JPH0785672B2 - 三相同期電動機の速度制御装置 - Google Patents
三相同期電動機の速度制御装置Info
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- JPH0785672B2 JPH0785672B2 JP61051880A JP5188086A JPH0785672B2 JP H0785672 B2 JPH0785672 B2 JP H0785672B2 JP 61051880 A JP61051880 A JP 61051880A JP 5188086 A JP5188086 A JP 5188086A JP H0785672 B2 JPH0785672 B2 JP H0785672B2
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Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ブラシレス・サーボモータ等の三相同期電動
機の速度制御装置に関する。
機の速度制御装置に関する。
ブラシレス・モータは、一般の永久磁石形同期機と同様
で、固定電機子と回転磁石界磁とから構成されている。
界磁には、永久磁石が用いられる。ブラシレス・モータ
は、一般的な磁石界磁形直流サーボモータの電機子と磁
石界磁の位置が内と外で逆になっており、ブラシとコミ
ュテータによる整流機構が、回転子位置検出機構と半導
体スイッチに置き換えられたものである。
で、固定電機子と回転磁石界磁とから構成されている。
界磁には、永久磁石が用いられる。ブラシレス・モータ
は、一般的な磁石界磁形直流サーボモータの電機子と磁
石界磁の位置が内と外で逆になっており、ブラシとコミ
ュテータによる整流機構が、回転子位置検出機構と半導
体スイッチに置き換えられたものである。
以下、ブラシレス・モータのトルク発生原理について説
明する。
明する。
ブラシレス・モータのトルクは直流モータと同様に電機
子起磁力と回転子の磁束が常に直交関係を保つように、
電機子巻線に電流を供給することにより得られる。回転
子の磁束はファラデーの法則，レンツの法則により電機
子巻線の誘起電圧波形にて間接的に観測できるので、上
述の回転子位置検出機構の基準位置を誘起電圧波形に合
せ、決めておくことにより取るべき電機子起磁力方向が
判定できる。ブラシレス・モータの電機子巻線は通常三
相の平衡巻線であるので回転子の回動により、各々の電
機子巻線には、互いに回転子の基準位置からの変位角
（電気角）で120度位相のずれた誘起電圧が発生する。
各相の電機子導体に交差する磁束は円周方向に正弦波状
に分布する様にモータ磁気回路が設計されている。すな
わち、各相の磁束密度をBu，Bv，Bw磁束密度の最大値を
Bm、回転子の変位角をθｒとすると、 Bu＝Bm・sin（θｒ） ……（１） Bv＝mm・sin（θｒ−120°） ……（２） Bw＝Bm・sin（θｒ−240°） ……（３） となる。ブラシレス・モータの発生トルクＴは各相の発
生トルクの和となり、フレミングの法則より、 で示される（但しK:定数）。ここで、各相の電機子電流
Iu，Iv，Iwを正弦波状とし、位相情報を各々の磁束密度
の位相に一致させることにより Ｔ∝sin2θｒ＋sin2（θｒ−120°）＋sin2（θｒ−240
°）＝1.5 ……（５） となり発生トルクＴは電機子電流と磁束密度のそれぞれ
の最大値の積にのみ依存し、回転子の変位角θｒには無
関係となる。
子起磁力と回転子の磁束が常に直交関係を保つように、
電機子巻線に電流を供給することにより得られる。回転
子の磁束はファラデーの法則，レンツの法則により電機
子巻線の誘起電圧波形にて間接的に観測できるので、上
述の回転子位置検出機構の基準位置を誘起電圧波形に合
せ、決めておくことにより取るべき電機子起磁力方向が
判定できる。ブラシレス・モータの電機子巻線は通常三
相の平衡巻線であるので回転子の回動により、各々の電
機子巻線には、互いに回転子の基準位置からの変位角
（電気角）で120度位相のずれた誘起電圧が発生する。
各相の電機子導体に交差する磁束は円周方向に正弦波状
に分布する様にモータ磁気回路が設計されている。すな
わち、各相の磁束密度をBu，Bv，Bw磁束密度の最大値を
Bm、回転子の変位角をθｒとすると、 Bu＝Bm・sin（θｒ） ……（１） Bv＝mm・sin（θｒ−120°） ……（２） Bw＝Bm・sin（θｒ−240°） ……（３） となる。ブラシレス・モータの発生トルクＴは各相の発
生トルクの和となり、フレミングの法則より、 で示される（但しK:定数）。ここで、各相の電機子電流
Iu，Iv，Iwを正弦波状とし、位相情報を各々の磁束密度
の位相に一致させることにより Ｔ∝sin2θｒ＋sin2（θｒ−120°）＋sin2（θｒ−240
°）＝1.5 ……（５） となり発生トルクＴは電機子電流と磁束密度のそれぞれ
の最大値の積にのみ依存し、回転子の変位角θｒには無
関係となる。
次に従来のブラシレス・サーボモータの速度制御装置を
第８図に基づき説明する。
第８図に基づき説明する。
速度指令回路１は所定の速度指令に対応した速度指令信
号を発生する。速度補償回路２は速度指令回路１からの
速度指令信号と速度検出回路９からの速度帰還信号とか
ら得られる速度偏差信号にPID補償演算を施し、電流指
令信号を生成する。三相電流指令回路３は、速度補償回
路２からの電流指令信号と変位角検出回路８からの変位
角信号とにより電機子巻線三相分の三相電流指令信号を
生成する。電流補償回路４は、三相電流指令回路３から
の三相電流指令信号と三相電流検出回路６にて検出した
電機子巻線三相分の電流検出信号とから得られる三相分
の電流偏差信号にPID補償演算を施し、三相電圧指令信
号を生成する。増幅回路５は電流補償回路４からの三相
電圧指令信号を増幅し、三相同期電動機７を駆動する。
また、変位角検出回路８と速度検出回路９は、各々のセ
ンサ部が三相同期電動機７の回転子軸に連結され、変位
角θｒ，速度 をそれぞれ検出する。
号を発生する。速度補償回路２は速度指令回路１からの
速度指令信号と速度検出回路９からの速度帰還信号とか
ら得られる速度偏差信号にPID補償演算を施し、電流指
令信号を生成する。三相電流指令回路３は、速度補償回
路２からの電流指令信号と変位角検出回路８からの変位
角信号とにより電機子巻線三相分の三相電流指令信号を
生成する。電流補償回路４は、三相電流指令回路３から
の三相電流指令信号と三相電流検出回路６にて検出した
電機子巻線三相分の電流検出信号とから得られる三相分
の電流偏差信号にPID補償演算を施し、三相電圧指令信
号を生成する。増幅回路５は電流補償回路４からの三相
電圧指令信号を増幅し、三相同期電動機７を駆動する。
また、変位角検出回路８と速度検出回路９は、各々のセ
ンサ部が三相同期電動機７の回転子軸に連結され、変位
角θｒ，速度 をそれぞれ検出する。
ところで、三相同期電動機のトルク・リップルを防止す
るためには前述のごとく電機子電流の位相を正確に、磁
束密度の位相に一致させる必要がある。磁束の位相は電
機子の回転角により決まるため、高速回転時においては
磁束の位相変化も大きくなる。従って、電機子電流の制
御は高速応答性が要求される。
るためには前述のごとく電機子電流の位相を正確に、磁
束密度の位相に一致させる必要がある。磁束の位相は電
機子の回転角により決まるため、高速回転時においては
磁束の位相変化も大きくなる。従って、電機子電流の制
御は高速応答性が要求される。
従来装置における電機子電流の制御は前述のごとく電流
補償回路のPID制御により行なわれているが、トルク・
リップルを十分に抑制する程には応答性が良くなく、従
ってより高性能な制御方式が望まれるところであった。
補償回路のPID制御により行なわれているが、トルク・
リップルを十分に抑制する程には応答性が良くなく、従
ってより高性能な制御方式が望まれるところであった。
本発明は、このような点を考慮し、高速応答性に優れ、
トルク・リップルの少ない三相同期電動機の速度制御装
置を提供することを目的とする。
トルク・リップルの少ない三相同期電動機の速度制御装
置を提供することを目的とする。
従来の電流制御系はPID補償演算にて、電機子巻線印加
電圧（三相電圧指令信号）を決めていたが、本発明では
電流制御系内に電機子巻線の等価回路を持ち、その等価
回路によりインダクタンスおよび直流抵抗の電圧降下や
誘起電圧を予測して、電機子電流が電機子電流指令値に
一致するような電機子巻線印加電圧を演算し出力するよ
うにしている。なお本発明では、電機子巻線印加電圧演
算回路規模を縮小するため、三相同期電動機でありなが
ら検出器及び制御演算回路を二相にて構成している。
電圧（三相電圧指令信号）を決めていたが、本発明では
電流制御系内に電機子巻線の等価回路を持ち、その等価
回路によりインダクタンスおよび直流抵抗の電圧降下や
誘起電圧を予測して、電機子電流が電機子電流指令値に
一致するような電機子巻線印加電圧を演算し出力するよ
うにしている。なお本発明では、電機子巻線印加電圧演
算回路規模を縮小するため、三相同期電動機でありなが
ら検出器及び制御演算回路を二相にて構成している。
第１図は本願の第１の発明の構成を示す図で、１は速度
指令回路,2は速度補償回路,11は二相電流指令回路,12は
インダクタンス電圧降下予測回路,13は直流抵抗電圧降
下予測回路,14は誘起電圧予測回路,15は二相電圧指令回
路,16は二相三相変換回路,5は増幅回路,17は二相電流検
出回路,7は三相同期電動機,18は二相変位角検出回路,9
は速度検出回路である。二相変位角検出回路18及び速度
検出回路９のセンサ部は共に三相同期電動機７の回転子
軸に連結駆動される。
指令回路,2は速度補償回路,11は二相電流指令回路,12は
インダクタンス電圧降下予測回路,13は直流抵抗電圧降
下予測回路,14は誘起電圧予測回路,15は二相電圧指令回
路,16は二相三相変換回路,5は増幅回路,17は二相電流検
出回路,7は三相同期電動機,18は二相変位角検出回路,9
は速度検出回路である。二相変位角検出回路18及び速度
検出回路９のセンサ部は共に三相同期電動機７の回転子
軸に連結駆動される。
速度指令回路１は所定の速度指令に対応した速度指令信
号を発生する。
号を発生する。
速度補償回路２は速度指令信号と速度検出回路９からの
速度帰還信号とから得られる速度偏差信号にPID補償演
算を施し、電流指令信号を生成する。二相電流指令回路
11は電流指令信号と二相変位角検出回路18からの二相回
転角信号とにより二相電流指令信号を生成する。インダ
クタンス電圧降下予測回路12では二相電流指令信号と二
相電流検出回路17からの二相電流帰還信号及び電機子巻
線二相インダクタンス値とから、電機子巻線インダクタ
ンスによる二相電圧降下値を予測する。直流抵抗電圧降
下予測回路13は二相電流指令信号あるいは二相電流帰還
信号と電機子巻線の直流抵抗値より電機子巻線の直流抵
抗による二相電圧降下値を予測する。誘起電圧予測回路
14は、二相変位角検出回路18からの二相回転角信号から
電機子巻線二相誘起電圧値を予測する。二相電圧指令回
路15は、インダクタンス電圧降下予測回路12の二相イン
ダクタンスによる二相電圧降下信号と、直流抵抗電圧降
下予測回路13の二相直流抵抗による二相電圧降下信号と
誘起電圧予測回路14の二相誘起電圧信号とから二相電圧
指令信号を生成する。二相・三相変換回路16は、二相電
圧指令回路15からの二相電圧指令信号を三相電圧指令信
号に変換する。増幅回路５は、二相・三相変換回路16か
らの三相電圧指令信号を増幅し三相同期電動機を駆動す
る。
速度帰還信号とから得られる速度偏差信号にPID補償演
算を施し、電流指令信号を生成する。二相電流指令回路
11は電流指令信号と二相変位角検出回路18からの二相回
転角信号とにより二相電流指令信号を生成する。インダ
クタンス電圧降下予測回路12では二相電流指令信号と二
相電流検出回路17からの二相電流帰還信号及び電機子巻
線二相インダクタンス値とから、電機子巻線インダクタ
ンスによる二相電圧降下値を予測する。直流抵抗電圧降
下予測回路13は二相電流指令信号あるいは二相電流帰還
信号と電機子巻線の直流抵抗値より電機子巻線の直流抵
抗による二相電圧降下値を予測する。誘起電圧予測回路
14は、二相変位角検出回路18からの二相回転角信号から
電機子巻線二相誘起電圧値を予測する。二相電圧指令回
路15は、インダクタンス電圧降下予測回路12の二相イン
ダクタンスによる二相電圧降下信号と、直流抵抗電圧降
下予測回路13の二相直流抵抗による二相電圧降下信号と
誘起電圧予測回路14の二相誘起電圧信号とから二相電圧
指令信号を生成する。二相・三相変換回路16は、二相電
圧指令回路15からの二相電圧指令信号を三相電圧指令信
号に変換する。増幅回路５は、二相・三相変換回路16か
らの三相電圧指令信号を増幅し三相同期電動機を駆動す
る。
また、第２図は本願の第２の発明の構成を示す図であ
り、第１図と同一部分には同一符号を付してある。した
がって、重複する説明は省略する。21は二相速度指令回
路であり、速度指令回路１からの速度指令信号と二相変
位角検出回路18の二相回転角信号とにより二相速度指令
信号を生成する。微分回路23は二相変位角検出回路18か
らの二相回転角信号を微分し二相速度帰還信号を生成す
る。二相速度補償回路22は二相速度指令回路21からの二
相速度指令信号と微分回路23からの二相速度帰還信号と
から得られる速度偏差信号にｐ補償演算を施し二相電流
指令信号を生成する。誘起電圧予測回路24は二相速度指
令回路21からの二相速度指令信号から電機子巻線二相誘
起電圧値を予測する。
り、第１図と同一部分には同一符号を付してある。した
がって、重複する説明は省略する。21は二相速度指令回
路であり、速度指令回路１からの速度指令信号と二相変
位角検出回路18の二相回転角信号とにより二相速度指令
信号を生成する。微分回路23は二相変位角検出回路18か
らの二相回転角信号を微分し二相速度帰還信号を生成す
る。二相速度補償回路22は二相速度指令回路21からの二
相速度指令信号と微分回路23からの二相速度帰還信号と
から得られる速度偏差信号にｐ補償演算を施し二相電流
指令信号を生成する。誘起電圧予測回路24は二相速度指
令回路21からの二相速度指令信号から電機子巻線二相誘
起電圧値を予測する。
作用を説明するに当り、まず本発明の基礎をなす理論を
説明する。
説明する。
第３図に三相同期電動機の一相分の電機子巻線の等価回
路を示す。ここでr1は電機子巻線直流抵抗を、L1は電機
子巻線インダクタンスを、euはｕ相の電機子巻線の誘起
電圧を、Vuはｕ相の電機子巻線印加電圧を、Iuはｕ相の
電機子巻線電流をそれぞれ示す。同様にev，ew，Vv，
Vw，Iv，Iwは各々ｖ相ｗ相の誘起電圧，印加電圧，巻線
電流とする。
路を示す。ここでr1は電機子巻線直流抵抗を、L1は電機
子巻線インダクタンスを、euはｕ相の電機子巻線の誘起
電圧を、Vuはｕ相の電機子巻線印加電圧を、Iuはｕ相の
電機子巻線電流をそれぞれ示す。同様にev，ew，Vv，
Vw，Iv，Iwは各々ｖ相ｗ相の誘起電圧，印加電圧，巻線
電流とする。
三相同期電動機の電機子巻線電圧方程式は、 （但し、p:微分演算子）で表わせる。
各相の誘起電圧は、回転子の変位角をθｒ，誘起電圧定
数をKEとすると となる。すなわち電機子電流Iu，Iv，Iwを流すために
は、（６）式，（７）式を満たす電機子印加電圧Vu，
Vv，Vwを印加すれば良い。本発明では、演算回路規模を
縮小するために上記電機子印加電圧を求める演算を二相
回路にて行なっている。（６），（７）式を第４図にて
定義される三相−二相変換するため、座標変換行列 を用いると、 となる。ここにおいても、電機子電流Ｉα,Iβを流すた
めにはＶα,Vβを印加すれば良いことは言うまでもな
い。
数をKEとすると となる。すなわち電機子電流Iu，Iv，Iwを流すために
は、（６）式，（７）式を満たす電機子印加電圧Vu，
Vv，Vwを印加すれば良い。本発明では、演算回路規模を
縮小するために上記電機子印加電圧を求める演算を二相
回路にて行なっている。（６），（７）式を第４図にて
定義される三相−二相変換するため、座標変換行列 を用いると、 となる。ここにおいても、電機子電流Ｉα,Iβを流すた
めにはＶα,Vβを印加すれば良いことは言うまでもな
い。
ここでＩα *,Iβ *を二相電流指令信号,Vα *,Vβ *を二相
電圧指令信号,Iα,Iβを二相電流帰還信号とすると
（８）式，（11）式より またインダクタンス項は と近似できるため（但し、ΔT:微小時間）（12）式は と表わすことができる。すなわち二相電流指令信号Ｉα
*,Iβ *，二相電流帰還信号Ｉα,Iβ及び二相速度帰還情
報 が判明すれば、（14）式により電機子巻線に印加すべき
最適な二相電圧指令信号Ｖα *,Vβ *が求まる。
電圧指令信号,Iα,Iβを二相電流帰還信号とすると
（８）式，（11）式より またインダクタンス項は と近似できるため（但し、ΔT:微小時間）（12）式は と表わすことができる。すなわち二相電流指令信号Ｉα
*,Iβ *，二相電流帰還信号Ｉα,Iβ及び二相速度帰還情
報 が判明すれば、（14）式により電機子巻線に印加すべき
最適な二相電圧指令信号Ｖα *,Vβ *が求まる。
ここで、二相電流帰還信号Ｉα,Iβは二相における値
で、直接的には検出できないため、三相の電流検出値
Iu，Iv，Iwより（10）式にて算出する。
で、直接的には検出できないため、三相の電流検出値
Iu，Iv，Iwより（10）式にて算出する。
すなわち、三相電流の和がゼロになる性質を利用して ここで求まった二相電圧指令信号Ｖα *,Vβ *は二相にお
ける値で、三相電圧指令信号とする必要があるが、これ
は二相−三相変換行列を用い次式にて求める。
ける値で、三相電圧指令信号とする必要があるが、これ
は二相−三相変換行列を用い次式にて求める。
本発明では、インダクタンス電圧降下予測回路12と直流
抵抗電圧降下予測回路13とでそれぞれ、電機子巻線のイ
ンダクタンス，直流抵抗の電圧降下を予測し、誘起電圧
予測回路14または24で電機子巻線の誘起電圧を予測して
いるので電機子電流が電機子電流指令値に一致する。
抵抗電圧降下予測回路13とでそれぞれ、電機子巻線のイ
ンダクタンス，直流抵抗の電圧降下を予測し、誘起電圧
予測回路14または24で電機子巻線の誘起電圧を予測して
いるので電機子電流が電機子電流指令値に一致する。
第５図に本発明の一実施例の構成を示す。速度指令回路
１は直流電源101,102を可変抵抗器103にて分圧し、所定
の速度指令に応じた速度指令信号Vrefを出力する。速度
補償回路２は速度指令信号Vrefと速度検出回路９からの
速度帰還信号 との偏差を演算する加算器105と偏差信号にPID補償演算
を行ない電流指令信号を生成するPID演算器106とから成
る。二相電流指令回路11は、前記電流指令信号と二相変
位角検出回路18からの二相角信号 を各々乗算して二相電流指令信号Ｉα *,Iβ *を生成する
乗算器111,112からなる。インダクタンス電圧降下予測
回路12は二相電流指令信号Ｉα *,Iβ *と二相電流検出回
路17からの二相電流帰還信号Ｉα,Iβとの二相電流偏差
を取る加算器121,122と、二相電流偏差に の値を乗算し電機子巻線インダクタンスによる二相の電
圧降下信号を出力する乗算器123,124とから成る。直流
抵抗電圧降下予測回路13は二相電流指令信号Ｉα *,Iβ *
あるいは二相電流帰還信号Ｉα,Iβに電機子巻線直流抵
抗値r1の値を乗算し電機子巻線直流抵抗による二相の電
圧降下信号を出力する乗算器131,132とから成る。誘起
電圧予測回路14は二相回転角信号 を微分器141,142にて各々微分し二相速度帰還信号 を生成し乗算器143,144にて各々KE，−KE倍し電機子巻
線における二相の誘起電圧信号を出力する。二相電圧指
令回路15は加算器151,152,153,154とから成り、インダ
クタンス電圧降下予測回路12の出力信号と、直流抵抗電
圧降下予測回路13の出力信号と、誘起電圧予測回路14の
出力信号とを加算し、二相電圧指令信号Ｖα *,Vβ *を出
力する。二相・三相変換回路16は乗算器161,162,163、
加算器164,165とから成り乗算器161では二相電圧指令信
号のＶα *を し三相電圧指令信号のVu *を出力し乗算器162では同じく
Ｖα *を し、乗算器163では二相電圧指令信号のＶβ *を する。加算器164では乗算器162と乗算器163の出力を加
算し三相電圧指令信号のVu *を出力し、加算器165では乗
算器161及び加算器164の出力を反転加算し、三相電圧指
令信号のVw *を出力する。
１は直流電源101,102を可変抵抗器103にて分圧し、所定
の速度指令に応じた速度指令信号Vrefを出力する。速度
補償回路２は速度指令信号Vrefと速度検出回路９からの
速度帰還信号 との偏差を演算する加算器105と偏差信号にPID補償演算
を行ない電流指令信号を生成するPID演算器106とから成
る。二相電流指令回路11は、前記電流指令信号と二相変
位角検出回路18からの二相角信号 を各々乗算して二相電流指令信号Ｉα *,Iβ *を生成する
乗算器111,112からなる。インダクタンス電圧降下予測
回路12は二相電流指令信号Ｉα *,Iβ *と二相電流検出回
路17からの二相電流帰還信号Ｉα,Iβとの二相電流偏差
を取る加算器121,122と、二相電流偏差に の値を乗算し電機子巻線インダクタンスによる二相の電
圧降下信号を出力する乗算器123,124とから成る。直流
抵抗電圧降下予測回路13は二相電流指令信号Ｉα *,Iβ *
あるいは二相電流帰還信号Ｉα,Iβに電機子巻線直流抵
抗値r1の値を乗算し電機子巻線直流抵抗による二相の電
圧降下信号を出力する乗算器131,132とから成る。誘起
電圧予測回路14は二相回転角信号 を微分器141,142にて各々微分し二相速度帰還信号 を生成し乗算器143,144にて各々KE，−KE倍し電機子巻
線における二相の誘起電圧信号を出力する。二相電圧指
令回路15は加算器151,152,153,154とから成り、インダ
クタンス電圧降下予測回路12の出力信号と、直流抵抗電
圧降下予測回路13の出力信号と、誘起電圧予測回路14の
出力信号とを加算し、二相電圧指令信号Ｖα *,Vβ *を出
力する。二相・三相変換回路16は乗算器161,162,163、
加算器164,165とから成り乗算器161では二相電圧指令信
号のＶα *を し三相電圧指令信号のVu *を出力し乗算器162では同じく
Ｖα *を し、乗算器163では二相電圧指令信号のＶβ *を する。加算器164では乗算器162と乗算器163の出力を加
算し三相電圧指令信号のVu *を出力し、加算器165では乗
算器161及び加算器164の出力を反転加算し、三相電圧指
令信号のVw *を出力する。
すなわち二相・三相変換回路16では、前述の（16）式の
演算を行なっている。増幅回路５は、三相分の増幅器16
6,167,168とから成っており、三相電圧指令信号Vu *，Vu
*，Vw *を増幅し、三相同期電動機７を駆動する。二相電
流検出回路17は、各相毎の電流検出器171,172,173から
得られた三相電流帰還信号Iu，Iv，Iwから二相電流帰還
信号Ｉα及Ｉβを生成する。すなわち加算器174では、I
vからIwを減算し得られた値に乗算器175にて し、二相電流帰還信号のＩβを出力する。乗算器176で
はIuを し二相電流帰還信号のＩαを出力する。
演算を行なっている。増幅回路５は、三相分の増幅器16
6,167,168とから成っており、三相電圧指令信号Vu *，Vu
*，Vw *を増幅し、三相同期電動機７を駆動する。二相電
流検出回路17は、各相毎の電流検出器171,172,173から
得られた三相電流帰還信号Iu，Iv，Iwから二相電流帰還
信号Ｉα及Ｉβを生成する。すなわち加算器174では、I
vからIwを減算し得られた値に乗算器175にて し、二相電流帰還信号のＩβを出力する。乗算器176で
はIuを し二相電流帰還信号のＩαを出力する。
すなわち前述の（15）式の演算を行なっている。二相変
位角検出回路18は、二相励磁，二相出力タイプのレゾル
バ181を用いる。発振回路182はレゾルバ励磁信号生成の
ためのクロック信号を発生する。90°位相差発生回路18
3は上記クロック信号を入力し互いに90度位相のずれ
た、かつ励磁信号周波数ω/2πに等しい二相信号を出力
する。バンドパスフィルタ184,185は中心周波数ω/2π
の帯域フィルタであり、二相信号の高調波成分を除去し
二相の正弦波sinωt,cosωｔとする。この二相の正弦波
は増幅器186,187により増幅され、レゾルバの一次巻線
を励磁する。レゾルバ181は一次巻線を励磁信号周等数
ω/2πを持つ二相の正弦波にて励磁すると二次巻線には
変位角θｒにて位相変調された二相正弦波信号sin（ω
ｔ−θｒ）,cos（ωｔ−θｒ）が誘起される。
位角検出回路18は、二相励磁，二相出力タイプのレゾル
バ181を用いる。発振回路182はレゾルバ励磁信号生成の
ためのクロック信号を発生する。90°位相差発生回路18
3は上記クロック信号を入力し互いに90度位相のずれ
た、かつ励磁信号周波数ω/2πに等しい二相信号を出力
する。バンドパスフィルタ184,185は中心周波数ω/2π
の帯域フィルタであり、二相信号の高調波成分を除去し
二相の正弦波sinωt,cosωｔとする。この二相の正弦波
は増幅器186,187により増幅され、レゾルバの一次巻線
を励磁する。レゾルバ181は一次巻線を励磁信号周等数
ω/2πを持つ二相の正弦波にて励磁すると二次巻線には
変位角θｒにて位相変調された二相正弦波信号sin（ω
ｔ−θｒ）,cos（ωｔ−θｒ）が誘起される。
乗算器191では信号cosωｔ及びsin（ωｔ−θｒ）の乗
算を、また乗算器192では信号sinωｔ及びcos（ωｔ−
θｒ）の乗算を行ない、加算器193にてこれら乗算結果
の加算を行なう。つまり、 sinωｔ・cos（ωｔ−θｒ）−cosωｔ・sin（ωｔ−θ
ｒ）＝sinθｒ …（17） が求められ、加算結果は、sinθｒとなる。同様に乗算
器194では信号sinωｔ及びsin（ωｔ−θｒ）の乗算を
乗算器195では信号cosωｔ及びcos（ωｔ−θｒ）の乗
算を行ない加算器196にてこれら乗算結果の加算を行な
う。つまり、 cosωｔ・cos（ωｔ−θｒ）＋sinωｔ・sin（ωｔ−θ
ｒ）＝cosθｒ ……（18） が求められ、加算結果はcosθｒとなる。
算を、また乗算器192では信号sinωｔ及びcos（ωｔ−
θｒ）の乗算を行ない、加算器193にてこれら乗算結果
の加算を行なう。つまり、 sinωｔ・cos（ωｔ−θｒ）−cosωｔ・sin（ωｔ−θ
ｒ）＝sinθｒ …（17） が求められ、加算結果は、sinθｒとなる。同様に乗算
器194では信号sinωｔ及びsin（ωｔ−θｒ）の乗算を
乗算器195では信号cosωｔ及びcos（ωｔ−θｒ）の乗
算を行ない加算器196にてこれら乗算結果の加算を行な
う。つまり、 cosωｔ・cos（ωｔ−θｒ）＋sinωｔ・sin（ωｔ−θ
ｒ）＝cosθｒ ……（18） が求められ、加算結果はcosθｒとなる。
乗算器197,198は得られた二相正弦波sinθｒ,cosθｒを
各々 して二相正弦波 として出力する。速度検出回路９は速度発電機等により
構成されるが、上記二相変位角検出回路18の信号から電
子回路にて速度帰還信号を生成することも可能である。
各々 して二相正弦波 として出力する。速度検出回路９は速度発電機等により
構成されるが、上記二相変位角検出回路18の信号から電
子回路にて速度帰還信号を生成することも可能である。
第６図は二相変位角検出回路18の信号から速度帰還信号 を生成する回路構成を示している。第６図において微分
器201,202はレゾルバ181の二次励磁巻線に誘起された二
相正弦波sin（ωｔ−θｒ）,cos（ωｔ−θｒ）をそれ
ぞれ微分し を生成する。乗算器203では信号 及びcos（ωｔ−θｒ）の乗算を行ない、乗算器204では
信号 及びsin（ωｔ−θｒ）の乗算を行なう。加算器205は乗
算器203の出力信号から乗算器204の出力信号を減算する
ことにより 信号を生成する。
器201,202はレゾルバ181の二次励磁巻線に誘起された二
相正弦波sin（ωｔ−θｒ）,cos（ωｔ−θｒ）をそれ
ぞれ微分し を生成する。乗算器203では信号 及びcos（ωｔ−θｒ）の乗算を行ない、乗算器204では
信号 及びsin（ωｔ−θｒ）の乗算を行なう。加算器205は乗
算器203の出力信号から乗算器204の出力信号を減算する
ことにより 信号を生成する。
加算器206では定数設定器207にて設定したω信号から加
算器205の出力を減算して 信号を生成する。
算器205の出力を減算して 信号を生成する。
以上の構成により、三相同期電動機７の電機子巻線には
電機子電流が電機子電流指令値に一致するような印加電
圧が付与される。
電機子電流が電機子電流指令値に一致するような印加電
圧が付与される。
次に本発明の第二の実施例を第７図に基き説明する。第
７図において、二相速度指令回路21,二相速度補償回路2
2,誘起電圧予測回路24,微分回路23を除いて他の構成、
作用は第５図と同様であるので二相速度指令回路21,二
相速度補償回路22,微分回路23,誘起電圧予測回路24,に
ついてのみ説明する。
７図において、二相速度指令回路21,二相速度補償回路2
2,誘起電圧予測回路24,微分回路23を除いて他の構成、
作用は第５図と同様であるので二相速度指令回路21,二
相速度補償回路22,微分回路23,誘起電圧予測回路24,に
ついてのみ説明する。
二相速度指令回路21は乗算器211,212から成り、速度指
令回路１からの速度指令信号Vrefと二相変位角検出回路
18からの二相回転角信号 とから二相速度信号 を生成する。微分回路23は微分器231,232とから成り、
二相回転角信号を各々微分して二相速度帰還信号 を生成する。二相速度補償回路22は二相速度指令信号 及び二相速度帰還信号 を入力し、二相電流指令信号を生成する。すなわち加算
器221,222は二相速度偏差信号を演算し、ｐ補償器223,2
24にて二相速度偏差信号から二相電流指令信号を生成す
る。（ここでｐ補償器223,224をPID補償器としない理由
は速度偏差信号に二相回転角情報が含まれているためI.
D補償演算を行なうと二相の条件がくずれてしまうこと
による。）誘起電圧予測回路24は、二相速度指令回路21
からの二相速度指令信号 を乗算器241,242にてKE倍し、電機子巻線における二相
の誘起電圧信号を出力する。これは速度指令信号Vrefは
回転角微分信号情報とみなせることによる。
令回路１からの速度指令信号Vrefと二相変位角検出回路
18からの二相回転角信号 とから二相速度信号 を生成する。微分回路23は微分器231,232とから成り、
二相回転角信号を各々微分して二相速度帰還信号 を生成する。二相速度補償回路22は二相速度指令信号 及び二相速度帰還信号 を入力し、二相電流指令信号を生成する。すなわち加算
器221,222は二相速度偏差信号を演算し、ｐ補償器223,2
24にて二相速度偏差信号から二相電流指令信号を生成す
る。（ここでｐ補償器223,224をPID補償器としない理由
は速度偏差信号に二相回転角情報が含まれているためI.
D補償演算を行なうと二相の条件がくずれてしまうこと
による。）誘起電圧予測回路24は、二相速度指令回路21
からの二相速度指令信号 を乗算器241,242にてKE倍し、電機子巻線における二相
の誘起電圧信号を出力する。これは速度指令信号Vrefは
回転角微分信号情報とみなせることによる。
以上の構成によっても前述した第１の実施例と同様の効
果が奏される。
果が奏される。
以上述べたように、本発明によれば、電流制御系内に、
電機子巻線の等価回路を持ち、その等価回路により電機
子電流が電機子電流指令値に一致するような電機子巻線
印加電圧を演算出力しているので、従来装置に比較して
電流制御応答性が改善できる。
電機子巻線の等価回路を持ち、その等価回路により電機
子電流が電機子電流指令値に一致するような電機子巻線
印加電圧を演算出力しているので、従来装置に比較して
電流制御応答性が改善できる。
また、三相同期電動機でありながら検出器及び制御演算
回路を二相にて構成しているので、回路規模の縮小化が
図れる等の効果を奏する。
回路を二相にて構成しているので、回路規模の縮小化が
図れる等の効果を奏する。
第１図は本願の第一の発明の構成を示すブロック図、第
２図は本願の第二の発明の構成を示すブロック図、第３
図は三相同期電動機の等価回路図、第４図は本発明にお
ける三相二相変換を説明する為の図、第５図は本発明の
一実施例に係る三相同期電動機の速度制御装置の構成を
示すブロック図、第６図は同装置に適用可能な速度検出
回路のブロック図、第７図は本発明の他の実施例に係る
三相同期電動機の速度制御装置の構成を示すブロック
図、第８図は従来の三相同期電動機の速度制御装置の構
成を示すブロック図である。 １……速度指令回路、２……速度補償回路、５……増幅
回路、７……三相同期電動機、９……速度検出回路、11
……二相電流指令回路、12……インダクタンス電圧降下
予測回路、13……直流抵抗電圧降下予測回路、14,24…
…誘起電圧予測回路、15……二相電圧指令回路、16……
二相三相変換回路、17……二相電流検出回路、18……二
相変位角検出回路、21……二相速度指令回路、22……二
相速度補償回路、23……微分回路。
２図は本願の第二の発明の構成を示すブロック図、第３
図は三相同期電動機の等価回路図、第４図は本発明にお
ける三相二相変換を説明する為の図、第５図は本発明の
一実施例に係る三相同期電動機の速度制御装置の構成を
示すブロック図、第６図は同装置に適用可能な速度検出
回路のブロック図、第７図は本発明の他の実施例に係る
三相同期電動機の速度制御装置の構成を示すブロック
図、第８図は従来の三相同期電動機の速度制御装置の構
成を示すブロック図である。 １……速度指令回路、２……速度補償回路、５……増幅
回路、７……三相同期電動機、９……速度検出回路、11
……二相電流指令回路、12……インダクタンス電圧降下
予測回路、13……直流抵抗電圧降下予測回路、14,24…
…誘起電圧予測回路、15……二相電圧指令回路、16……
二相三相変換回路、17……二相電流検出回路、18……二
相変位角検出回路、21……二相速度指令回路、22……二
相速度補償回路、23……微分回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中井 正義 兵庫県高砂市荒井町新浜２丁目１番１号 三菱重工業株式会社高砂研究所内 (56)参考文献 特開 昭55−153286（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−99287（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】所定の速度指令に対応した速度指令信号を
生成する速度指令回路と、 制御対象である三相同期電動機の電機子巻線電流を検出
し、二相電流帰還信号を生成する二相電流検出回路と、 上記三相同期電動機の回転子の回転角を検出し、正弦波
状の二相回転角信号を生成する二相変位角検出回路と、 上記回転子の回転角速度を検出し、速度帰還信号を生成
する速度検出回路と、 前記速度指令信号から前記速度帰還信号を減算し、得ら
れた速度偏差信号にPID補償演算を行ない単相の電流指
令信号を生成する速度補償回路と、 前記単相の電流指令信号に前記二相の回転角信号を乗算
して二相電流指令信号を生成する二相電流指令回路と、 前記二相電流指令信号と前記二相電流帰還信号との差を
予め定められた制御周期情報で除算して電機子電流の変
化率を予測し、この電機子電流の変化率に電機子巻線の
インダクタンス値を乗算することにより電子機巻線のイ
ンダクタンスによる二相の電圧降下を予測するインダク
タンス電圧降下予測回路と、 前記二相電流指令信号もしくは、前記二相電流帰還信号
に電機子巻線の直流抵抗値を乗算することにより、電機
子巻線の直流抵抗による二相の電圧降下を予測する直流
抵抗電圧降下予測回路と、 前記二相回転角信号を微分し、その微分値に誘起電圧定
数値を乗算し電機子巻線における二相の誘起電圧を予測
する誘起電圧予測回路と、 前記インダクタンス電圧降下予測回路の出力信号と前記
直流抵抗電圧降下予測回路の出力信号と前記誘起電圧予
測回路の出力信号とを加算して二相電圧指令信号を生成
する二相電圧指令回路と、 前記二相電圧指令信号を三相電圧指令信号に変換する二
相三相変換回路と、 前記三相電圧指令信号を増幅し前記三相同期電動機を駆
動する増幅回路とを具備したことを特徴とする三相同期
電動機の速度制御装置。 - 【請求項２】所定の速度指令に対応した速度指令信号を
生成する速度指令回路と、 制御対象である三相同期電動機の電機子巻線電流を検出
し、二相電流帰還信号を生成する二相電流検出回路と、 上記三相同期電動機の回転子の回転角を検出し、正弦波
状の二相回転角信号を生成する二相変位角検出回路と、 前記速度指令信号に前記二相回転角信号を乗算して二相
速度指令信号を生成する二相速度指令回路と、 前記二相回転角信号を微分して二相速度帰還信号を生成
する微分回路と、 前記二相速度指令信号から前記二相速度帰還信号を加減
算し得られた二相速度偏差信号にＰ補償演算を行ない二
相電流指令信号を生成する二相速度補償回路と、 前記二相電流指令信号と前記二相電流帰還信号との差を
予め定められた制御周期情報で除算して電機子電流の変
化率を予測し、前記電機子電流の変化率に電機子巻線の
インダクタンス値を乗算することにより電機子巻線のイ
ンダクタンスによる二相の電圧降下を予測するインダク
タンス電圧降下予測回路と、 前記二相電流指令信号もしくは前記二相電流帰還信号に
電機子巻線の直流抵抗値を乗算することにより電機子巻
線の直流抵抗による二相の電圧降下を予測する直流抵抗
電圧降下予測回路と、 前記二相速度指令信号に誘起電圧定数値を乗算して電機
子巻線における二相の誘起電圧を予測する誘起電圧予測
回路と、 前記インダクタンス電圧降下予測回路の出力信号と前記
直流抵抗電圧降下予測回路の出力信号と前記誘起電圧予
測回路の出力信号とを加算して、二相電圧指令信号を生
成する二相電圧指令回路と、 前記二相電圧指令信号を三相電圧指令信号に変換する二
相三相変換回路と、 前記三相電圧指令信号を増幅し前記三相同期電動機を駆
動する増幅回路とを具備したことを特徴とする三相同期
電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61051880A JPH0785672B2 (ja) | 1986-03-10 | 1986-03-10 | 三相同期電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61051880A JPH0785672B2 (ja) | 1986-03-10 | 1986-03-10 | 三相同期電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62210884A JPS62210884A (ja) | 1987-09-16 |
| JPH0785672B2 true JPH0785672B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=12899193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61051880A Expired - Lifetime JPH0785672B2 (ja) | 1986-03-10 | 1986-03-10 | 三相同期電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0785672B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6489996A (en) * | 1987-09-28 | 1989-04-05 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Speed controller for three phase synchronous motor |
| JP2811685B2 (ja) * | 1988-10-05 | 1998-10-15 | トヨタ自動車株式会社 | サーボモータ制御装置 |
| JP3924140B2 (ja) * | 2001-09-14 | 2007-06-06 | 三菱重工業株式会社 | ガスタービンプラント、及びその動作方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55153286A (en) * | 1979-05-18 | 1980-11-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Driving method for brushless servomotor |
| JPS5899287A (ja) * | 1981-12-08 | 1983-06-13 | Fanuc Ltd | 同期電動機制御方式 |
-
1986
- 1986-03-10 JP JP61051880A patent/JPH0785672B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62210884A (ja) | 1987-09-16 |
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