JPH078144B2 - インバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明は電子回路により高周波電力を放電ランプなど
の負荷に供給するインバータ装置に関するものである。

〔背景技術〕

この発明の基礎となる１石式のインバータ装置を第５図
に基づいて説明する。このインバータ装置は、スイッチ
ング素子がオンのときの電流波形を共振形とし、スイッ
チング素子がオンの間の電流共振によって順次波高値が
低くなる複数個の山を有する電流をスイッチング素子に
流し、後の山でスイッチング素子をオフにすることによ
り、ロスが少く、かつ低ノズルを実現し、さらに、スイ
ッチング素子のオン時間を変化させることにより、電圧
共振時の共振電圧の波高値を変化させてインバータ出力
を変化させるようにしている。

第５図において、１は直流電源部、２はスイッチング素
子、３はダンパダイオード、４および５はスイッチング
素子２がオンの時に電流共振を行う共振用トランスなど
の共振用インダクタおよび電流共振用コンデンサであ
る。６は放電ランプなどの負荷、７はベース制御部、８
および９はベース制御部７の電源部を構成する抵抗およ
びコンデンサ、10はチョークコイル、11はスイッチング
素子２がオフの時に共振用インダクタ４および電流共振
用コンデンサ５とともにスイッチング素子２にかかる電
圧波形を共振形にする電圧共振用コンデンサである。

第６図は第５図の各部の波形図を示し、（Ａ）はベース
制御部７から出力される駆動信号V₇を、（Ｂ）はスイッ
チング素子２に流れる電流I₂およびダンパダイオード３
に流れるフライホイル電流I₃を、（Ｃ）はスイッチング
素子２の両端電圧V₂を、（Ｄ）は電圧共振用コンデンサ
11に流れる電流I₁₁を、（Ｅ）はチョークコイル10に流
れる電流I₁₀を、（Ｆ）は電流共振用コンデンサ５に流
れる電流I₅を、（Ｇ）は負荷６に流れる電流I₆をそれぞ
れ示している。

つぎに、第６図を参照して第５図のインバータ装置の動
作を説明する。

ベース制御部７から駆動信号V₇が出力されると、チョー
クコイル10には直線的に増加する電流I₁₀が流れ、電流
共振回路を構成する共振用インダクタ４（トランスの１
次巻線N₁）および電流共振用コンデンサ５には共振波形
の電流I₅が流れる。この電流I₅は、電流I₁₀と合わせて
スイッチング素子２およびダンパダイオード３を通して
電流I₂,I₃として流れる。スイッチング素子２に電流I₂
が流れている間はスイッチング素子２がオンであるが、
電流I₅の方向が逆になってダンパダイオード３に電流I₃
が流れるようになると、駆動信号V₇がスイッチング素子
２に加えられている状態であってもスイッチング素子２
がオフとなる。

スイッチング素子２に電流I₂が流れている時に駆動信号
V₇がなくなってスイッチング素子２がオフとなると、チ
ョークコイル10に流れていた電流I₁₀は、電流共振回路
（4,5）へ流れ込み、電流共振回路（4,5）に流れていた
電流I₅も電圧共振用コンデンサ11へ電流I₁₁として流
れ、スイッチング素子２の電圧波形が共振形となる電圧
共振動作を行う。電圧共振用コンデンサ11の電圧、すな
わち電圧V₂は正弦波状に上昇していき、やがて電流I₁₁
がゼロになると最高電圧となり、この後電圧共振用コン
デンサ11は放電を始め、電流I₁₁が逆向きに流れ、電圧V
₂が正弦波状に下降していく。

そして、電圧V₂がゼロになると、電圧共振回路（4,5）
の電流I₅はダンパダイオード３を通って電流I₃として流
れることになる。

つぎに、ベース制御部７から駆動信号V₇が再度出力され
ると、上記の動作が繰返され、この繰返しでもって共振
用インダクタ４を構成するトランスの２次巻線N₂より負
荷６へ高周波電流I₆が供給されることになる。

第７図は負荷６への出力を増加させるためにベース制御
部７から出力される駆動信号V₇の時間幅を長くした場合
の各部の波形図を示し、（Ａ）〜（Ｇ）は第６図の
（Ａ）〜（Ｇ）にそれぞれ対応させている。

ベース駆動部７から駆動信号V₇の時間幅を長くすると、
その時間内における電流I₂の共振サイクル数が増加し、
チョークコイル10の電流I₁₀もスイッチング素子２がオ
フとなるときの値が第６図の場合よりも増加する。

すなわち、スイッチング素子２に駆動信号V₇が与えられ
ている時にも、電流共振によりダンパダイオード３がオ
ンとなり、チョークコイル10への電流I₁₀は増加してお
り、この成分は電流共振回路（4,5）へ流れる。スイッ
チング素子２には、チョークコイル10の電流I₁₀と電流
共振回路（4,5）の電流I₅とを差し引きした電流I₂が流
れるので、負荷６への出力を増加していく時、スイッチ
ング素子２に流れる電流I₂は、その電流共振サイクルが
増加し、波高値が減少していくことになる。

このため、スイッチング素子２のオフ後の電圧共振によ
る電圧V₂の波高値が高くなり、インバータ出力が増加す
ることになる。また、電流I₂の波高値が減少することに
より、スイッチング素子２のオフ時のロスやノズルを低
減できる。

なお、スイッチング素子２がオンの時、電流共振サイク
ルはいくつでもよく、スイッチング素子２のオフの時の
電流I₂のピークを低くできる。

ここで、負荷６へ出力電流I₆を増加させるには、第８図
に示すように駆動信号V₇の時間幅を実線から破線のよう
に長くすればよいのであるが、第８図（Ｂ）に示す電流
I₂の期間a,bのようにスイッチング素子２がオフで、ダ
ンパダイオード３に電流I₃が流れてダンパダイオード３
がオンとなっている間は、スイッチング素子２へベース
制御部７から駆動信号V₇を送り込んでもスイッチング素
子２がオンとならず、駆動信号V₇の後縁が期間a,bに位
置する範囲内で駆動信号V₇の時間幅を変化させても負荷
６への出力電流I₆が変化しない。すなわち、第９図に示
すように、駆動信号V₇の時間幅と負荷６への出力電流I₆
との間に不感帯ａ′,b′が存在することになる。

このような不感帯ａ′,b′が存在すると、可変抵抗器等
を調整する等によって駆動信号V₇時間幅を変化させたと
きに可変抵抗器等を操作したにもかかわらず出力電流I₆
が変化しない場合があり、出力調整時の操作性がきわめ
て悪かった。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、出力調整時の操作性を良好にするこ
とができるインバータ装置を提供することである。

〔発明の開示〕

この発明のインバータ装置は、直流電源に接続したチョ
ークコイルおよび一方向性のスイッチング素子の直列回
路と、前記スイッチング素子に逆並列に接続したダンパ
ダイオードと、前記スイッチング素子のオン時に電流共
振回路を構成する共振用インダクタおよび電流共振用コ
ンデンサと、前記スイッチング素子のオフ時に前記共振
用インダクタおよび電流共振用コンデンサとで電圧共振
回路を構成する電圧共振用コンデンサと、周期的に制御
信号を発生する時間幅可変の制御信号発生回路と、前記
スイッチング素子のオン時間が前記制御信号の時間幅に
よって決まる時間と一致するまで前記スイッチング素子
に駆動信号を与える駆動回路とを備え、 前記電流共振回路および電圧共振回路から負荷へ給電す
るようにしたものである。

この発明の構成によれば、スイッチング素子のオン時間
が制御信号の時間幅によって決まる時間と一致するまで
スイッチング素子に駆動信号を与える構成であるため、
制御信号の時間幅を変化させると、これに応じてスイッ
チング素子のオン時間がオフ期間の存在に関係なく変化
することになり、制御信号の時間幅と出力との間の不感
帯がなくなり、出力調整時の操作性を良好にすることが
できる。

〔実施例〕

この発明の第１の実施例を第１図および第２図に基づい
て説明する。このインバータ装置は、第１図に示すよう
に、直流電源１に接続したチョークコイル10およびトラ
ンジスタなどの一方向性のスイッチング素子２の直列回
路と、前記スイッチング素子２に逆並列に接続したダン
パダイオード３と、前記スイッチング素子２のオン時に
電流共振回路を構成するトランスなどの共振用インダク
タ４および電流共振用コンデンサ５と、前記スイッチン
グ素子２のオフ時に前記共振用インダクタ４および電流
共振用コンデンサ５とで電圧共振回路を構成する電圧共
振用コンデンサ11と、周期的に制御信号V₃₀を発生する
時間幅可変の制御信号発生回路29と、前記スイッチング
素子２のオン時間が前記制御信号V₃₀の時間幅によって
決まる時間と一致するまで前記スイッチング素子２に駆
動信号を与える駆動回路７′とを備え、 前記電流共振回路および電圧共振回路から負荷６へ給電
するようにしている。

この場合、前記駆動回路７′は、前記制御信号V₃₀の発
生に応答して充電動作を行い前記制御信号V₃₀の消滅に
応答して放電動作を行う充放電回路7Aと、この充放電回
路7Aの充放電電圧がしきい値を超えたときに前記駆動信
号を発生するしきい値回路7Bと、このしきい値回路7Bの
駆動信号を増幅してスイッチング素子２へ与える増幅回
路7Cと、前記スイッチング素子２のオフ期間を検出する
検出回路7Dと、この検出回路7Dの出力に応答して前記充
放電回路7Aの放電動作を停止させる放電停止回路7Eとで
構成されている。

増幅回路7Cは、トーテムポール型に接続したトランジス
タ15,16,コンデンサ12,抵抗13,14で構成される。

検出回路7Dは、ダンパダイオード３に流れる電流I₃を検
出する変流器17,整流用のダイオード18,平滑用の抵抗1
9,コンデンサ20で構成される。

放電停止回路7Eは、オア回路21で構成され、制御信号V
₃₀および検出回路7Dひ応答して充放電回路7Aの放電動作
を停止させる。

充放電回路7Aは、バッファ24,ダイオード25,抵抗26,コ
ンデンサ27,抵抗23,ダイオード22で構成され、制御信号
V₃₀によって充電され、制御信号V₃₀がなくなると抵抗2
3,ダイオード22を通して放電され、検知回路7Dから出力
が発生すると放電停止する。

しきい値回路7Bは、バッファ28で構成される。

制御信号発生回路29は、汎用のタイマ用集積回路30,コ
ンデンサ31,35,抵抗32,33,ダイオード34,可変抵抗36で
構成され、これらは無安定マルチバイブレータとして機
能し、可変抵抗36を調整することで制御信号V₃₀の時間
幅を任意に調整することができる。

つぎに、制御信号発生回路29および駆動回路７′の動作
を第２図に基づいて説明する。第２図において、（Ａ）
は制御信号発生信号29から出力される制御信号V₃₀を、
（Ｂ）はコンデンサ27の両端電圧V₂₇を、（Ｃ）はバッ
ファ28の出力電圧、すなわち駆動信号V₂₈を、（Ｄ）は
抵抗14の両端のドライブ電圧V₁₄を、（Ｅ）はスイッチ
ング素子２に流れる電流I₂およびダンパダイオード３に
流れる電流I₃を、（Ｆ）はオア回路21の出力V₂₁を、
（Ｇ）は検出回路7Dの出力、すなわちコンデンサ20の両
端電圧V₂₀を、それぞれ示している。

時刻t₀で制御信号V₃₀が出力されると、オア回路21の出
力V₂₁が高レベルとなり、バッファ24の出力も高レベル
となるので、ダイオード25,抵抗26を通してコンデンサ2
7が充電され、コンデンサ27の両端電圧V₂₇が徐々に上昇
していく。

時刻t₁で電圧V₂₇がバッファ28のスレッショルド電圧V
_TH28を超えると、バッファ28の出力V₂₈が高レベルとな
り、トランジスタ15がオンとなってドライブ電圧V₁₄が
スイッチング素子２に印加され、スイッチング素子２が
オンとなる。

時刻t₂で制御信号V₃₀がなくなると、バッファ24の出力
が低レベルとなり、またオア回路21の出力も低レベルと
なり、コンデンサ27に放電され、その両端電圧V₂₇が徐
々に降下していく。そして、この電圧V₂₇がスレッショ
ルド電圧V_TH28より下がるとバッファ28の出力V₂₈が低レ
ベルとなってドライブ電圧V₁₄もなくなるのであるが、
第２図の実線、の場合、制御信号V₃₀の時間幅を電流共
振による電流I₂の山がちようど１回生じる値に設定され
ているので、電圧V₂₈がスレッショルド電圧V_TH28より下
がる寸前の電流I₂が０になる時刻t₃からダンパダイオー
ド３に電流I₃が流れ始め、この電流I₃を検出回路7Dが検
出して電圧V₂₀が高レベルとなり、したがってオア回路2
1の出力V₂₁が高レベルとなり、コンデンサ27の放電が停
止し、電圧V₂₇はこの間一定に保持され、スレッショル
ド電圧V_TH28より下がることはない。

この後、時刻t₅で電流I₃が０になると、電圧V₂₀が低レ
ベルとなり、オア回路21の出力も低レベルとなり、時刻
t₅の直後に電圧V₂₈がスレッショルド電圧V_TH28より下が
り、バッファ28の出力、すなわち駆動信号V₂₈が低レベ
ルとなり、この時点でドライブ電圧V₁₄がコンデンサ12
の作用で負極性に振れたあと、０になる。

つぎに、制御信号V₃₀の時間幅を電流共振による電流I₃
の山が１回より多く生じる値に設定すると、各部の波形
は第２図において破線で示すようになる。すなわち、制
御信号V₃₀が時刻t₄まで続くと、このときは、すでに電
流I₂が０になって電流I₃が流れているので、時刻t₄で制
御信号V₃₀がなくなっても放電は行われず時刻t₄におけ
る電圧V₂₇がそのまま時刻t₅まで保持され、時刻t₅から
放電開始され、電圧V₂₇が徐々に降下することになる。
したがって、駆動信号V₂₈は電圧V₂₇がスレッショルド電
圧V_TH28より下がる時刻t₆まで持続し、電流I₂に２つめ
の山が生じることになる。なお、上記以外の動作は第５
図と同じであるので、説明は省略する。

この実施例によれば、スイッチング素子２のオン時間が
制御信号V₃₀の時間幅によって決まる時間と一致するま
でスイッチング素子２に駆動信号V₂₈を与える構成であ
るため、制御信号V₃₀の時間幅を変化させると、これに
応じてスイッチング素子２のオン時間がオフ期間の存在
に関係なく変化することになり、制御信号V₃₀の時間幅
と出力との間の不感帯がなくなり、出力調整時の操作性
を良好にすることができる。

この発明の第２の実施例を第３図に基づいて説明する。
このインバータ装置は、第１図における検出回路7Dに代
えて、スイッチング素子２を流れる電流I₂が流れないこ
とを検出する検出回路7D′を用いたものである。

この検出回路7D′は、変流器17で電流I₂を検出するよう
にし、コンデンサ20の両端に現れる電圧をノット回路37
で反転することにより、電流I₂の期間、すなわちスイッ
チング素子２がオフの期間を検出するようにしている。

その他の構成および作用効果は第１の実施例と同じであ
る。

この発明の第３の実施例を第４図に基づいて説明する。
このインバータ装置は、第１図のように電流I₃が流れた
ことを検出するのに代え、電流共振用コンデンサ５に流
れる電流I₅を検出することにより、スイッチング素子２
のオフの期間を検出するようにしたものである。

なお、この電流I₅を検出するということは、電流I₅中に
含まれる電流I₃の成分を検出することである。

その他の構成および作用効果は第１の実施例と同じであ
る。

なお、上記各実施例は１石式であったが、２石式であっ
ても、スイッチング素子に駆動信号が与えられている期
間の共振サイクルを１以上まで変化できる回路であれ
ば、この発明を適用することにより、上記実施例と同様
の効果が得られる。

この発明のインバータ装置によれば、スイッチング素子
のオン時間が制御信号の時間幅によって決まる時間と一
致するまでスイッチング素子に駆動信号を与える構成で
あるため、制御信号の時間幅を変化させると、これに応
じてスイッチング素子のオン時間がオフ期間の存在に関
係なく変化することになり、制御信号の時間幅と出力と
の間の不感帯がなくなり、出力調整時の操作性を良好に
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例の構成を示す回路図、
第２図はその各部の波形図、第３図はこの発明の第２の
実施例の要部の回路図、第４図はこの発明の第３の実施
例の要部の回路図、第５図は提案例の回路図、第６図お
よび第７図はそれぞれその各部の波形図、第８図および
第９図は提案例の問題点の説明図である。 １……直流電源、２……スイッチング素子、３……ダン
パダイオード、４……共振用インダクタ、５……電流共
振用コンデンサ、11……電圧共振用コンデンサ、７′…
…駆動回路、29……制御信号発生回路、7A……充放電回
路、7B……しきい値回路、7D……検出回路、7E……放電
停止回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源に接続したチョークコイルおよび
   一方向性のスイッチング素子の直列回路と、前記スイッ
   チング素子に逆並列に接続したダンパダイオードと、前
   記スイッチング素子のオン時に電流共振回路を構成する
   共振用インダクタおよび電流共振用コンデンサと、前記
   スイッチング素子のオフ時に前記共振用インダクタおよ
   び電流共振用コンデンサとで電圧共振回路を構成する電
   圧共振用コンデンサと、周期的に制御信号を発生する時
   間幅可変の制御信号発生回路と、前記スイッチング素子
   のオン時間が前記制御信号の時間幅によって決まる時間
   と一致するまで前記スイッチング素子に駆動信号を与え
   る駆動回路とを備え、 前記電流共振回路および電圧共振回路から負荷へ給電す
   るようにしたインバータ装置。
2. 【請求項２】前記駆動回路は、前記制御信号の発生に応
   答して充電動作を行い前記制御信号の消滅に応答して放
   電動作を行う充放電回路と、この充放電回路の充放電電
   圧がしきい値を超えたときに前記駆動信号を発生するし
   きい値回路と、前記スイッチング素子のオフ期間を検出
   する検出回路と、この検出回路の出力に応答して前記充
   放電回路の放電動作を停止させる放電停止回路とで構成
   している特許請求の範囲第（１）項記載のインバータ装
   置。
3. 【請求項３】前記検出回路は前記ダンパダイオードに流
   れる電流を検出している特許請求の範囲第（２）項記載
   のインバータ装置。
4. 【請求項４】前記検出回路は前記スイッチング素子に流
   れる電流を検出している特許請求の範囲第（２）項記載
   のインバータ装置。
5. 【請求項５】前記検出回路は前記電圧共振用コンデンサ
   に流れる電流を検出している特許請求の範囲第（２）項
   記載のインバータ装置。