JPH0783232B2 - 移相回路 - Google Patents
移相回路Info
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- JPH0783232B2 JPH0783232B2 JP5427789A JP5427789A JPH0783232B2 JP H0783232 B2 JPH0783232 B2 JP H0783232B2 JP 5427789 A JP5427789 A JP 5427789A JP 5427789 A JP5427789 A JP 5427789A JP H0783232 B2 JPH0783232 B2 JP H0783232B2
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- Japan
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- voltage
- transistor
- output
- signal
- collector
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直行変調，復調に使用される直交キャリア信
号を発生させるための90゜移相回路に関し、特に半導体
基板上に集積化するのに適した90゜移相回路に関する。
号を発生させるための90゜移相回路に関し、特に半導体
基板上に集積化するのに適した90゜移相回路に関する。
従来、この種の移相回路は、第２図に示されるようにキ
ャリア信号を回路11で２つに分岐し、一方は高域通過フ
ィルター12を通し位相を約45゜進ませ他方は低域通過フ
ィルター13を通し、位相を約45゜遅らせ、互いに２出力
信号の位相差が90゜となるようにフィルターを調整する
事などが考えられていた。
ャリア信号を回路11で２つに分岐し、一方は高域通過フ
ィルター12を通し位相を約45゜進ませ他方は低域通過フ
ィルター13を通し、位相を約45゜遅らせ、互いに２出力
信号の位相差が90゜となるようにフィルターを調整する
事などが考えられていた。
上述した従来の90゜移相回路は、移相差を90゜にするた
めにフィルターの調整を必要とすること、また、定まっ
たキャリア周波数に対して、位相の調整をするため、あ
る波数で90゜位相に調整しても、キャリア周波数が変っ
た場合はフィルターの定数を変更して再調整を行なう必
要があるなどの欠点がある。さらに、上述した従来の90
゜移相回路は、インダクタンス素子を使用すること、ま
たフィルター回路に使用する抵抗値，容量値に対して、
高い精度が要求されることなどにより、半導体基板上に
集積化することが不可能であり、量産効果により低価格
化することが困難であるという欠点がある。
めにフィルターの調整を必要とすること、また、定まっ
たキャリア周波数に対して、位相の調整をするため、あ
る波数で90゜位相に調整しても、キャリア周波数が変っ
た場合はフィルターの定数を変更して再調整を行なう必
要があるなどの欠点がある。さらに、上述した従来の90
゜移相回路は、インダクタンス素子を使用すること、ま
たフィルター回路に使用する抵抗値，容量値に対して、
高い精度が要求されることなどにより、半導体基板上に
集積化することが不可能であり、量産効果により低価格
化することが困難であるという欠点がある。
本発明の90゜移相回路は、グランドに対して、ある電位
をもつ第一の電圧源と、グランドに対して、第一の電圧
源より低い電位をもつ第二の電圧源と、第一の電圧源に
片側を接続された抵抗と、その抵抗の反対側端子にコレ
クタが接続され、第二の電圧源にベースが接続されたト
ランジスタと、そのトランジスタのエミッタとグランド
間に挿入された電流源と、一端を入力端子に、反対側端
子を前記トランジスタのエミッタに接続した、電圧制御
により容量が可変できる電圧可変容量素子と、前記トラ
ンジスタのコレクタに接続されたコレクタ出力信号の電
圧振幅に比例した直流出力電圧を出力する包絡線検波回
路と、その包絡線検波回路の出力を受け、前記電圧可変
容量素子を前記トランジスタのコレクタ出力信号振幅が
基準値より大きい時は、容量値が小さくなるように、振
幅が小さい時は、容量値を大きくするように電圧制御す
る制御回路を有する。
をもつ第一の電圧源と、グランドに対して、第一の電圧
源より低い電位をもつ第二の電圧源と、第一の電圧源に
片側を接続された抵抗と、その抵抗の反対側端子にコレ
クタが接続され、第二の電圧源にベースが接続されたト
ランジスタと、そのトランジスタのエミッタとグランド
間に挿入された電流源と、一端を入力端子に、反対側端
子を前記トランジスタのエミッタに接続した、電圧制御
により容量が可変できる電圧可変容量素子と、前記トラ
ンジスタのコレクタに接続されたコレクタ出力信号の電
圧振幅に比例した直流出力電圧を出力する包絡線検波回
路と、その包絡線検波回路の出力を受け、前記電圧可変
容量素子を前記トランジスタのコレクタ出力信号振幅が
基準値より大きい時は、容量値が小さくなるように、振
幅が小さい時は、容量値を大きくするように電圧制御す
る制御回路を有する。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例である。１は信号入力端子,2
は信号出力端子,3は電圧源V1,4は電圧源V25は抵抗R1,6
はトランジスタQ1,7は電流源I1,8は電圧可変容量素子,9
は包絡線検波回路,10は制御回路である。
は信号出力端子,3は電圧源V1,4は電圧源V25は抵抗R1,6
はトランジスタQ1,7は電流源I1,8は電圧可変容量素子,9
は包絡線検波回路,10は制御回路である。
３〜７はベース接地トランジスタ回路を構成している。
８の電圧可変容量素子をCvとすると１の信号入力端子よ
り、周波数の入力信号V1を加えた場合２つの信号出力
端子よい得られる出力信号VOは次式で近似される。
８の電圧可変容量素子をCvとすると１の信号入力端子よ
り、周波数の入力信号V1を加えた場合２つの信号出力
端子よい得られる出力信号VOは次式で近似される。
∴VO/VI＝ｊωCvR1/｛１＋ｊ（＋Ｔ）｝ ……（２） ここで ω:2πT :トランジスタQ1の利得帯域幅 R1:第１図.5に示される抵抗の値 である。従って入力信号周波数≪Ｔにおいては、 V0/VI≒ｊωCvR1 ……（３） が成りたち、入力電圧に対し、出力電圧が90゜位相進む
ことがわかる。さらにここで出力信号の振幅レベルを９
に示される包絡線検波回路により検出し、その値を10に
示される制御回路において、基準電圧と比較し、基準電
圧より大きい時は、８に示される電圧可変容量素子の容
量CVを小さくするように、基準電圧より小さい時はCVを
大きくするように可変容量素子を制御する。このように
CV制御することにより（３）式の、出力信号VOの振幅レ
ベルを角周波数Ｗに関係なく、ほぼ一定とする事ができ
る。
ことがわかる。さらにここで出力信号の振幅レベルを９
に示される包絡線検波回路により検出し、その値を10に
示される制御回路において、基準電圧と比較し、基準電
圧より大きい時は、８に示される電圧可変容量素子の容
量CVを小さくするように、基準電圧より小さい時はCVを
大きくするように可変容量素子を制御する。このように
CV制御することにより（３）式の、出力信号VOの振幅レ
ベルを角周波数Ｗに関係なく、ほぼ一定とする事ができ
る。
従って第１図に示される回路により、可変容量素子容量
値CVの追従できる周波数範囲において入力信号に対し90
゜位相の進んだ一定レベルの出力信号を得ることができ
る。第３図は、第１図のさらに具体的な実施例であり、
第１図の７の電流源を14のトランジスタQ2,15の抵抗値R
2,16の電圧源V3で構成し、第１図の８の電圧可変容量素
子をコレクタ・ベース間の接合容量の逆バイアス電圧依
存特性を利用し、17のトランジスタQ3および18の直流カ
ット用のコンデンサC1で構成し、第１図の９の包絡線検
波回路を、19のバッファアンプ20,21の整流用ダイオー
ド,22の放電用抵抗および23の検波用コンデンサC2で構
成し、第１図10の制御回路を24の直流増幅器,25の基準
電圧となる電圧源Vrefおよび制御回路部の出力インピー
ダンスを高くするための26の抵抗R4で構成したものであ
る。これにより、出力振幅VOがある値より大きくなった
場合、９の包絡線検波回路の出力電圧Vdetが25の電圧源
Vrefより大きくなり、26の直流増幅器の出力は負の電圧
方向へ制御される。これにより、17のトラジスタQ3のコ
レクタ・ベース電圧VCEは負側に制御され、逆バイアス
増加により、接合容量CVが小さくなる。これにより
（３）式により出力電圧VOは振幅が小さくなる方向に制
御される。出力振幅VOが逆にある値より小さくなった場
合はこの逆となる。
値CVの追従できる周波数範囲において入力信号に対し90
゜位相の進んだ一定レベルの出力信号を得ることができ
る。第３図は、第１図のさらに具体的な実施例であり、
第１図の７の電流源を14のトランジスタQ2,15の抵抗値R
2,16の電圧源V3で構成し、第１図の８の電圧可変容量素
子をコレクタ・ベース間の接合容量の逆バイアス電圧依
存特性を利用し、17のトランジスタQ3および18の直流カ
ット用のコンデンサC1で構成し、第１図の９の包絡線検
波回路を、19のバッファアンプ20,21の整流用ダイオー
ド,22の放電用抵抗および23の検波用コンデンサC2で構
成し、第１図10の制御回路を24の直流増幅器,25の基準
電圧となる電圧源Vrefおよび制御回路部の出力インピー
ダンスを高くするための26の抵抗R4で構成したものであ
る。これにより、出力振幅VOがある値より大きくなった
場合、９の包絡線検波回路の出力電圧Vdetが25の電圧源
Vrefより大きくなり、26の直流増幅器の出力は負の電圧
方向へ制御される。これにより、17のトラジスタQ3のコ
レクタ・ベース電圧VCEは負側に制御され、逆バイアス
増加により、接合容量CVが小さくなる。これにより
（３）式により出力電圧VOは振幅が小さくなる方向に制
御される。出力振幅VOが逆にある値より小さくなった場
合はこの逆となる。
第１図の回路は信号の入出力間に90゜の位相差が発生す
るが、第４図は、本発明回路を用いて、互いに位相差90
゜をもつ２出力信号を発生させる回路で、90゜の位相差
を更に高精度にした例である。
るが、第４図は、本発明回路を用いて、互いに位相差90
゜をもつ２出力信号を発生させる回路で、90゜の位相差
を更に高精度にした例である。
第１図，第３図の回路は（２）式より≪Ｔの場合の
み正確に90゜位相進みを実現するががＴに近づいた
場合は（２）式右辺の分母項のため誤差が大きくなる。
第４図の回路例はこれを補償したものであり、その原理
は次のとおりである。第４図において下側の回路の入出
力特性は次式で近似される。
み正確に90゜位相進みを実現するががＴに近づいた
場合は（２）式右辺の分母項のため誤差が大きくなる。
第４図の回路例はこれを補償したものであり、その原理
は次のとおりである。第４図において下側の回路の入出
力特性は次式で近似される。
VO′/VI′＝R5/R6｛１＋ｊ（／Ｔ）｝ ……（４） ここで VO′:2b端子での出力電圧 VI′:1b端子での入力電圧 R5:29に示される抵抗の値 R6:30に示される抵抗値 である。
（２）式と（４）式より、出力端子2aと2bに出力される
信号間の位相差φは利得帯域幅Ｔによる位相遅れの項
がキャンセルされ、 φ＝Ang［VO/VO′＝ｊωCvR1・R6/R5］＝90゜ となる。
信号間の位相差φは利得帯域幅Ｔによる位相遅れの項
がキャンセルされ、 φ＝Ang［VO/VO′＝ｊωCvR1・R6/R5］＝90゜ となる。
従って≒Ｔでも90゜位相差の信号VO,VO′を生成す
ることができる。
ることができる。
また第４図の回路を用いて更に、90゜位相差の精度を上
げたい場合は、第４図に示した29,30の抵抗または、第
１図の５に示した抵抗のいずれかを第５図に示される電
圧可変容量素子付きの抵抗に置き替え R7≪1/jωCv′ を満たす範囲でCv′を34の制御端子に加える電圧により
制御し、33の容量端子をグランドあるいは電源端子に接
続することにより、位相を外部より微調することも考え
られる。
げたい場合は、第４図に示した29,30の抵抗または、第
１図の５に示した抵抗のいずれかを第５図に示される電
圧可変容量素子付きの抵抗に置き替え R7≪1/jωCv′ を満たす範囲でCv′を34の制御端子に加える電圧により
制御し、33の容量端子をグランドあるいは電源端子に接
続することにより、位相を外部より微調することも考え
られる。
ここでR7は、第５図の35に示される抵抗の値、CV′は36
に示される可変容量素子の容量である。また第５図の3
1.抵抗端子１は電源側または信号入力側に接続され、第
５図の32.抵抗端子２は、信号出力側に接続される。
に示される可変容量素子の容量である。また第５図の3
1.抵抗端子１は電源側または信号入力側に接続され、第
５図の32.抵抗端子２は、信号出力側に接続される。
以上説明したように、本発明は、可変容量素子の容量値
を、出力信号レベルにより制御することにより、入力信
号に対し、ほぼ90゜位相差を持つ出力信号を周波数に関
係なく一定のレベルで発生させることができる。
を、出力信号レベルにより制御することにより、入力信
号に対し、ほぼ90゜位相差を持つ出力信号を周波数に関
係なく一定のレベルで発生させることができる。
また本発明は位相差90゜の信号生成に際して式（２），
（３）よりわかるように、抵抗値，容量値の絶対精度を
必要としないこと、さらに、本発明に使用する素子は全
て半導体上基板上に形成できるということにより、半導
体基板上に集積化するのに適しているという特長があ
る。従って半導体基板上に集積化することにより低価格
化がはかれる効果もある。
（３）よりわかるように、抵抗値，容量値の絶対精度を
必要としないこと、さらに、本発明に使用する素子は全
て半導体上基板上に形成できるということにより、半導
体基板上に集積化するのに適しているという特長があ
る。従って半導体基板上に集積化することにより低価格
化がはかれる効果もある。
第１図は本発明の一実施例図、第２図は従来考えられて
いる90゜移相回路図、第３図は具体的な本発明の実施例
図、第４図は本発明の応用例図、第５図は本発明の他の
応用例図である。 １……信号入力端子、２……信号出力端子、３……電圧
源V1、４……電圧源V2、５……抵抗R1、６……トランジ
スタQ1、７……電流源I1、８……電圧可変容量素子、９
……包絡線検波回路、10……制御回路、11……分岐回
路、12……高域通過フィルター、13……低域通過フィル
ター、14……トランジスタQ2、15……抵抗R2、16……電
圧源V3、17……トランジスタQ3、18……容量C1、19……
バッファアンプ、20……ダイオード、21……ダイオー
ド、22……抵抗R3、23……容量C2、24……直流増幅器、
25……電圧源Vref、26……抵抗R4、27……信号入力端
子、28……第１図に示される回路、29……抵抗R5、30…
…抵抗R6、31……抵抗端子１、32……抵抗端子２、33…
…容量端子、34……制御端子、35……抵抗R7、36……電
圧可変容量素子、1a……信号入力端子ａ、1b……信号入
力端子ｂ、2a……信号出力端子ａ、2b……信号出力端子
ｂ。
いる90゜移相回路図、第３図は具体的な本発明の実施例
図、第４図は本発明の応用例図、第５図は本発明の他の
応用例図である。 １……信号入力端子、２……信号出力端子、３……電圧
源V1、４……電圧源V2、５……抵抗R1、６……トランジ
スタQ1、７……電流源I1、８……電圧可変容量素子、９
……包絡線検波回路、10……制御回路、11……分岐回
路、12……高域通過フィルター、13……低域通過フィル
ター、14……トランジスタQ2、15……抵抗R2、16……電
圧源V3、17……トランジスタQ3、18……容量C1、19……
バッファアンプ、20……ダイオード、21……ダイオー
ド、22……抵抗R3、23……容量C2、24……直流増幅器、
25……電圧源Vref、26……抵抗R4、27……信号入力端
子、28……第１図に示される回路、29……抵抗R5、30…
…抵抗R6、31……抵抗端子１、32……抵抗端子２、33…
…容量端子、34……制御端子、35……抵抗R7、36……電
圧可変容量素子、1a……信号入力端子ａ、1b……信号入
力端子ｂ、2a……信号出力端子ａ、2b……信号出力端子
ｂ。
Claims (1)
- 【請求項１】グランドに対してある電位をもつ第一の電
圧源と、グランドに対して第一の電圧源より低い電位を
もつ第二の電圧源と、第一の電圧源に片側を接続された
抵抗と、その抵抗の反対側端子にコレクタが接続され、
第二の電圧源にベースが接続されたトランジスタと、そ
のトランジスタのエミッタとグランド間に挿入された電
流源と、一端を入力端子に、反対側端子を前記トランジ
スタのエミッタに接続した電圧制御により容量が可変で
きる電圧可変容量素子と、前記トランジスタのコレクタ
に接続されコレクタ出力信号の電圧振幅に比例した直流
出力電圧を出力する包絡線検波回路と、その包絡線検波
回路の出力を受け、前記電圧可変容量素子を、前記トラ
ンジスタのコレクタ出力信号振幅が基準値より大きい時
は容量値が小さくなるように、振幅が小さい時は、容量
値を大きくするように電圧制御する制御回路とを有し、
前記入力端子より信号を入力し、前記トランジスタのコ
レクタより信号を出力することを特徴とする移相回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5427789A JPH0783232B2 (ja) | 1989-03-06 | 1989-03-06 | 移相回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5427789A JPH0783232B2 (ja) | 1989-03-06 | 1989-03-06 | 移相回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02233011A JPH02233011A (ja) | 1990-09-14 |
| JPH0783232B2 true JPH0783232B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=12966077
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5427789A Expired - Lifetime JPH0783232B2 (ja) | 1989-03-06 | 1989-03-06 | 移相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0783232B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04103033U (ja) * | 1991-02-15 | 1992-09-04 | 株式会社ケンウツド | 帯域通過フイルタ |
-
1989
- 1989-03-06 JP JP5427789A patent/JPH0783232B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02233011A (ja) | 1990-09-14 |
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