲートトリガ
電流を十分保持する値のゲート電流を出力するに十分な
電源であればよいので、電源容量も小形化することがで
き、消費電力もきわめて小さくすることができる。さら
に休止時にあっては第１の直流電源により充電されるた
め、安定したゲートパルス信号を的確に出力することが
でき、多数のサイリスタのゲートを駆動するものであっ
ても信頼性を一段と高いものにすることができる。さら
にまた、ゲートトランスの励磁エネルギーによる電流は
コンデンサを充電して還流せしめるようになっているの
で、急激に減少せしめ零にすることができ、ブリッジ接
続されて位相制御されるサイリスタのゲートをダブルパ
ルス駆動する場合であっても的確に所望のゲートパルス
信号を出力することができ、パルス幅が小さくなって励
磁エネルギーが減少しても第１の直流電源により補助充
電ができるので、パルス幅を一定にする必要は全くな
く、調整の手間も不要となって適用範囲を拡大し、汎用
性を一段と向上させたものとすることができる。
効に利用してコンデンサを充電させるようになっている
ので、電力損失をきわめて小さくすることができ、多数
のサイリスタをゲート駆動するものであっても発熱をき
わめて少なくすることができる。しかも従来のようにエ
ネルギー充電器としての直列リアクトルも不要となって
装置を小形化、安価にすることができる。また第１の直
流電源（電圧の高い方の電源）はコンデンサの最初の充
電に利用しているだけであるので、充電用抵抗も高抵抗
に設定することができ、かつ、上記第１の直流電源より
電圧の低い第２の直流電源もサイリスタのゲートトリガ
電流を十分保持する値のゲート電流を出力するに十分な
電源であればよいので、電源容量も小形化することがで
き、消費電力もきわめて小さくすることができる。さら
に休止時にあっては第１の直流電源により充電されるた
め、安定したゲートパルス信号を的確に出力することが
でき、多数のサイリスタのゲートを駆動するものであっ
ても信頼性を一段と高いものにすることができる。さら
にまた、ゲートトランスの励磁エネルギーによる電流は
コンデンサを充電して還流せしめるようになっているの
で、急激に減少せしめ零にすることができ、ブリッジ接
続されて位相制御されるサイリスタのゲートをダブルパ
ルス駆動する場合であっても的確に所望のゲートパルス
信号を出力することができ、パルス幅が小さくなって励
磁エネルギーが減少しても第１の直流電源により補助充
電ができるので、パルス幅を一定にする必要は全くな
く、調整の手間も不要となって適用範囲を拡大し、汎用
性を一段と向上させたものとすることができる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図はそ
の動作説明図、第３図は従来例を示したもので、同図
（ａ）は回路図、同図（ｂ）はその動作説明図、第４図
は他の従来例を示したもので同図（ａ）は回路図、同図
（ｂ）はその動作説明図である。 E1,E2:第１、第２の直流電源 R1:充電用抵抗、C1:放電用抵抗 D1,D2:ダイオード T1:ゲートトランス Q1:スイッチング素子 Th1,Th2,……Thn:サイリスタ
の動作説明図、第３図は従来例を示したもので、同図
（ａ）は回路図、同図（ｂ）はその動作説明図、第４図
は他の従来例を示したもので同図（ａ）は回路図、同図
（ｂ）はその動作説明図である。 E1,E2:第１、第２の直流電源 R1:充電用抵抗、C1:放電用抵抗 D1,D2:ダイオード T1:ゲートトランス Q1:スイッチング素子 Th1,Th2,……Thn:サイリスタ
Claims (1)
- 【請求項１】ゲートトランスの１次側に、リセット巻線
と駆動巻線とを直列に接続して配設し、この両巻線の共
通端に、一端が回路接地した放電用コンデンサの他端を
接続し、上記リセット巻線の他方端に、アノードが回路
接地したダイオードのカソードを接続し、上記駆動巻線
の他方端をスイッチング素子を介して回路接地し、上記
コンデンサの端子間には、充電用抵抗を介して第１の直
流電源を接続すると共に、順方向のダイオードを介して
上記第１の直流電源よりも低い電圧の第２の直流電源を
接続して成ることを特徴としたサイリスタのゲート駆動
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1021884A JPH078133B2 (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | サイリスタのゲート駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1021884A JPH078133B2 (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | サイリスタのゲート駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02202354A JPH02202354A (ja) | 1990-08-10 |
| JPH078133B2 true JPH078133B2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=12067544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1021884A Expired - Fee Related JPH078133B2 (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | サイリスタのゲート駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH078133B2 (ja) |
-
1989
- 1989-01-30 JP JP1021884A patent/JPH078133B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02202354A (ja) | 1990-08-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |