JPH0783606B2 - 整流装置 - Google Patents
整流装置Info
- Publication number
- JPH0783606B2 JPH0783606B2 JP63221949A JP22194988A JPH0783606B2 JP H0783606 B2 JPH0783606 B2 JP H0783606B2 JP 63221949 A JP63221949 A JP 63221949A JP 22194988 A JP22194988 A JP 22194988A JP H0783606 B2 JPH0783606 B2 JP H0783606B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- current
- reactor
- circuit
- semiconductor switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は交流電力を直流電力に変換する整流装置に関す
る。さらに詳しくは入力力率を改善した整流装置に関す
る。
る。さらに詳しくは入力力率を改善した整流装置に関す
る。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題） 整流装置は商用交流電源から直流電力を得る装置として
一般に使われているが、単相交流入力の整流装置は一般
に入力力率が低いという欠点をもっている。
一般に使われているが、単相交流入力の整流装置は一般
に入力力率が低いという欠点をもっている。
ここでいう入力力率は総合力率であり。入力である有効
電力と皮相電力との比から得られるものである。
電力と皮相電力との比から得られるものである。
整流装置に流れる交流電流は基本波周波数の成分以外に
多量の高調波成分を含んでいる。この高調波電流の存在
が無効電力分を大きくし、結果として皮相電力分を大き
くするため入力力率の低下をもたらすことになる。
多量の高調波成分を含んでいる。この高調波電流の存在
が無効電力分を大きくし、結果として皮相電力分を大き
くするため入力力率の低下をもたらすことになる。
第７図（ａ）はチョークインプットフィルタを有するブ
リッジ整流装置を示した回路図で、交流電源１をダイオ
ード21,22,23及び24の整流回路で整流し、リアクタ３及
びコンデンサ４からなるフィルタ回路で平滑し、負荷５
に直流電力を供給する。また、第７図（ｂ）は交流電源
１の電圧Vac及び電流Iacを示した波形図である。交流電
源の電圧Vacが正弦波電圧であっても、リアクタ３が充
分大きければ電流Iacの波形は180°通電角の方形波状に
なる。この電流Iacには、基本周波数（例えば商用電源
の周波数50Hz）の３倍の高調波成分が33％も含まれてお
り、これが入力力率を下げる原因となっている。入力力
率は現実には0.9を越えていない。
リッジ整流装置を示した回路図で、交流電源１をダイオ
ード21,22,23及び24の整流回路で整流し、リアクタ３及
びコンデンサ４からなるフィルタ回路で平滑し、負荷５
に直流電力を供給する。また、第７図（ｂ）は交流電源
１の電圧Vac及び電流Iacを示した波形図である。交流電
源の電圧Vacが正弦波電圧であっても、リアクタ３が充
分大きければ電流Iacの波形は180°通電角の方形波状に
なる。この電流Iacには、基本周波数（例えば商用電源
の周波数50Hz）の３倍の高調波成分が33％も含まれてお
り、これが入力力率を下げる原因となっている。入力力
率は現実には0.9を越えていない。
第８図（ａ）は電圧制御の機能を有する整流装置を示す
回路図で、第７図（ａ）のダイオード23,24をサイリス
タ25,26に置換し、位相制御を行って定電圧化した直流
電圧を出力する整流器である。また、第８図（ｂ）は交
流電源１の電圧Vac、電流Iac及び直流電流Idcを示した
波形図である。リアクタ３に流れる電流Idcは連続であ
るが、交流電流Iacはサイリスタ25,26がオンしている期
間のみ流れる。サイリスタ25,26がオンとなる時点t1,
t1′は制御回路９の信号によってきまり、オフとなる時
点t2は交流電圧の極性が反転する時点できまる。従って
交流電流Iacの位相は交流電圧Vacにくらべ遅れ位相にな
ってしまい、これが入力力率を低下させてしまってい
る。高調波電流の存在も入力力率低下の原因になってい
る。この間直流電流Idcは一定である。
回路図で、第７図（ａ）のダイオード23,24をサイリス
タ25,26に置換し、位相制御を行って定電圧化した直流
電圧を出力する整流器である。また、第８図（ｂ）は交
流電源１の電圧Vac、電流Iac及び直流電流Idcを示した
波形図である。リアクタ３に流れる電流Idcは連続であ
るが、交流電流Iacはサイリスタ25,26がオンしている期
間のみ流れる。サイリスタ25,26がオンとなる時点t1,
t1′は制御回路９の信号によってきまり、オフとなる時
点t2は交流電圧の極性が反転する時点できまる。従って
交流電流Iacの位相は交流電圧Vacにくらべ遅れ位相にな
ってしまい、これが入力力率を低下させてしまってい
る。高調波電流の存在も入力力率低下の原因になってい
る。この間直流電流Idcは一定である。
本発明は入力力率を改善した整流装置を提供することを
目的とする。
目的とする。
（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明は交流電圧を受け、
これを直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の
出力が与えられるリアクタとコンデンサで構成したフィ
ルタ回路からなる整流装置において、前記リアクタの電
流を循環させるように設けた単極性半導体スイッチと、
この単極性スイッチを、前記交流電圧の各半サイクル毎
に、かつ、入力交流電流の基本波成分と前記交流電圧と
の位相が合うようにオン・オフさせる制御回路とを備え
たことを特徴とする整流装置を発明の要旨とする。
これを直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の
出力が与えられるリアクタとコンデンサで構成したフィ
ルタ回路からなる整流装置において、前記リアクタの電
流を循環させるように設けた単極性半導体スイッチと、
この単極性スイッチを、前記交流電圧の各半サイクル毎
に、かつ、入力交流電流の基本波成分と前記交流電圧と
の位相が合うようにオン・オフさせる制御回路とを備え
たことを特徴とする整流装置を発明の要旨とする。
整流装置の入力電流の通電角を180°以下にし、あるい
は電流の遅れ位相を小さくするため、整流装置を構成す
るリアクタに単極性半導体スイッチを実質的に並列に接
続し、このスイッチの通電期間を調整する方法をとる。
は電流の遅れ位相を小さくするため、整流装置を構成す
るリアクタに単極性半導体スイッチを実質的に並列に接
続し、このスイッチの通電期間を調整する方法をとる。
（実施例） 以下、図面に沿って本発明の実施例について説明する。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ること
は言うまでもない。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ること
は言うまでもない。
第１図（ａ）は本発明の第１の実施例を示す回路図、第
１図（ｂ）は同図（ａ）の動作を説明するための波形図
である。第１図（ａ）において、交流電源１はダイオー
ド21,22,23及び24の整流回路で整流され、リアクタ３と
コンデンサ４のフィルタ回路で平滑され、負荷５に直流
電力が供給される。
１図（ｂ）は同図（ａ）の動作を説明するための波形図
である。第１図（ａ）において、交流電源１はダイオー
ド21,22,23及び24の整流回路で整流され、リアクタ３と
コンデンサ４のフィルタ回路で平滑され、負荷５に直流
電力が供給される。
また、ダイオード６とトランジスタ７で単極性半導体ス
イッチSWを構成し、８はこのトランジスタ７をオン・オ
フ動作させるための信号を発生させる制御回路である。
７はトランジスタに限らず、ゲートターンオフサイリス
タ（GTO）あるいはMOS・FETなどの半導体スイッチが使
えることはいうまでもない。
イッチSWを構成し、８はこのトランジスタ７をオン・オ
フ動作させるための信号を発生させる制御回路である。
７はトランジスタに限らず、ゲートターンオフサイリス
タ（GTO）あるいはMOS・FETなどの半導体スイッチが使
えることはいうまでもない。
次いで、第１図（ａ）及び（ｂ）を用いて動作を説明す
る。
る。
交流電源１の電圧Vac及びこれを整流した整流電圧ac
のレベルが低い期間には単極性半導体スイッチSWのトラ
ンジスタ７をオンさせておく。これによってリアクタ３
に流れる電流は一定のまま、単極性半導体スイッチSWに
循環することになり、リアクタ３に蓄えられた電磁エネ
ルギは失われることなく保持される。
のレベルが低い期間には単極性半導体スイッチSWのトラ
ンジスタ７をオンさせておく。これによってリアクタ３
に流れる電流は一定のまま、単極性半導体スイッチSWに
循環することになり、リアクタ３に蓄えられた電磁エネ
ルギは失われることなく保持される。
第１図（ａ）の時点t0でトランジスタ７をオフさせる。
時点t0以前に単極性半導体スイッチSWを通して流れてい
たリアクタ３の電流は、交流電源１及び整流回路のダイ
オード21及び24又は22及び23を通して流れコンデンサ４
及び負荷５に給電することになる。t0〜t1の期間はコン
デンサ４の電圧Vdcより整流電圧acの電圧の方が低い
レベルにあるのでリアクタ３には図の極性の電圧が現わ
れ、電流Idcは減少する。リアクタ３の蓄積電磁エネル
ギは減少する。時点t1を過ぎると整流電圧acのレベル
の方が大きくなりリアクタ３には図とは逆の極性の電圧
が現われ電流Idcは増加し始める。これによってリアク
タ３に蓄えられる電磁エネルギは増加する。これは時点
t2まで続く。時点t2を過ぎると再度整流電圧acが電圧
Vdcより小さくなるのでリアクタ３には図の極性の電圧
が現われ電流Idcは減少し、蓄積された電磁エネルギは
減少する。
時点t0以前に単極性半導体スイッチSWを通して流れてい
たリアクタ３の電流は、交流電源１及び整流回路のダイ
オード21及び24又は22及び23を通して流れコンデンサ４
及び負荷５に給電することになる。t0〜t1の期間はコン
デンサ４の電圧Vdcより整流電圧acの電圧の方が低い
レベルにあるのでリアクタ３には図の極性の電圧が現わ
れ、電流Idcは減少する。リアクタ３の蓄積電磁エネル
ギは減少する。時点t1を過ぎると整流電圧acのレベル
の方が大きくなりリアクタ３には図とは逆の極性の電圧
が現われ電流Idcは増加し始める。これによってリアク
タ３に蓄えられる電磁エネルギは増加する。これは時点
t2まで続く。時点t2を過ぎると再度整流電圧acが電圧
Vdcより小さくなるのでリアクタ３には図の極性の電圧
が現われ電流Idcは減少し、蓄積された電磁エネルギは
減少する。
次いで、時点t3でスイッチSWのトランジスタ７をオンさ
せる。リアクタ３の電流は単極性半導体スイッチSWを通
して循環し電磁エネルギは保存される。つまり、電流は
一定に保たれ減少しない。電流Idc及び交流電源１の電
流は零のままである。
せる。リアクタ３の電流は単極性半導体スイッチSWを通
して循環し電磁エネルギは保存される。つまり、電流は
一定に保たれ減少しない。電流Idc及び交流電源１の電
流は零のままである。
次の半サイクルの入力開始時点ｔ′０の電流Idcのレベ
ルはt3における電流Idcのレベルに等しい。
ルはt3における電流Idcのレベルに等しい。
期間t0〜t3に交流電源１から入力がありコンデンサ４を
充電するとともに負荷５に給電が行われる。単極性半導
体スイッチSWがオンしている期間（時点t0以前及び時点
t3以後）には交流電源１からの入力はなく負荷５への給
電はコンデンサ４の放電によって供給される。
充電するとともに負荷５に給電が行われる。単極性半導
体スイッチSWがオンしている期間（時点t0以前及び時点
t3以後）には交流電源１からの入力はなく負荷５への給
電はコンデンサ４の放電によって供給される。
交流電源１に流れる電流はIdcを交互に極性を反転した
波形となる。この通電角、すなわちt0〜t3の期間を30°
から150°までの120°にすると第３及び３の整数倍の高
調波成分が零となり、これによって無効入力電力が減少
するので入力力率が0.94程度に高くなる。
波形となる。この通電角、すなわちt0〜t3の期間を30°
から150°までの120°にすると第３及び３の整数倍の高
調波成分が零となり、これによって無効入力電力が減少
するので入力力率が0.94程度に高くなる。
第２図は本発明の第２の実施例を示す回路図で、従来か
らある倍電圧整流回路に本発明を適用している。ダイオ
ード21,22及びコンデンサ41,42のブリッジ整流回路で、
第１図のダイオードブリッジ整流回路の約２倍の直流電
圧を得ている。リアクタ31と32は電磁気的に結合してい
る。
らある倍電圧整流回路に本発明を適用している。ダイオ
ード21,22及びコンデンサ41,42のブリッジ整流回路で、
第１図のダイオードブリッジ整流回路の約２倍の直流電
圧を得ている。リアクタ31と32は電磁気的に結合してい
る。
交流電源１の電圧が図の極性にあるときには、リアクタ
31,ダイオード21のループでコンデンサ41を充電し、極
性が図と逆になっているときにはリアクタ32,ダイオー
ド22のループでコンデンサ42を充電する。コンデンサ41
と42の電圧の和が出力電圧となり負荷５に印加される。
31,ダイオード21のループでコンデンサ41を充電し、極
性が図と逆になっているときにはリアクタ32,ダイオー
ド22のループでコンデンサ42を充電する。コンデンサ41
と42の電圧の和が出力電圧となり負荷５に印加される。
交流電源１の電圧レベルが低い期間にはダイオード６と
トランジスタ７とからなる単極性半導体スイッチSWを通
電させる。これによってリアクタ31,32の電磁エネルギ
は保存される。またコンデンサ41,42の充電は行われな
い。負荷にはコンデンサ41,42の蓄積エネルギが放出さ
れる。交流電源１の電圧レベルが上昇してから単極性半
導体スイッチSWのトランジスタ７をオフとする。これに
よって交流電源1,リアクタ31又は32,ダイオード21又は2
2のループに電流が流れ、コンデンサ41又は42の充電が
始まる。
トランジスタ７とからなる単極性半導体スイッチSWを通
電させる。これによってリアクタ31,32の電磁エネルギ
は保存される。またコンデンサ41,42の充電は行われな
い。負荷にはコンデンサ41,42の蓄積エネルギが放出さ
れる。交流電源１の電圧レベルが上昇してから単極性半
導体スイッチSWのトランジスタ７をオフとする。これに
よって交流電源1,リアクタ31又は32,ダイオード21又は2
2のループに電流が流れ、コンデンサ41又は42の充電が
始まる。
リアクタ31と32とは電磁的に結合しているから、例えば
リアクタ31に通電して蓄えた電磁エネルギをリアクタ32
から放出することができる。この逆もまた可能である。
従ってリアクタ31に最終的に流れていた電流が次の半サ
イクルでリアクタ32のループが通電を開始した時点の電
流初期値となる。リアクタ32の電流の最終値が同じく次
の半サイクルでリアクタ31のループが通電を開始したと
きの初期値になる。
リアクタ31に通電して蓄えた電磁エネルギをリアクタ32
から放出することができる。この逆もまた可能である。
従ってリアクタ31に最終的に流れていた電流が次の半サ
イクルでリアクタ32のループが通電を開始した時点の電
流初期値となる。リアクタ32の電流の最終値が同じく次
の半サイクルでリアクタ31のループが通電を開始したと
きの初期値になる。
交流電源１に流れる電流のパターンは第１図（ｂ）の場
合と同様となり入力力率は改善される。
合と同様となり入力力率は改善される。
第３図は本発明の第３の実施例を示す回路図である。第
１の実施例においてリアクタ３に２次巻線を設け、この
２次巻線に単極性半導体スイッチSWを接続している。リ
アクタの２つの１次巻線33と２次巻線34とは電磁的に結
合しているので２次巻線34の電流をオン・オフしても１
次巻線33に並列に単極性半導体スイッチSWを挿入し、こ
れをオン・オフさせた第１図の実施例と同じ特性が得ら
れる。リアクタの１次巻線33と２次巻線34の巻線比を変
えると、これに対して２次巻線34の電圧，電流の大きさ
が変わるので、単極性半導体スイッチSWの選定が経済的
に行える。またトランジスタ７が他と絶縁されているの
で制御回路８の出力を絶縁する必要がなく構成が簡単に
なる。
１の実施例においてリアクタ３に２次巻線を設け、この
２次巻線に単極性半導体スイッチSWを接続している。リ
アクタの２つの１次巻線33と２次巻線34とは電磁的に結
合しているので２次巻線34の電流をオン・オフしても１
次巻線33に並列に単極性半導体スイッチSWを挿入し、こ
れをオン・オフさせた第１図の実施例と同じ特性が得ら
れる。リアクタの１次巻線33と２次巻線34の巻線比を変
えると、これに対して２次巻線34の電圧，電流の大きさ
が変わるので、単極性半導体スイッチSWの選定が経済的
に行える。またトランジスタ７が他と絶縁されているの
で制御回路８の出力を絶縁する必要がなく構成が簡単に
なる。
第２図の第２の実施例においてもリアクタ31,32に結合
した第３の巻線を設けて、この第３の巻線に単極性半導
体スイッチSWを接続することが可能で、同等の効果が得
られる。
した第３の巻線を設けて、この第３の巻線に単極性半導
体スイッチSWを接続することが可能で、同等の効果が得
られる。
次に、第４図（ａ），（ｂ）および（ｃ）は第１図に示
す第１の実施例についての特性例を示す。第１図（ａ）
は出力電圧と負荷電流との関係を示す特性図、第２図
（ｂ）は入力力率と負荷電流の関係を示す特性図、第１
図（ｃ）は単極性半導体スイッチの通電を説明する図で
ある。交流電源１の電圧Vacは100Vrmsでリアクタ３は5m
Hである。単極性半導体スイッチSWを通電させなかった
場合（α＝1.0）には入力力率は0.9に達しないが、通電
させると入力力率は0.94程度にまで改善される。
す第１の実施例についての特性例を示す。第１図（ａ）
は出力電圧と負荷電流との関係を示す特性図、第２図
（ｂ）は入力力率と負荷電流の関係を示す特性図、第１
図（ｃ）は単極性半導体スイッチの通電を説明する図で
ある。交流電源１の電圧Vacは100Vrmsでリアクタ３は5m
Hである。単極性半導体スイッチSWを通電させなかった
場合（α＝1.0）には入力力率は0.9に達しないが、通電
させると入力力率は0.94程度にまで改善される。
通電率αを変化させると出力の直流電圧Vdcも変化す
る。従ってαを調整して入力力率の改善を図りながら定
電圧制御することも可能になる。
る。従ってαを調整して入力力率の改善を図りながら定
電圧制御することも可能になる。
さらに第５図（ａ）は本発明の第４の実施例を示す回路
図、第５図（ｂ）は同図（ａ）の動作を説明するための
波形図である。第１図の実施例にダイオード21′,23′
を追加し、リアクタ３の代わりにリアクタ35に中間タッ
プを設けている。
図、第５図（ｂ）は同図（ａ）の動作を説明するための
波形図である。第１図の実施例にダイオード21′,23′
を追加し、リアクタ３の代わりにリアクタ35に中間タッ
プを設けている。
今、交流電源１の電圧Vacが図の極性にあるとする。時
点t0を過ぎて単極性半導体スイッチSWのトランジスタ７
をオフにすると電流Idc及びIacが流れ出す。リアクタ35
には直流電圧Vdcと交流電圧Vacとの差の電圧が生じてい
る。ダイオード21,24が通電し電圧I1が流れている。ダ
イオード21′はリアクタ35の電圧によって逆バイアスさ
れるので電流I2は零となっている。ダイオード22,23,2
3′も逆バイアスされており通電しない。
点t0を過ぎて単極性半導体スイッチSWのトランジスタ７
をオフにすると電流Idc及びIacが流れ出す。リアクタ35
には直流電圧Vdcと交流電圧Vacとの差の電圧が生じてい
る。ダイオード21,24が通電し電圧I1が流れている。ダ
イオード21′はリアクタ35の電圧によって逆バイアスさ
れるので電流I2は零となっている。ダイオード22,23,2
3′も逆バイアスされており通電しない。
交流電圧Vacのレベルが高くなり、直流電圧Vdcに等しく
なった時点をt1とする。リアクタ35に誘起する電圧の極
性は時点t1以降は図と逆の極性になる。これによってダ
イオード21′が通電し電流I2が流れる。ダイオード21は
逆バイアスされ電流は零となる。次にまた交流電圧Vac
のレベルが直流電圧Vdcより低下すると再び図の極性の
電圧が生じダイオード21が通電しダイオード21′はオフ
となる。時点t3で単極性半導体スイッチSWのトランジス
タ７を通電させると、それまでリアクタ35に流れていた
電流は単極性半導体スイッチSWを通して循環し、電流
I1,I2、従って直流電流Idc,交流電流Iacは零となる。交
流電圧Vacの次の半サイクルも同じ過程がくりかえされ
る。
なった時点をt1とする。リアクタ35に誘起する電圧の極
性は時点t1以降は図と逆の極性になる。これによってダ
イオード21′が通電し電流I2が流れる。ダイオード21は
逆バイアスされ電流は零となる。次にまた交流電圧Vac
のレベルが直流電圧Vdcより低下すると再び図の極性の
電圧が生じダイオード21が通電しダイオード21′はオフ
となる。時点t3で単極性半導体スイッチSWのトランジス
タ７を通電させると、それまでリアクタ35に流れていた
電流は単極性半導体スイッチSWを通して循環し、電流
I1,I2、従って直流電流Idc,交流電流Iacは零となる。交
流電圧Vacの次の半サイクルも同じ過程がくりかえされ
る。
時点t1とt2では直流電流Idc及び交流電流Iacがステップ
状に急変する。電流I1が流れるループにおけるリアクタ
35のインダクタンスをL,I2のループにおけるインダクタ
ンスをｌとすると、時点t1及びt2の前後におけるI1とI2
は次の関係がある。すなわちエネルギ保存の法則により 従って となりI2は大きくなる。
状に急変する。電流I1が流れるループにおけるリアクタ
35のインダクタンスをL,I2のループにおけるインダクタ
ンスをｌとすると、時点t1及びt2の前後におけるI1とI2
は次の関係がある。すなわちエネルギ保存の法則により 従って となりI2は大きくなる。
交流入力電流Iacは階段状になり、より正弦波に近づ
く、従って入力力率は１に近くなる。
く、従って入力力率は１に近くなる。
また、第６図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第５の実施例
を示す回路図および波形図である。第１図の実施例にお
けるダイオード23,24をサイリスタ27,28で置き換え、こ
のサイリスタの制御回路９を備えたものである。なお、
このサイリスタは通電開始時点を制御できる半導体素子
であれば代替できる。第６図（ｂ）の動作波形における
時点t1以前はトランジスタ７に制御回路８から信号が送
られオンしている。リアクタ３に流れる電流はこのダイ
オード６とトランジスタ７とからなる単極性半導体スイ
ッチSWの回路に循環している。電流Idcは零である。時
点t1で制御回路８からの信号でトランジスタ７をオフに
し、制御回路９からの信号でサイリスタ28をオンする
と、サイリスタ28,交流電源1,ダイオード21,リアクタ３
のループで電流Idc,Iacが流れはじめる。このとき電流I
acとIdcとのレベルは同じである。なお、サイリスタ28
をオンさせる前にトランジスタ７をオフにすると、それ
までトランジスタ７に流れていたリアクタ３の電流は、
ダイオード21,22を通して流れ電流Idcを生ずる。電流Ia
cはサイリスタ28がオンするまでは零である。
を示す回路図および波形図である。第１図の実施例にお
けるダイオード23,24をサイリスタ27,28で置き換え、こ
のサイリスタの制御回路９を備えたものである。なお、
このサイリスタは通電開始時点を制御できる半導体素子
であれば代替できる。第６図（ｂ）の動作波形における
時点t1以前はトランジスタ７に制御回路８から信号が送
られオンしている。リアクタ３に流れる電流はこのダイ
オード６とトランジスタ７とからなる単極性半導体スイ
ッチSWの回路に循環している。電流Idcは零である。時
点t1で制御回路８からの信号でトランジスタ７をオフに
し、制御回路９からの信号でサイリスタ28をオンする
と、サイリスタ28,交流電源1,ダイオード21,リアクタ３
のループで電流Idc,Iacが流れはじめる。このとき電流I
acとIdcとのレベルは同じである。なお、サイリスタ28
をオンさせる前にトランジスタ７をオフにすると、それ
までトランジスタ７に流れていたリアクタ３の電流は、
ダイオード21,22を通して流れ電流Idcを生ずる。電流Ia
cはサイリスタ28がオンするまでは零である。
次に交流電源１の電圧レベルがコンデンサ４より低下し
た時点t2でトランジスタ７を再度オンさせる。これによ
ってリアクタ３の電圧は零になり、サイリスタ28にはコ
ンデンサ４の電圧と交流電源１の電圧の差が逆バイアス
としてかかり消弧する。電流Iac及びIdcは零になる。
た時点t2でトランジスタ７を再度オンさせる。これによ
ってリアクタ３の電圧は零になり、サイリスタ28にはコ
ンデンサ４の電圧と交流電源１の電圧の差が逆バイアス
としてかかり消弧する。電流Iac及びIdcは零になる。
次の半サイクルではトランジスタ７とサイリスタ27を制
御することによって同じような過程がくりかえされる。
御することによって同じような過程がくりかえされる。
第１図の第１の実施例における特性は第４図に示すよう
に負荷電流が小さいときに出力電圧Vdcが高くなる。こ
れに対し第６図の実施例ではサイリスタ25,26の点弧す
る時点を半サイクルの後半の方に移すことによって出力
電圧Vdcを小さく抑えることが可能であり、負荷電流の
広範囲にわたって出力電圧Vdcを制御することができ
る。この場合においても第８図（ｂ）の従来例よりは入
力力率が改善される。
に負荷電流が小さいときに出力電圧Vdcが高くなる。こ
れに対し第６図の実施例ではサイリスタ25,26の点弧す
る時点を半サイクルの後半の方に移すことによって出力
電圧Vdcを小さく抑えることが可能であり、負荷電流の
広範囲にわたって出力電圧Vdcを制御することができ
る。この場合においても第８図（ｂ）の従来例よりは入
力力率が改善される。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、交流電圧を受
け、これを直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回
路の出力が与えられるリアクタとコンデンサで構成した
フィルタ回路からなる整流装置において、前記リアクタ
の電流を循環させるように設けた単極性半導体スイッチ
と、この単極性スイッチを、前記交流電圧の各半サイク
ル毎に、かつ、入力交流電流の基本波成分と前記交流電
圧との位相が合うようにオン・オフさせる制御回路とを
備えたことにより、整流装置の入力力率を高めることに
よって無効電力入力が小さくなるので装置の効率が高く
なり、また、商用電力の受電設備や受電契約の容量を小
さく抑えることが可能になる。特に予備電源であるエン
ジン発電機の容量が小さくてよいことになり経済的なメ
リットは大きい。配電系のスイッチ，ヒューズ，線材等
の容量も小さくて済む点もメリットになる。
け、これを直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回
路の出力が与えられるリアクタとコンデンサで構成した
フィルタ回路からなる整流装置において、前記リアクタ
の電流を循環させるように設けた単極性半導体スイッチ
と、この単極性スイッチを、前記交流電圧の各半サイク
ル毎に、かつ、入力交流電流の基本波成分と前記交流電
圧との位相が合うようにオン・オフさせる制御回路とを
備えたことにより、整流装置の入力力率を高めることに
よって無効電力入力が小さくなるので装置の効率が高く
なり、また、商用電力の受電設備や受電契約の容量を小
さく抑えることが可能になる。特に予備電源であるエン
ジン発電機の容量が小さくてよいことになり経済的なメ
リットは大きい。配電系のスイッチ，ヒューズ，線材等
の容量も小さくて済む点もメリットになる。
第１図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第１の実施例を示す
回路図及びその動作を説明する波形図、第２図及び第３
図は本発明の第２及び第３の実施例を示す回路図、第４
図（ａ），（ｂ）及び（ｃ）は第１図に示す第１の実施
例の特性例、第５図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第４の
実施例を示す回路図及びその動作を説明する波形図、第
６図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第５の実施例を示す回
路図及びその動作を説明する波形図、第７図（ａ），
（ｂ）及び第８図（ａ），（ｂ）の各図（ａ）及び
（ｂ）は従来例を説明する回路図及び波形図である。 １……交流電源 21,22,23,24……ダイオード ３……リアクタ ４……コンデンサ ５……負荷 ６……ダイオード ７……トランジスタ SW……単極性半導体スイッチ
回路図及びその動作を説明する波形図、第２図及び第３
図は本発明の第２及び第３の実施例を示す回路図、第４
図（ａ），（ｂ）及び（ｃ）は第１図に示す第１の実施
例の特性例、第５図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第４の
実施例を示す回路図及びその動作を説明する波形図、第
６図（ａ）及び（ｂ）は本発明の第５の実施例を示す回
路図及びその動作を説明する波形図、第７図（ａ），
（ｂ）及び第８図（ａ），（ｂ）の各図（ａ）及び
（ｂ）は従来例を説明する回路図及び波形図である。 １……交流電源 21,22,23,24……ダイオード ３……リアクタ ４……コンデンサ ５……負荷 ６……ダイオード ７……トランジスタ SW……単極性半導体スイッチ
Claims (1)
- 【請求項１】交流電圧を受け、これを直流電圧に変換す
る整流回路と、前記整流回路の出力が与えられるリアク
タとコンデンサで構成したフィルタ回路からなる整流装
置において、前記リアクタの電流を循環させるように設
けた単極性半導体スイッチと、この単極性スイッチを、
前記交流電圧の各半サイクル毎に、かつ、入力交流電流
の基本波成分と前記交流電圧との位相が合うようにオン
・オフさせる制御回路とを備えたことを特徴とする整流
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63221949A JPH0783606B2 (ja) | 1988-09-05 | 1988-09-05 | 整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63221949A JPH0783606B2 (ja) | 1988-09-05 | 1988-09-05 | 整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0270269A JPH0270269A (ja) | 1990-03-09 |
| JPH0783606B2 true JPH0783606B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=16774682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63221949A Expired - Lifetime JPH0783606B2 (ja) | 1988-09-05 | 1988-09-05 | 整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0783606B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2683839B2 (ja) * | 1990-06-05 | 1997-12-03 | サンケン電気株式会社 | 電源装置 |
| JP6074589B2 (ja) * | 2012-12-25 | 2017-02-08 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 送風機 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63127282U (ja) * | 1987-02-09 | 1988-08-19 |
-
1988
- 1988-09-05 JP JP63221949A patent/JPH0783606B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0270269A (ja) | 1990-03-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Fujita et al. | Pulse-density-modulated power control of a 4 kW, 450 kHz voltage-source inverter for induction melting applications | |
| US6396717B2 (en) | Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback | |
| Qian et al. | Charge pump power-factor-correction technologies. I. Concept and principle | |
| WO1999049560A1 (fr) | Source d'energie | |
| JPH07177745A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH0523040B2 (ja) | ||
| JP2002223571A (ja) | 電源装置 | |
| JPH11127576A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH06205546A (ja) | 無停電性スイッチングレギュレータ | |
| Borst et al. | Voltage control by means of power thyristors | |
| Siu et al. | A novel high-efficiency flyback power-factor-correction circuit with regenerative clamping and soft switching | |
| JP2514885B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| Marschke et al. | Utilization of the series resonant DC link converter as a conditioning system for SMES | |
| JPH0270269A (ja) | 整流装置 | |
| JPH08126322A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH0344505B2 (ja) | ||
| RU2106712C1 (ru) | Дроссель насыщения | |
| JPH03207268A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP4306234B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2728682B2 (ja) | 電算機用無停電付電源装置 | |
| JPS61240597A (ja) | 交流‐直流変換回路 | |
| Theron et al. | The partial series resonant converter: A new zero voltage switching converter with good light load efficiency | |
| JP2701172B2 (ja) | 共振型コンバータ | |
| JPH06284713A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH072011B2 (ja) | 多段接続ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |