JPH0786529B2 - 人工衛星からの信号を用いて位置を決定するための装置 - Google Patents

人工衛星からの信号を用いて位置を決定するための装置

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JPH0786529B2
JPH0786529B2 JP61211793A JP21179386A JPH0786529B2 JP H0786529 B2 JPH0786529 B2 JP H0786529B2 JP 61211793 A JP61211793 A JP 61211793A JP 21179386 A JP21179386 A JP 21179386A JP H0786529 B2 JPH0786529 B2 JP H0786529B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は一般に、無線周波によって位置を決定するため
の装置に関する。特に、本発明は、地球軌道人工衛星か
らの無線信号放送を用いる無線干渉計によって地球上の
測量目印のような１対の点の間の基線ベクトルを測定す
るための装置に関するものである。
無線によって位置を決定するための幾つかの装置が、送
信アンテナ又は受信アンテナの輻射のパターンの指向性
を利用する。本発明を含む他の装置は、如何なるアンテ
ナの指向性にも依存しない。本発明は、受信アンテナの
位置が以下の方法で決定される装置の一般的部類に属す
る。すなわち、該方法は、位置がすでに知られている２
又はそれ以上の異なる送信アンテナから届く信号の、位
相間の差又は群遅延間の差或るいはその両方を測定する
方法である。２つの送信源が同調されるならば、或いは
２つの送信器の同期からの逸脱が別個に知られるなら
ば、２つの送信源から届く信号の群遅延間の差の受信位
置における測定は、受信器が３次元内で焦点が送信器の
位置である特別な回転双曲面上に設置されることを決定
する。幾つかの異なった適切に位置づけられた送信器か
らの信号の同一の受信位置における同様の測定が組み合
わせられるならば、受信位置は、相当する双曲面の交点
から一義的に決定され得る。
異なる位置において同時に受信される無線信号間の位相
差又は群遅延差の測定から、他方に関して一方の、それ
ら位置の相対的位置を決定する技術もまた当業界におい
て周知であって、無線干渉計による測地学の技術として
総合的に関係している。隔てられた位置におけるアンテ
ナは干渉計を形成すると考えられ、１方のアンテナから
他方へ延びる相対的位置ベクトルは、干渉計の基線ベク
トルと呼ばれる。２つのアンテナの間の基線ベクトル又
は相対的位置ベクトルは、何れかの個々のアンテナの位
置よりも普通不明確さが少なく決定可能である。このこ
とは、誤差の多くの潜在源が、両方のアンテナにおける
測定値にほとんど等しく影響を及ぼす傾向にあり、従っ
て、２つのアンテナの間の差が取られるとき、消去され
る傾向にあるためである。マイクロ波無線干渉計による
測地学の技術は、相対的位置ベクトル又は干渉計「基線
（baseline）」ベクトルの決定に精度、速度及び範囲の
不調和な組合せをもたらすことが知られている。そのよ
うな決定は、基線ベクトルの２端において受信される信
号の間の群遅延差若しくは位相差の何れかの測定又は両
方の差の測定に基づいていても良い。位相測定は群遅延
測定よりも本質的により正確であるが、位相測定の解釈
はそれらの固有の整数サイクルアンビギティーによって
より複雑化される。干渉計測定技術の一般的論議及び解
釈の関連した問題が、チャールズ・シー・カウンセルマ
ン３世によって「天文学及び宇宙物理学の年刊レビュー
（Annual Reviews of Astronomy and Astrophysic
s）」、Vol.14（1976）、197乃至214頁に記載される
「無線天体測定学（Radio Astrometry）」という題名の
文献において与えられている。関連のある技術論文が、
「測地学のための無線干渉計技術（Radio Interferomet
ry Techniques for Geodesy）」という題名の米国国立
航空宇宙局の会議刊行物（Conference Publication）21
15に大量に集めて記載されている。無線干渉計による測
地学は、種々の電波源によって放射された無線信号を用
いて実行されてきた。種々の電波源は、クエーサーのよ
うな天然の放射源及びナブスター広範囲位置づけ装置
（NAVSTAR Global Positioning System（GPS））の人工
衛星のような人工源を含む。
周知のように、現在約６個のGPS地球軌道人工衛星があ
る。人工衛星の軌道は、約２メートルの精度で決定可能
である。これらの人工衛星は、19.0センチメートル及び
更に24.0センチメートル付近の波長を有する無線信号を
放射する。これらの信号の干渉計位相観測の整数サイク
ルアンビギティーは正確に解決可能であるという条件
で、１方のアンテナから他方へ伸びる基線ベクトルはGP
S送信の波長よりも非常に小さい不明確さしか伴わずに
干渉計により決定可能である。基線の決定は、カウンセ
ルマIII世等によって「エオス（Eos）」（米国地球物理
学会会報、Vol.62、260頁、1981年４月28日）において
発表され、これには３つの基線が示され、それら基線
が、、GPS信号の干渉計位相測定によって100メートルの
オーダの長さを有することがレポートされている。この
レポートによれば、約１センチメートル内の精度である
ことが示された。これらの干渉計基線決定において使用
された方法は、各基線の２端において個々にであるが同
時に受信される信号の中央位置における直接の交差相関
の周知技術に基づいていた。
米国特許第4,170,776号において、GPS人工衛星から送信
される信号を用いて地上の一対の位置間の基線ベクトル
の変化を測定するための装置が記述されている。それに
よると、各位置において受信される無線信号は、正確に
時間付加されて次に電話回線を通じて中央位置へ伝送さ
れる。該中央位置において密接な実時間位相比較が、２
組の信号を交差相関することにより行われる。前記特許
の中で説明される装置は、「皿（dish）」状反射器型受
信アンテナを含む。GPS信号の無線磁束密度がバックグ
ラウンド雑音レベルに関して小さいため又GPS信号の帯
域幅が電話回路の帯域幅をはるかに越えるため、電話回
線を通じて各位置から伝送される電力の信号対雑音の比
率は、小さい。広い収集面積を有する「皿」型アンテナ
がこの装置において用いられることは、主としてこの信
号対雑音の比率を有用なレベルまで上昇させるためであ
る。該アンテナを用いる他の重要な理由は、それらアン
テナが指向的であるので、所望の源から直接にではなく
アンテナに到達する信号が排除されるためである。
地球軌道人工衛星からの他の種類の信号を用いて基線ベ
クトルを測定するための装置もまた、周知である。カウ
ンセルマンIII世等による、「会報測地学（Bulletin Ge
odesique）」、Vol.53（1979）、139乃至163頁に記載さ
れる「地球測量用小型干渉計ターミナル（Miniature In
terferometer Terminals for Earth Surveying（MITE
S））という題名の文献において、地球軌道人工衛星か
ら放送される多周波数無線信号を用いて基線ベクトルを
測定するための企画された装置が、記述されている。該
装置において受信信号の位相は、基線の各端において個
々に決定される。すなわち、１方の位置において受信さ
れる信号は、２つの信号間の位相差を決定するために他
方において受信される信号と交差相関されない。位相あ
いまいさを解決するために、MITES装置は、1GHzと2GHz
との間に適切に隔てて配置された１組の10個の周波数に
おける測定の組み合わせに依存する。あいにく、知る限
りでは、そのような信号を放射する地球軌道人工衛星
は、現在存在しない。
人工衛星以外の放射源から送信される信号を用いて相対
的位置を測定するための装置もまた、周知である。月面
（lunar）ベース送信を用いるそのような装置の一例
が、米国特許第4,170,776号において開示されている。
軌道人工衛星以外の源からの信号を用いて単独位置又は
相対的位置の何れかを測定するための装置もまた、周知
である。例えば、ダブリュ・オー・ヘンリー（W.O.Henr
y）による「ロランにおける幾らかの進歩（Some Develo
pments in Loran）」（地球物理学調査ジャーナル（Jou
rnal of Geophysical Research）、Vol.65、506乃至513
頁、1960年２月）という文献において、地上ベース（静
止）送信器からの信号を用いて位置（海上における船の
位置のような）を決定するための装置が記述されてい
る。ロラン−Ｃ航海装置として知られる装置は、地球表
面上に配置される数千キロメートルの長さの測鎖の同調
送信器を使用する。用いられるすべての送信器は100キ
ロヘルツの同一の搬送周波数を用い、各送信器はパルス
の唯一の周期的パターンによって振幅変調される。振幅
のサイン反転を含むこのパターンによって、受信器は異
なる送信器からの信号を識別することが可能になる。１
対以上の送信器の観測の適切な組み合わせによって、地
球表面上の受信器の位置の決定がもたらされる。
このタイプの装置の他の例はオメガ装置であり、それ
は、ピアス（Pierce）による「オメガ（Omega）」（航
空宇宙学及び電子工学装置についてのIEEE会報、Vol.AE
S−１、no.3、206乃至215頁、1965年12月）という文献
において記述されている。オメガ装置においては、ロラ
ン−Ｃ装置におけるように主に群遅延よりはむしろ受信
信号の位相差が測定される。ロラン−Ｃ及びオメガ装置
の両方において使用される周波数は非常に低いため、こ
れらの装置に伴う位置測定における精度は、前述の人工
衛星装置と比較して全く劣っている。
従来技術は、GPSによって位置及び相対的位置を決定す
る他の方法もまた含む。標準的方法は、ジェイ・ジェイ
・スピルカー・ジュニア（J.J.Spilker,Jr.）によって
航海学、Vol.25、no.2、（1978）、121乃至146頁、の中
の文献において例えば記述され、更に該刊行物の同一号
の中に記載される幾つかの他の文献において記述されて
いる。この方法は、GPS信号のコード化変調の受信の群
遅延の間又は「回数」の間の差の測定に基づいている。
原則として、この方法は、双曲線位置づけ方法であり且
つLORANの方法に本質的に類似している。GPS変調のおよ
そ10MHzの帯域幅は、群遅延測定の精度及び位置決定を
標準的方法によって数10センチメートルまで制限する。
１センチメートルの次数の精度は、搬送位相測定の使用
を通じて潜在的に得られる。そのことは、例えばジェイ
・ディー・ボスラー（J.D.Bossler）等によって「測地
学的位置づけのための広範囲位置づけ装置の使用」（会
報測地学、Vol.54、no.4、553頁（1980））という文献
の中で記述されている。しかしながら、位置決定のため
にGPS搬送位相を使用するすべての刊行物記載の方法
は、発信されるコード変調の情報及び使用を必要とする
こと、異なる位置において受信される信号の交差相関を
必要とすること又は受信信号対雑音の比率を上昇し且つ
反射信号からの干渉を弱めるために大きなアンテナの使
用を必要とすること等の不都合を有する。更に該方法
は、これら以外にも不都合を被る。本発明は、これらの
不利点を全く有しない。
特に、本発明は、GPS搬送波を変調するコードの情報の
内容に基づいて誘導しなければならない知識、すなわち
変調コードの情報内容の外部誘導知識を全く必要とせ
ず、一つの位置で受信される信号と他の如何なる位置に
おいて受信される信号との交差相関も必要とせず且つ大
きく又は高指向性の受信アンテナの使用を必要としな
い。
発明の概要 本発明の目的は、無線周波によって位置を決定するため
の装置を提供することである。
本発明の他の目的は、無線干渉計によって一対の点の間
の基線ベクトルを測定するための装置を提供することで
ある。
本発明の更に他の目的は、地球上の位置づけ装置（GP
S）の地球軌道人工衛星からの両側帯抑圧搬送型放送の
無線信号を用いて、測量目印のような地上の一対の点の
間の基線ベクトルを測定するための装置を提供すること
である。
本発明の更に他の目的は、GPSの地球軌道人工衛星から
の無線信号を用いて１対の測量目印の間の基線ベクトル
を決定するための装置を提供することである。この決定
は、各測量目印で受信された信号に内在される搬送波位
相を測定することを含んでいる。
本発明の更に他の目的は、異なる方向から受信された無
線信号から地上の２つの位置において得られた位相情報
を処理して、相対的位置を決定するための技術を提供す
ることである。
本発明の更に他の目的は、GPSの送信器において搬送波
を変調するコード化信号の情報を用いずに、これら人工
衛星から受信される無線信号の電力及び搬送波位相を測
定するための装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、一方の点において受信される
信号と他方の点において受信される信号とを交差相関す
ることなく、何れの点において受信される信号を記録す
ることなく、且つ一方の点から他方の点へ又は両点から
共通の位置へ信号を別の方法で応答することなく、各点
において受信された無線信号の位相を測定することによ
って２点間の基線ベクトルを決定するための装置を提供
することである。
本発明の更に他の目的は、指向性アンテナの使用を必要
とすることなく無線によって位置を決定するための装置
を提供することである。
本発明の原理に従ってGPS人工衛星による無線信号放送
を用いる無線干渉計によって地球上の一対の点の間の基
線ベクトルを測定する方法は、好適実施例の詳細な説明
の欄及び図により詳説されるが、要約すると、基線の各
端において人工衛星から受信される信号の潜在搬送位相
を測定し、次に共に基線ベクトルを決定するための２つ
の位置からの位相情報を処理することから成る。本発明
の原理に従ってGPS人工衛星による無線信号放送を用い
る無線干渉計によって地上の一対の点の間の基線ベクト
ルを測定する装置は、一対の干渉計フィールドターミナ
ルから成る。各ターミナルは、各点において位置づけら
れるために適合している。各ターミナルは、アンテナ、
上側波帯及び下側波帯分離器、複数の相関器及び数値発
振器、並びにフィールドターミナルコンピュータを含
む。
好適実施例の詳細な説明 本発明は、地上において無線干渉計によって、測量目印
のような一対の点の間の基線ベクトルを測定するための
技術に向けられている。該無線干渉計は、ナブスター・
グローバル・ポジショニング・システムズ（NAVSTAR Gl
obal Positioning Systems（GPS））の地球軌道人工衛
星によって送信される両側波帯、搬送波抑圧又は無線信
号を用いている。その技術は、各位置で受信される信号
に潜在する搬送波の位相の測定を含み、次に、２つの位
置で得られた位相情報を処理して基線ベクトルを決定す
る。その技術の１つの利点は、その技術が、人工衛星を
用いられて搬送波を変調する符号化信号の情報に関係な
く搬送波位相を測定する、ということである。他の利点
は、実時間において又は記録の輸送によってのいずれで
も、２つの位置から共通の位置への受信信号の輸送を必
要としないということである。他の利点は、大きい又は
高度の指向性アンテナの使用を必要としないということ
である。さらに他の利点は、受信アンテナに接近して生
じる無線波の散乱及び反射によって引き起こされる誤差
から比較的免れるということである。
本発明は下記にGPS人工衛星で用いるために限定して記
述されるけれども、それについての確かな特色は単にそ
のような人工衛星で使用することにのみ制限されず他の
電磁波源からの受信信号でも有用であるということが理
解されるべきである。
周知のように、GPSの人工衛星は高度およそ20,000キロ
メートルで地球を周回して「L1」帯として知られる157
5.42MHz中心の周波帯における信号及び「L2」帯として
知られる1227.60MHz中心の２番目の周波帯における信号
を送信する。該信号は、搬送波により変調させられ、ほ
ぼ対称的な上方側波帯及び下方側波帯が発生される。
いずれかの帯に対して、所定の位置で受信された所定の
人工衛星からの信号は、次式の時間の関数として考える
ことができる。
ｓ（ｔ）＝ｍ（ｔ）cos（２π0t＋φ） ＋ｎ（ｔ）sin（２π0t＋φ） 但し、ｍ（ｔ）及びｎ（ｔ）は変調関数であって、各々
が時間の実数値関数である。f0は公称搬送周波数であっ
て、L1帯に対して1575.42MHzに等しくL2帯に対して122
7.60MHzに等しい。φはラジアン単位の受信搬送位相で
あり、未知数であって決定されるべきものである。変調
関数の各々、ｍ（ｔ）及びｎ（ｔ）は、ゼロ平均を有す
る時間の疑似ランダム関数である。２つの関数ｍ（ｔ）
およびｎ（ｔ）は、相互に直交し、次で説明するよう
に、それぞれの密度は「クリア／捕捉」（C/A）コード
および「精密コード／「Ｐコード」として知られてい
る。いろいろなGPS人工衛星のL1搬送波の変調関数は互
いに直交するものであるが、ある人工衛星に対して同じ
関数がL1およびL2搬送波の変調に使用しても良い。
GPS人工衛星を用いた測定技術において知られているよ
うに、２つの関数ｍ（ｔ）及びｎ（ｔ）の帯域幅は正確
に１桁異なるものであり、ｍ（ｔ）はより狭い帯域幅を
有し、ｎ（ｔ）はより広い帯域波を有するものである。
また、GPS人工衛星を用いた測定技術において通常行わ
れているようにL1においてｍ（ｔ）及びｎ（ｔ）の両方
の信号成分を存在させ、L2においてｎ（ｔ）成分のみを
存在させ、ｍ（ｔ）関数をゼロ又はターンオフ（turned
off）となるように調節する。ｍ（ｔ）の電力スペクト
ル密度は、GPS文献において「クリア／捕捉」（C/A）コ
ードとして知られている変調信号に相当し、関数 に比例する。ここで、Ｆは、変調周波数を表す。この関
数は、およそ450kHzの半値幅（最大値が半分となる幅）
を有する。すなわち、関数値は、Ｆ＝±450kHzの場合に
約0.5となり、Ｆ＝０の場合に１となる。すなわち、関
数値はＦ＝±450kHzの場合におよそ0.5であるが、その
値はＦ＝０の場合に１である。ｎ（ｔ）の電力スペクト
ル密度は、GPS文献において「精密コード」又は「Ｐコ
ード」として知られている変調信号に相当し、 に比例する。したがって、この式で周波数がC/Aコード
の場合の周波数の10倍となっているから、ｎ（ｔ）の電
力スペクトルは、450kHzの10倍、すなわち、4.5MHzの半
値幅を有する。
L1信号、1575.42MHzの場合に、ｎ（ｔ）の平均２乗値
は、通常ｍ（ｔ）のそれの半分の値に等しい。
すなわち、 ＜n2（ｔ）＞＝0.5＜m2（ｔ）＞ である。
（GPS人工衛星を平均２乗値の比又は電力比が0.5と異な
る顕著なモードにおいて動作することが可能である。す
なわち、特に、その比がゼロであることが可能であ
る。）かくして、ｍ（ｔ）の電力スペクトル密度に対す
るｎ（ｔ）の電力スペクトル密度の比はゼロ付近のＦの
値についが約0.5÷10＝0.05に通常等しく、それにより
ｍ（ｔ）のスペクトルに整合した帯域フィルタがL1搬送
周波数上に中心づけられるならば、このフィルタの出力
内に含まれる電力の約90パーセントがｍ（ｔ）信号成分
から生じるであろう。それ故、10％より少ない電力がｎ
（ｔ）成分から生じるであろう。従って、この説明の残
りにおいて簡単のために、GPS信号変調関数ｍ（ｔ）及
びｎ（ｔ）は単にGPS人工衛星の設計者により選択され
るものであるが、L1信号はｎ（ｔ）成分を使わずにより
簡単な式 ｓ（ｔ）＝ｍ（ｔ）cos（２π0t＋φ） を有すると仮定しよう。
一般的に、受信される搬送波位相φは時間の緩慢変化関
数であり、そのため実際に受信される搬送周波数は代数
和 ＝０＋（２π）-1（ｄφ/dt） によって与えられる。但し、０は公称搬送周波数であ
り、ｄφ/dtはφの時間導関数である。「緩慢変化」で
あるとは、（２π）-1（ｄφ/dt）が０及びｍ（ｔ）
の帯域幅と比べて非常に小さいことを意味する。φの時
間変動についての主な理由はドップラー偏移であり、以
ては０と約±4.5kHzまで変わり得る。
受信される信号ｓ（ｔ）は、ｍ（ｔ）の平均値がゼロで
あるため、搬送周波数において電力の不連続スペクトル
成分を含まない。そのため、搬送波は完全に抑圧されて
いるといわれる。受信信号は搬送波周波数を中心周波
数とするｍ（ｔ）から成り、そのｍ（ｔ）のスペクトル
密度は周波数の関数として対称的である。このことはｍ
（ｔ）信号が搬送波周波数を中心として鏡像関係あるこ
を意味する。したがって、L1信号ｓ（ｔ）の電力スペク
トル密度関数は変調ｍ（ｔ）の電力スペクトル密度関数
に等しく、ベースバンドから受信搬送周波数へ転換さ
れる。ｍ（ｔ）は時間の実数値関数であるため、その電
力スペクトル密度は、周波数の偶対称関数である。かく
して、ｓ（ｔ）の電力スペクトル密度は搬送周波数に
関して偶対称を有し、それ故両側波帯スペクトルである
と言われる。この電力スペクトルのうちよりも大きい
周波数に相当する部分は上側波帯と呼ばれ、より小さ
い周波数に相当する部分は下側波帯と呼ばれる。発信位
置と受信位置との間の相対移動により引き起こされるド
ップラー偏移は、上側波帯と下側波帯との間に106分の
３程度のわずかな非対称性を生じさせるが、これは考慮
に入れる程度のものではない。
本発明に従って、アンテナが基線ベクトルの各端におい
て位置する。各アンテナによって受信された信号は、上
側波帯成分及び下側波帯成分に分離される。このように
受信信号はこれら成分から構成されることから、衛星か
ら発信される信号で一方のアンテナを介して受信される
信号を第１の位置複合信号と、他方のアンテナを介して
受信される信号を第２の位置複合信号ということにす
る。これらの分離成分は濾過され、１ビットディジタル
型に転換され、そして、それら成分は互いに乗算され、
それら積は局部発信器の直交出力cos［２φｐ］、sin
［２φｐ］とデジタル的に相関をとることによって分析
され、各人工衛星から受信された両側波帯信号に潜在す
る搬送波の電力と該搬送波の該局発信器に対する位相を
決定する。この手順については、後で第２、４、５、
７、及び８図を参照して詳説する。ドップラー偏移にお
ける差異は、異なる人工衛星の搬送波を識別するために
利用される。かくして、複数の人工衛星からの信号の電
力及び搬送位相は同時に測定されて、測定結果を表す数
値データが各測量目印において得られる。測定は、他の
如何なる場所で受信される信号にも関係なく且つGPS搬
送波を変調する如何なる符号化信号の情報もなしに、各
目印において実時間に達成される。次に、２つの測量目
印において同時であるが独立して達成される測定からの
データは、約5,000秒のような十分な継続時間の間毎秒
１回づつ測定され、１つの目印から他の目印へと延在す
る基線ベクトルを決定するべく共に処理される。２つの
処理方法が、開示されている。いずれかの方法におい
て、「アンビギティー（ambiguity function）」が、測
定データの関数及び基線ベクトルの試行値の関数のい
ずれかとして算出される。のベクトル距離は、算出関
数を最大にするの単一の値を見つけるべく系統的に調
査される。このの値は、未知の基線ベクトルの所望
の測定であるようにとられる。
第１図を参照すれば、本発明に従って基線ベクトルを
測定するための装置11が図示されている。基線ベクトル
は、以後ときどき「基線」という名称によっても呼ぶ
ことがあり、１つの測量目印SM−２の他の目印SM−１に
関する相対的位置ベクトルである。該基線は、基線の一
端又は始点にある測量目印SM−１から、基線の他端又は
終点にある測量目印SM−２へと延在する。装置11は、２
つのコンピュータを備えた干渉計フィールドターミナル
13−１及び13−２並びにコンピュータ15から成る。ター
ミナルの一つは基線の各端に位置づけられ、該コンピュ
ータはターミナル13の一つに構造的及び機能的に組み入
れられてターミナル13の一つの一部であってもよく或い
は図示するように分離装置15であってもよい。
装置11はその普通の動作のために外部源からある数値デ
ータを必要とする。更に装置11は、基線測定を実行する
前及び後、又は（任意に）その間、コンピュータ15と各
ターミナル13との間に数値データを転送するいくつかの
手段も必要とする。
基線を決定するべき測定が始められる前に、複数の人工
衛星の軌道を表す第１のデータ記憶装置17からのデータ
が、測量目印SM−１及びSM−２の位置を大体表す近似デ
ータと共に、コンピュータ15内に入れられる。該複数の
GPS人工衛星のうちGPS−１及びGPS−２の２つが例示的
目的のために図示されている。該近似データは、第２の
データ記憶装置19から得られる。たとえば、近似データ
は2.3キロメートルの確度で測量目印を表すであろう。
これらの人工衛星軌道及び測量位置データからコンピュ
ータ15は、時間の関数としてテーブル（表）状に、ドッ
プラー周波数偏移の予測値を発生する。このドップラー
周波数偏移は、各GPS人工衛星によって送信される1575.
42MHz信号が各測量目印において受信されるときに有す
るものである。又、コンピュータ15は、各目印において
各衛星から受信される信号の電力レベルの予測値テーブ
ルを発生する。人工衛星が地平線下であるならば予測さ
れる電力はゼロである。すなわち、受信アンテナ（目印
における）の利得の角度依存及び普通更に少ない程度ま
で伝送アンテナ（人工衛星上の）の利得の角度依存によ
って、電力は地平線上の人工衛星の予測される仰角の関
数である。予測される周波数偏移及び電力のテーブル
は、予期される測定の継続時間を囲む短い時間、全GPS
人工衛星が各測量目印において目に見えると予期される
間、如何なる既知手段によっても伝達される。伝達手段
としてはたとえば電話又は無線電話リンクがある。伝達
されたテーブルは、測量点にある特定の干渉計フィール
ドターミナル13内に含まれるより小さいコンピュータの
メモリー内に入れられる。
変形的には周波数及び電力予測値テーブルは、干渉計フ
ィールドターミナル内部のコンピュータによって発生さ
れても良い。
ドップラー周波数予測値は、従来技術において周知の公
式に従って算出される。該予測値における誤差の大きさ
は、測量点の仮定される位置における誤差の１キロメー
トル毎に１ヘルツのオーダーである。人工衛星軌道の推
定誤差による周波数予測値における追加的誤差は、１ヘ
ルツのオーダーであり、少なくとも１日に進められる予
測値に対しては小さい。数ヘルツまでの周波数予測値誤
差は、本発明に関しては許容である。受信電力の予測値
は、あまり正確である必要がない。すなわち、これらの
予測値は非常に厳格な目的のためには全く用いられない
ので数デシベルの誤差は許容できる。これら予測値によ
ってフィールドターミナルコンピュータは、疑似信号で
ない所望信号が受信されるかどうかを点検できるのに役
立つ。たぶん信頼度を幾らか犠牲にして、電力予測値テ
ーブルを除去できるであろう。
干渉計フィールドターミナル13は、測量目印に位置づけ
られており、複数の人工衛星から1575.42MHzの信号を同
時に受信する。複数の人工衛星は、７個までであるが決
して２個よりも少なくない。得られるべき基線の正確な
決定のために、同時的に人工衛星を観測することは、基
線の両端におけるターミナルにとって本質的である。
各ターミナル内の電子回路（以下に記す）は受信信号を
上側波帯成分及び下側波帯成分へと分離し、ドップラー
周波数偏移の予測値を用いて、これら側波帯成分を分析
して（すなわち、アンテナにより受信する信号は複数の
人工衛星から送信され、重複した信号であるが、いろい
ろな人工衛星からの搬送波成分にはある時刻でそれぞれ
異なったドップラー偏位が含まれているため、各人工衛
星からの信号に関してドップラー偏移の予測値を形成
し、これらの比較から各人工衛星からの信号を選択す
る。）、各人工衛星から受信される信号内に潜在する搬
送波の電力及び位相を決定する。これらの電力及び位相
の決定からのデータは、フィールドターミナル内に貯蔵
され且つ最終的に中央コンピュータ15に在来手段によっ
て帰還される。
２つの干渉計フィールドターミナル13−１及び13−２か
らのデータは、基線ベクトルの正確な決定を得るために
共に処理されなければならない。
データの長距離通信又は転送のための手段はこの装置の
動作のために必要ではないことに注意すべきである。タ
ーミナル13−１及び13−２をコンピュータ15と同じ位置
に物理的に輸送しても良く、それ故そこで予測値テーブ
ルをコンピュータ15からターミナル13に移しても良い。
そこでメモリー内に予測値テーブルを含んだターミナル
13は、人工衛星が観測される測量目印SM−１及びSM−２
の場所へ運搬することができる。これらの観測の完了に
続いて、端末装置13はコンピュータ15の位置に戻すこと
ができる。そこで、搬送位相データが両方のターミナル
からコンピュータへ転送されて処理されることができ
る。
第２図を参照すれば、「フィールドターミナル」とも呼
ばれる干渉計ターミナル13の主成分が図示されている。
各フィールドターミナル13は、同軸ケーブル25によって
電子機器組立体23に接続されたアンテナ組立体21を有す
る。
各アンテナ組立体21は、アンテナ27及びプリアンプ組立
体29を含む。アンテナ27は測量目印SM上に位置づけられ
る。測量目印SMに関してアンテナ27の位相中心の位置
は、正確に知られなければならない。前記特許出願に記
述されているアンテナは、この点において十分である。
すなわち、そのアンテナの位相中心の位置の不明確度は
せいぜい２〜３ミリメートルである。
アンテナ27は、GPS人工衛星によって送信される1575.42
MHz無線信号（この信号で、一方のアンテナから受信し
た信号を第１の位置複合信号と、他方のアンテナから受
信した信号を第２の位置複合信号という）を受信する。
受信信号はプリアンプ29によって増幅されて、同軸ケー
ブル25を通って電子機器組立体23内に含まれる受信ユニ
ット31に供給される。該受信ユニット31は側波帯分離器
33、受信電力回路34及び発振回路35を含む。
側波帯分離器33内において信号の上側波帯部分は、下側
波帯部分から分離される。上側波帯部分は、すべての人
工衛星を合わせたものから受信される信号のうち1575.4
2MHzから上方に延在する無線周波数の範囲を占める部分
から成る。下側波帯部分は、1575.42MHz以下の無線周波
数に相当する。この分離を達成するために、側波帯分離
器33は、発振回路35によって供給される1575.42MHzの参
照信号を用いる。
受信ユニット31は、アナログ形態でディジタル電子ユニ
ット37に３つの信号を供給する。ｎ（ｔ）と示される第
１のアナログ信号は、受信無線周波数信号の上側波帯成
分を表し、ベースバンドに変換される。ｌ（ｔ）と示さ
れる第２のアナログ信号は、やはりベースバンドに変換
される、下側波帯成分を表す。これら２つの信号の各々
は、すべての可視人工衛星からの寄与を含む。ディジタ
ル電子ユニット37に供給される第３の信号は、発振回路
35内の自走安定水晶発振器の出力である5.115MHzの周波
数を有する正弦信号である。この同じ発振器の出力5.11
5MHzは発振器組立体内で308の固定整数因子だけ周波数
が増倍させられて、側波帯分離器によって用いられる15
75.42MHzの参照周波数を得る。発振器組立体35によって
発生された周波数の確度は、代表的に約109分の１であ
る。108の１の確度で許容される。
ディジタル電子ユニット37において、３つのアナログ入
力の各々が、ディジタル−論理信号に変換される。該デ
ィジタル信号はフィールドターミナルコンピュータ39の
制御下で処理されて、搬送波の電力及び位相のデータを
発生させる。ディジタル電子組立体37は、双方向データ
バス41によってフィールドターミナルコンピュータ39に
接続される。フィールドターミナルコンピュータ39は、
ディジタル・エクイップメント・コーポレイション（DE
C）モデルLSI−11/2マイクロコンピュータであっても良
い。この場合のデータバス41は、DEC「Ｑ」バスであっ
ても良い。
搬送位相データは、処理するための中央コンピュータ15
にこれらのデータを伝達するように望まれるまで、フィ
ードターミナルコンピュータ39のメモリー内に記憶され
る。前述のように、中央コンピュータ15は除去されて、
処理はフィールドターミナルコンピュータ39の１つにお
いて行なわれても良い。又、位相データは磁気テープカ
セット又はディスク（図示せず）のようなデータ記憶媒
体上へフィールドコンピュータ39によって書き込まれて
も良い。又、該データは、直接電気接続を介して又は変
復調装置及び電話接続を介して又は他の標準的手段によ
って伝達することができる。
第３図を参照すれば、アンテナ組立体21の成分を更に詳
細に示す。組立体21は、前述のように、位相中心が測量
目印に関して正確に位置づけ可能であるように構成され
ているアンテナ27を含む。アンテナ27によって受信され
る1575.42MHzの無線信号はプリアンプ回路29に供給され
る。アンテナ組立体21を受信ユニット31へ接続する同軸
ケーブル25での減衰を克服し且つ受信ユニット31内の入
力増幅器内で発生されるバックグラウンドノイズを克服
するほどの充分なレベルにまで信号電力を上昇させるこ
とが、プリアンプ回路29の機能である。
プリアンプ回路29においてアンテナ27から受信される信
号は、1575.42MHz中心の約50MHz帯域幅の帯域フィルタ4
3によって最初に濾波される。濾波器43の機能は、GPS信
号帯の外側に存在するであろう強い疑似信号によって受
信組立体31の過負荷を防止することである。帯域濾波器
43の出力は、受動ダイオード振幅制限器45内に供給され
る。該制限器45は、付近の大電力レーダーから放射され
る信号などのようないずれかの非常に強い信号によって
低雑音増幅器47が焼切れることを防護するのに役立つ。
低雑音増幅器47は、約2dbの雑音指数を有する標準ガリ
ウム−砒素電界効果トランジスタ（FET）増幅器であ
る。
低雑音増幅器のための直流電源が、受信ユニット31から
プリアンプ組立体29に接続される同軸ケーブル25を介し
て、無線周波数チョーク49及び電圧調整器51を通って供
給される。コンデンサー53が増幅器から直流電流を遮断
しながら、低雑音増幅器47の無線周波数出力をケーブル
25に連結する。
第４図を参照すれば、受信ユニット31の成分を更に詳細
に示している。受信ユニット31は、受信電力回路34、側
波帯分離器33及び発振器路35を含む。受信電力回路34
は、発振回路35及び側波帯分離器33の動作のため並びに
同軸ケーブル25を通してアンテナ組立体21内の低雑音増
幅器47の動作のために、直流電源をもたらす。発振回路
35は、1575.42MHzの参照周波数を側波帯分離器33にもた
らし且つ5.115MHzの参照周波数をディジタル電子ユニッ
ト37にもたらす。側波帯分離器33は、1575.42MHz中心の
無線周波数帯で受信されそしてこの周波数から上方及び
下方に延在する信号を、ベースバンドにおける上側波帯
成分及び下側波帯成分に分離する。
受信電源回路34は、調整直流電源61及び追加的に蓄電装
置63を含む。蓄電装置63は、主要外部電源の遮断の際に
も発振回路35内の水晶発振器65へ、ディジタル電子ユニ
ット37内の実時間時計へ、更にフィールドターミナルコ
ンピュータ39のデータメモリーへ、断続なく電力供給可
能である。かくして、発振器の周波数安定度は維持され
て、時計時間調整は遅れず、コンピュータメモリー内に
記憶されたデータは失われないであろう。
発振回路35内の発振器65は、周波数及び時間装置（FT
S）モデル1001のような、108分の１又はそれ以下の範囲
内の正確さで5.115MHzの出力周波数をもたらす。FTSモ
デル1001は、１日当り1010分の１の安定度を有し且つ１
乃至100秒の時間間隔の間1012分の１の安定度を有し、
従って本出願発明において非常に適する。発振器65は、
２つの等しい出力をもたらす。１方はディジタル電子ユ
ニット37に至り、他方は発振回路35内の1575.42MHzシン
セサイザ67に至る。
1575.42MHzシンセサイザ67は、5.115MHzの77倍に等しい
393.855MHzの周波数で発振する電圧制御トランジスタ発
振器（VCO）69を含む。この発振器の位相は、位相固定
ループの作用を通じて、5.115MHz参照周波数の位相に関
して安定化させられる。該位相固定ループは、VCO69、
カップラ71、分周器73、位相周波数誤差検出器75及びル
ープフィルタ77から成る。VCO69の出力電力の一部は、
カップラ71によって分周器73の入力に接線される。該分
周器73は、11で除算し次に７で除算する標準エミッタカ
ップルドロジック（emitter−coupled−logic（ECL））
集積回路から成る。分周器73の出力は「可変」入力であ
って、発振器65の5.115MHz出力はモトローラ型番号MC12
040のような標準ECL集積回路位相周波数検出器75への
「参照」入力である。検出器75の出力はループフィルタ
77においてローパス濾波され、VCO69への入力である制
御電圧を得る。VCO69の出力は、２つの標準平衡ダイオ
ードダブラ79の連続によって周波数が４倍にされ、増幅
器81によって増幅され、側波帯分離器33を駆動する157
5.42MHz出力周波数を得る。
1575.42MHz中心の帯域における受信信号は、アンテナ組
立体21から同軸ケーブル25を通って側波帯分離器59の入
力83へと伝えられ、直流遮断コンデンサ85によって帯域
フィルタ87へと接続され、入力増幅器89によって増幅さ
れる。プリアンプ29（アンテナ組立体内の）に対する直
流電力は、受信電力回路34から無線周波数チョーク91を
通って同軸ケーブル25に連結される。
側波帯分離器33における無線周波数電力スプリッタ又は
「ハイブリッド」93、1575.42MHz局部発振直角ハイブリ
ッド95、２重平衡混合器97及び99並びに広周波数帯映像
周波数直角ハイブリッド101は、２重単側波帯無線周波
数対ベースバンド変換器又は在来の「位相」型の「復調
器」から成る。例えば、そのような復調器は、アラン・
イー・イー・ロジャーズ（Alan E.E.Rogers）によってt
he Proceedings of the IEEE Vol.59（1971）、1617乃
至1618頁の文献中に記述されている。その復調器の動作
は、以下に説明する。０ は、発振回路35によって側波帯分離器33に供給され
る参照信号の周波数を示す。名目上、０は1575.42MHz
に等しく、（第１次）ドップラー偏移の前の、GPS人工
衛星「L1」送信の公称搬送周波数に等しい。そこで、直
角ハイブリッド95の出力102及び103を、それぞれsin2π
0t及びcos2π0tと書くことができる。これら出力10
2及び103は、矩象状態にあり、それぞれミキサー97及び
99への「局部発振器」入力となる。その２つのミキサー
への無線周波数入力は、等しい。従って、ミキサーのベ
ースバンド出力は、π/2ラジアンの位相偏移を除いて等
しい。（「ベースバンド」なる語によって、０へより
もゼロに近く、入力周波数と０との間の差に相当する
ところの周波数範囲を表わす。この位相偏移の感度、先
行するか又は遅行するかは、入力信号周波数が０の上
方にあるか又は下方にあるかに依存する。したがって、
側波帯分離に関する技術分野において通常行われている
ように、ミキサー97、99にπ/2の位相が異なる信号出力
102、103を供給することにより上側帯波（より高い入力
周波数）又は下側帯波入力のいずれかを選択することが
可能である。又、加算的π/2ラジアンだけ１つのミキサ
ー出力の位相を偏移させ、そして２つのミキサー出力を
加算又は減算（いずれの側波帯が所望されるかに依存す
る）のいずれかを行うことによって反対の側波帯を排除
することが可能である。
直角ハイブリッド101は、２つの入力109及び111並びに
２つの出力105及び107を有し、このπ/2位相偏移及び加
算／減算を実行する。ハイブリッド101の上方出力105は
上方入力109に下方入力111を加えた算術和によって与え
られる。上方及び下方の両入力は、周波数に依存する量
だけ位相が遅延されているが、周波数に関係なく一定の
π/2ラジアンだけ上方入力の位相偏移よりも下方入力の
位相偏移が大きくなっている。下方出力107は、同じ２
つの相違する位相偏移入力109及び111の算術差によって
与えられ、上方から下方を引いた方法で取られている差
を有する。特定されたπ/2ラジアン（1/4サイクル）の
位相差は、fHP（これはハイパスフィルター117、119の
遮断周波数を示す。）と少なくともfLP（これはローパ
スフィルター121、123の遮断周波数を示す。）との間の
全周波数について正確に維持される。但し、HP10kH
zはLP450kHzよりもかなり小さく、LPは前に議論
されたように、GPS「C/A」変調ｍ（ｔ）の片側の帯域幅
にほぼ等しい。これらの特性を有する直角ハイブリッド
の設計は、ロジャーズによる引用文献で与えられてい
る。
直角ハイブリッド101の出力は等しい映像増幅器113及び
115によって個々に増幅されて、ハイパスフィルタ117及
び119並びにローパスフィルタ121及び123によって濾波
される。フィルタ117及び119は、HPの遮断低周波数を
有する等しいハイパスフィルタである。ハイパスフィル
タ117及び119の目的は、GPS人工衛星信号が有するであ
ろうドップラー偏移の最大可能な大きさと、同様又はそ
れより低い周波数を有するミキサー出力の、直流成分及
び如何なる低周波数スペクトル成分をも除去することで
ある。
そのような成分を排除することが所望される。その理由
はもし排除しないと該成分は、受信されるドップラー偏
移搬送位相の（フィールドターミナルのディジタル電子
組立体及びコンピュータにおける）引続く決定に干渉し
てしまうからである。そのような潜在的干渉信号は、ミ
キサー自身内に発生した低周波数「フリッカー（flicke
r）」雑音を含み、或いはミキサー不均衡及び1575.42MH
z参照信号の（望ましくない）低周波振幅若しくは位相
変動の組合せから生じ、或いはミキサーに先行する無線
周波信号増幅器の利得の組合せから生じるであろう。低
周波数干渉の他の潜在的原因は、電源出力電圧又は電流
における「ハム」又は脈動である。他の原因は、０に
周波数が近い干渉性連続波信号であろう。
ローパスフィルタ121及び123は、LPに等しい帯域幅を
有する同一のローパスフィルタである。LPは、ｍ
（ｔ）の片側の帯域幅に等しい。各フィルタの応答は、
周波数の関数として、ｍ（ｔ）の電力スペクトル密度に
整合するように仕上てあげられる。これらフィルタの目
的は、ｍ（ｔ）の帯域幅の外側の雑音及び干渉を排除す
ることである。広帯域幅GPS「Ｐコード」変調信号ｎ
（ｔ）が、干渉の原因を正常に構成するであろうという
ことに注意されたい。ｎ（ｔ）から生じる電力の大部
分、およそ80パーセントは、これらのローパスフィルタ
によって排除される。この排除の程度は、「Ｐコード」
干渉の効果が無視できることを保証するのに十分であ
る。ところで、上記説明はL1帯域信号の場合であるが、
L2帯域信号の場合、すなわち狭い帯域のｍ（ｔ）変調が
ターノンされ、広い帯域のｎ（ｔ）変調のみが存在する
場合には、ローパスフィルター121、123の帯域は450kHz
から4.5MHzへと増加させなければならないことになる。
ローパスフィルタ121からの出力ｕ（ｔ）は、ダウン変
換され且つ濾波された、もとの信号ｓ（ｔ）の上側波帯
成分を表す。なぜならば、ミキサー97、99から直角ハイ
ブリッド101への信号は＋|f1−f0|の周波数をもつ信号
（これは、ベースバンドで搬送波周波数f0より高い周波
数（f1−f0）をもつ信号である）と、−|f1−f0|の周波
数をもつ信号（これは、ベースバンドで搬送波周波数f0
より低い周波数（f0−f1）をもつ信号である）であるこ
とから、ハイブリッド101で＋の符号が選択されたと
き、各フィルター117、121を通過した信号は、搬送波周
波数f0より高い周波数（f1−f0）をもつ信号、すなわち
ｓ（ｔ）の上側波帯成分を出力するからである。一方、
ローパスフィルタ123からの出力ｌ（ｔ）は、低側波帯
を表す。実際の受信搬送周波数と局部発振器周波数
０との間の差（−０）に等しい量だけもとの変調ｍ
（ｔ）のスペクトルに関して、ｕ（ｔ）のスペクトルは
周波数の上方に偏移され、ｌ（ｔ）のスペクトルは周波
数の下方に偏移されるであろうということに注意すべき
である。〔搬送波（−０）のドップラー偏移が負で
あるならば、ｕ（ｔ）スペクトルは下方に偏移されて、
ｌ（ｔ）スペクトルは上方に偏移される。〕この偏移の
大きさは、HPよりも小さくてLPよりもかなり小さい
と仮定される。この仮定は、周波数偏移が主としてドッ
プラー偏移から生じるならば満たされるであろう。該周
波数偏移は、HPが10kHzにほぼ等しく調節されるとい
う条件で、大きさが決して5kHzを越えることがない。所
望の5.115MHz周波数からの参照水晶発振器65の周波数の
ずれは、やはりｕ（ｔ）及びｌ（ｔ）スペクトルの（30
8倍大きい）偏移を生じさせるであろう。しかしなが
ら、通常はそのような偏移は、HPよりも非常に小さい
であろう。
上側波帯出力ｕ（ｔ）及び下側波帯出力ｌ（ｔ）の周波
数偏移に加えて、直角ハイブリッド101による各出力の
周波数依存の分散型位相偏移がある。しかしながら、ロ
ジャーズ（引用文献中）の特定の直角ハイブリッドの設
計の場合には、この位相偏移は小さすぎて重要でない。
同様に、帯域フィルタ87並びにハイパスフィルタ117及
び119並びにローパスフィルタ121及び123によって導入
される追加的位相偏移は、標準設計フィルタが使用され
るならば、取るに足らない大きさであろう。更に、これ
らの効果の各々は、引続くデータ処理において各ターミ
ナル間の差が取られるときに、互いに相殺する傾向があ
る。この相殺による消去は、２つのフィルタが正確に同
一ではあり得ないため、正確にはならない。更に、任意
の時刻において異なる位置におけるドップラー偏移は異
なる。しかしながら、誤差の効果は、直接の計算によっ
て示し且つ実際の実験によって確証したように、無視で
きる。
第５図を参照すれば、ディジタル電子ユニット37のブロ
ック図が示されている。ディジタル電子ユニット37は、
信号調節器125、７個の同一の相関器から成る相関器組
立体127、対応する一組の７個の同一の数値発振器から
成る数値発振器組立体129及び実時間クロック131から成
る。相関器組立体127、数値発振器組立体129及び実時間
クロック131は、データバス133によって互いに且つフィ
ールドターミナルコンピュータ39に接続されている。信
号調節器125の第１の機能は、アナログ上側波帯信号ｕ
（ｔ）、アナログ下側波帯信号ｌ（ｔ）及びアナログ5.
115MHz正弦波信号を各々２進法の値の「ディジタル」又
は「論理」信号に変換することである。該「ディジタ
ル」又は「論理」信号は、在来のトランジスタ−トラン
ジスタ論理（TTL）回路によって処理するために適切で
ある。
信号調節器125は、ちょうど２つの出力を生成する。１
つは、5.115MHz入力を周波数２倍にすることによって生
成した、10.23MHzの周波数を有する２進法の値のTTL−
論理−レベル矩形周期的波形である。この10.23MHz出力
は、「クロック」信号としてすべての引続くディジタル
回路のタイミングを制御するのに役立つ。このクロック
信号は、100マイクロ秒毎の１つの刻み（tick）を得る
ために実時間クロック131において1023（＝３×11×3
1）で割られる。次に、引続く10の因子で更に割ると、1
0-4秒の単位を表す最小の有意数字と共に、数秒の時間
の完全な小数表示がもたらされる。この形態における時
間は、データバス133を介して常に読むことができる。
相関器組立体127、数値発振器組立体129及びフィールド
ターミナルコンピュータ39の諸動作は、データバス133
を通じて実時間クロック131によってすべて統制されて
いる。
信号調節器125の第２の「ディジタル」出力は、アナロ
グｕ（ｔ）及びｌ（ｔ）入力から得られ、２進法の値
の、TTL−論理−レベル非周期的波形である。この出力
は、２つの入力を有するTTL排他的−NOR論理ゲートによ
って生成される。該２つの入力のうち、一方の入力はｕ
（ｔ）入力の符号を表し、他方はｌ（ｔ）の符号を表
す。かくして、ゲート出力は、アナログｕ（ｔ）及びｌ
（ｔ）信号が同一の符号を有する場合にのみ「真（Tru
e）」（Ｔ、又は２進法の１）である。
第６図は、信号調節器125のブロック図を示す。アナロ
グ信号ｕ（ｔ）は、比較器135への入力である。比較器1
35の出力は、TTL論理レベルであり、ｕ（ｔ）が正であ
るとき真で、ｕ（ｔ）が負のとき偽（False）である。
このTTL論理信号は、TTL排他的NORゲート137への１つの
入力として印加される。アナログ信号ｌ（ｔ）は、その
出力が排他的NORゲート137の他の入力として印加される
ところの比較器139に同様に供給される。水晶発振器65
から得られる正弦波5.115MHz信号は、在来のアナログ周
波数２倍回路141への入力であり、該回路141の出力は第
３の比較器143に供給されて、10.23MHzの矩形波TTL−レ
ベル出力を生成する。更に、該10.23MHzの出力は、フリ
ップフロップ145への「クロック」入力としても用いら
れる。フリップフロップ145は、ゲート137からの出力を
サンプルして保持する。かくして、フリップフロップ14
5の出力はｕ（ｔ）及びｌ（ｔ）の符号の排他的NOR関数
であり、毎秒10.23×106回の一様な速度でサンプルされ
て、各サンプル時間の間保持される。例えばジェー・エ
ム・モラン（J.M.Moran）によつて「実験物理の方法（M
ethods of Experimental Physics）」第12巻、Ｃ部、22
8乃至260頁中に掲載される文献において論議されるよう
に、時間の２進法の値の関数ＵＬが、位相及び相対的
振幅の両方において、アナログ積ｎ（ｔ）ｌ（ｔ）のフ
ーリエスペクトルへの、十分な近似であるフーリエ変換
又は「スペクトル」を有するということは、無線干渉測
定の技術において周知である。近似の精度は、特徴にお
いてランダム及びガウス型であるべきアナログ信号に依
存する。更に、２つの入力の間の相関関係の絶対値は、
１よりもかなり小さくなければならない。（事実上、雑
音は比較器の非直線性の外で「（震える（dither）。」
排他的NORゲート137を、入力の各々が＋１及び−１の値
を有する乗算器とみなすことができる。）これらの条件
は、本発明の装置においてよく満たされている。かくし
て、以下のように、フリップフロップ145からの論理レ
ベルは、単に積ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）を表すと考えられる。
位相および相対的振幅の検出は以下で式および図を以て
詳説する。
信号調節器125からのＵＬの積は、相関器組立体127内
の７個の同一相関器の各々に対する並列的入力である。
相関器組立体127の構成を記述する前に、その動作の原
理を簡潔に説明する。
７個の各相関器内において、ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）積は、対
応する７個の数値発振器により発生された時間のサイン
関数及びコサイン関数の２進法近似値と相関される。す
なわち、衛星からの信号の時間依存周波数（これを周波
数ヒストリという）に関する関数を複合積信号に適用
し、両者の相関が取られるのである。このように、相関
させるのは、複合積信号ＵＬを個々のフーリエ成分
（その周波数は各衛星からの信号のドップラー偏移に関
連している）に分析し、各成分の振幅、位相を決定する
ためである。発振器の周波数は、実時間クロック131に
よって指示される時間に従ってフィールドターミナルコ
ンピュータ39によって制御される。任意の時刻におい
て、発振器周波数は、人工衛星の１つによって送信され
る1575.42MHz搬送波の予測値ドップラー周波数偏移の２
倍に等しく設定される。或る１つの発振器及び或る１つ
の相関器が、考慮して見える人工衛星の各々（最大７個
まで）と連係させられる。（原理的に、７個以上の人工
衛星が見えるならば、より多くの数値発振器及び相関器
を装置内に用いることができる。実際上、７個で十分で
ある。）予測ドップラー偏移が実際のドップラー偏移に
十分に近いならば、相関器の出力は、予測が行なわれた
１つの特定人工衛星からの信号の電力及び位相に正確に
測定し且つ異なるドップラー偏移を有する他の人工衛星
からの信号の存在によって顕著には影響を受けないであ
ろう。
数学的表現において、数値発振器及びその連係相関器の
１組の動作は、以下のようである。実時間クロック131
によって指示される時間ｔの関数として、人工衛星の搬
送波の予測ドップラー周波数偏移は、ｐ（ｔ）によっ
て与えられる。ｐ（ｔ）の値は、フィールドターミナ
ルコンピュータの記憶装置内に前もって記憶された予め
計算した値のテーブルから補間される。数値発振器は、
矩象状態（位相が90゜ずれている）にある時間の２つの
関数:cos〔２φｐ（ｔ）〕及びsin〔２φｐ（ｔ）〕を
発生させる。但し、φｐ（ｔ）は、時間の関数である予
測位相を表す。ここで２φｐと２倍にしたのは、両帯域
（上側波帯および下側波帯）の広がる信号において、上
側波帯では周波数の高い方にドップラー偏移し、下側波
帯では周波数の低い方にドップラー偏移するため、差し
引き２倍の偏移となるからである。関数φｐ（ｔ）は、
数値発振器が発振し始めるときの時間t0において初期的
にゼロに等しく、そして任意の引き続く時間においてφ
ｐ（ｔ）は、積分 によって与えられる。但し、ｐ（ｔ′）は、介在する
時間ｔ′におけるｐの瞬間的値を表す。慣例のよう
に、周波数fPが単位時間毎のサイクル単位で測定され且
つ位相φｐがサイクル数よりむしろラジアン単位で測定
されるならば、２πの因子が必要である。
t0とt1との間で動作する相関器は、その入力〔ｕ（ｔ）
ｌ（ｔ）〕,cos〔２φｐ（ｔ）〕及びsin〔２φ
ｐ（ｔ）〕から量ａ及びｂを形成する。ａ及びｂは、以
下の式に従う。
及び 積分の時間間隔t1−t0は１秒に等しくて、上記積分は各
秒毎に行われる。実時間クロックからの各１秒の刻みに
おいて、積分値は記憶レジスタ内へ「ストローブ（stro
be）」され、積分はゼロにリセットされ、数値発振器は
再スタートされ、新しい積分周期が始まる。かくして、
時間の各秒の終りにおいて、相関器は、先行する１秒間
隔の間に積ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）cos〔２φｐ（ｔ）〕及び
積ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）sin〔２φｐ（ｔ）〕の時間平均値
を表す出力ａ及びｂをそれぞれ送出する。これらの出力
は、コサイン及びサイン関数に対する積ｕ（ｔ）ｌ
（ｔ）の相関を表す。
１秒間隔の間、発振器周波数ｐ（ｔ）は実時間クロッ
クからの0.1秒「刻み」によって誘発されて、コンピュ
ータによって0.1秒毎に更新される。地上のフィールド
ターミナルに対する人工衛星の運動及び相対速度の視線
に沿った射影の変化によって、人工衛星ドップラー偏移
が変化するので、上記更新が必要である。ドップラー偏
移の変化速度は、毎秒１ヘルツのわずか数分の１であろ
う。
相関器出力ａ及びｂは、予測ｐ（ｔ）が作られた特定
の人工衛星からの信号の電力及び搬送位相の概算を得る
べく結合することができる。
実数部分がａに等しく且つ虚数部分がｂに等しい複素数
ｃを定義する。すなわち、 ｃ＝ａ＋jb 但し、ｊは−１の平方根である。
そこで、 ｃＣ＜m2＞＜exp〔2j（φ−φｐ）〕＞ 但し、Ｃは正の実数の一定のスケールファクターであ
り、＜m2＞はt0からt1までの積分間隔にわたる、GPS変
調関数ｍ（ｔ）の２乗の時間平均値であり、＜exp〔2j
（φ−φｐ）〕＞は同じ積分間隔にわたる、複素指数関
数exp〔2j（φ−φｐ）〕の時間平均値である。受信GPS
搬送信号位相φ＝φ（ｔ）と相当する予報φｐ＝φ
ｐ（ｔ）との差（φ−φｐ）は積分時間の間の１周期の
実質的間隔では変化しないという条件で、ｃの大きさは
平均受信電力にほぼ比例する。
すなわち、 ここで、（φ−φｐ）は積分期間においてほぼ変化しな
いので定数とおける。
左辺の大きさは１となる。また、ｍ（ｔ）は実数値関数
である。したがって、 |c|≡（a2＋b2）1/2Ｃ＜m2＞ であり、そしてｃの角度は平均位相差（φ−φｐ）の２
倍にほぼ等しい。すなわち、 ∠ｃ≡tan-1（b/a）２＜（φ−φｐ）＞ である。
ｂ及びａから、ｃの角度は２πラジアンを法として一義
的に決定されることに注意されたい。かくして、差（φ
−φｐ）は、πラジアンを法として決定される。
受信信号電力及び搬送位相（πを法とする）をこれらの
式に従ってａ及びｂから正確に決定するために、２つの
条件が満足されなければならない。第１に、前述のよう
に、実際の位相φ（ｔ）と予測位相φｐ（ｔ）との違い
が積分期間の間でほとんど変化しないことである。第２
に、 SNRc＝（2/π）（π/4）（BeffTint）1/2Ｆ ＝（1/2）（BeffTint）1/2Ｆ によって与えられる、雑音比率に対する相関器出力信号
は、１よりかなり大きくなければならない。但し、Beff
は信号ｕ（ｔ）及びｌ（ｔ）の実効的帯域幅であり、ｕ
（ｔ）および（ｔ）の実効的帯域幅（半値幅）がｍ
（ｔ）の半値幅に等しいことから、約５×105Hz、正確
には約450kHzに等しい。すなわち、Tintは積分時間であ
り、１秒に等しい。Ｆは、雑音からでなくGPSm（ｔ）信
号から生じるｕ（ｔ）及びｌ（ｔ）の電力の全電力に対
する割合である。（2/π）の因子は、信号調節器内の比
較器によるｕ（ｔ）及びｌ（ｔ）の信号のアナログ対デ
ジタル変換によって生じるｕ（ｔ）とｌ（ｔ）との間の
相関の損失に相当する。（π/4）の因子は、相関器内に
おけるサイン及びコサイン関数に対する方形波近似の使
用に関係した損失に相当する。BeffTint積の平方根は、
約700に等しい。従って、 SNRc350・Ｆ の関係がある。
GPS人工衛星から生じる何れかの側波帯電力の割合Ｆ
は、受信アンテナ利得及び受信装置雑音指数に依存す
る。前述の「ミテス（MITES）」アンテナ及び受信装置
について且つ20゜以上の人工衛星仰角については、Ｆが
約0.03を上回ることが実験から知られている。従って、 SNRc10 であり、これは正確な電力及び位相測定のために十分で
ある。複素数ｃの各部分である実部及び虚部における雑
音の標準偏差は、 σｃ|c|/SNRc によって与えられる。
電力及び位相の測定における精度についての最初に言及
した条件は、すなわち（φ−φｐ）が１秒の積分時間の
間の周期の実質的間隔では変化しないということであ
る。この条件は、実際の受信搬送周波数と局部参照周
波数０との間の差は予測（数値発信器）周波数ｐと
１ヘルツも異ならないという条件に相当する。この条件
は、数値発振器の周波数にフィードバック制御を適用す
ることによって、この周波数を実際の受信搬送周波数に
近づけ続けて、本装置内において満足される。この制御
は、フィールドターミナルコンピュータ39によって実行
される簡単なプログラムの手段によって遂行される。こ
のプログラムを次に説明する。ｋ 番目の１秒積分間隔の終りにおけるａ及びｂの相関器
出力から形成される複素数ｃを、ｃ（tk）で示す。但
し、tkは、その間隔の中間における時刻を表す。（ｋ＋
１）番目の間隔についての数値発信器周波数に対してＫ
・∠〔ｃ（tk）ｃ＊（tk-1）〕/2πヘルツの補正バイア
スが加えられる。但し、Ｋは１よりも小さい正の実定数
であり、∠〔 〕の括弧〔 〕によって囲まれる複素数
量の角度を示す。ｃ＊（tk-1）は、１つ前の（ｋ−１）
番目の間隔から複素数ｃの共役複素数である。このプロ
グラムの動作の原理は、次の例から理解できる。最初の
周波数予測値が実際の周波数よりも僅か0.1Hzだけ低い
とすると、その１秒間から次の１秒間に複素数ｃの角度
は0.1サイクルだけ進む。複素数量ｃ（tk）ｃ＊
（tk-1）は（0.1Hz）×（２π）ラジアンの角度をもつ
が、これが周波数予測値の誤差となる。この誤差を減少
させるために、補正バイアスＫ×0.1Hzをその周波数予
測値に付加する。これにより、周波数予測値における誤
差が0.1Hzから（１−Ｋ）×（0.1Hz）へと減少する。
Ｋの値は、ゼロより大きくなければならない。さもない
と、周波数予測値誤差の縮小は、フィードバックから全
く生じないであろう。Ｋの値は、１よりも小さくなけれ
ばならない。さもないと、フィードバックは、補正を適
用することの遅延によって、誤差の不規則な変動をもた
らすであろう。正確な値は厳格ではなくて、最適な値は
実験によって決定することができる。本装置においては
0.5の公称値が用いられる。
この周波数フィードバックの重要な他の効果は、数値発
振器周波数が上下数ヘルツほどずれている最初の周波数
から実際の受信搬送周波数に向かって「引かれる（pull
ed）」ことである。この「引き寄せ（pull−in）」現象
は、位相又は周波数トラッキングフィードバックループ
（trequency−tracking feedback loops）の技術におい
て周知である。このことは、たとえば、フロイド・エム
・ガードナー（Floyed M.Gardner）による「位相固定技
術（Phaselock Techniques）」（ジョン・ウィリー及び
サンズ・インコーポレイテッド刊行、ニューヨーク、19
66年）という表題の本において議論されている。
本装置についての「引き寄せ」現象の重要性は、測量目
印位置の先行知識が不明確な2.3キロメートル以下であ
る必要がないということである。
本装置における「引き寄せ」現象の潜在的に有害な効果
（potentially adverse side−effect）は、特定の人工
衛星を追跡していると仮定される数値発振器が異なる人
工衛星の周波数に引き寄せられるということである。こ
のことは、その異なる衛星の周波数が、その特定の衛星
の周波数に近くて、信号強度が強い場合に起こる。その
ような発生から生じるであろう損害を制限するために、
フィールドターミナルコンピュータプログラムは、先行
周波数予測値に加えられるであろう蓄積バイアスの大き
さを約10Hzに制限するという用意を含む。２つの人工衛
星の周波数の間の差は代表的に毎秒約1Hzだけ変化する
ので、測定データの約10秒のみ又はフィールド位置で得
られた総データの約１パーセント以下は、誤まった人工
衛星の追跡によって無効にされるかもしれない。経験
は、この割合が重要でないことを示す。
第７図を参照すれば、相関器組立体127における７つの
同一のモジュールの１つである相関器モジュール149の
ブロック図を示す。７つの全モジュールは同じ入力Ｕ
Ｌを有し、それは信号調節器126のＵＬ出力である。
各モジュール149は又、７つの数値発信器モジュールの
対応する１つから「コサイン」入力及び「サイン」入力
も受信する。ＵＬ入力及びコサイン入力は、排他的NO
Rゲート151へ入る。ゲート151の出力は、「クロックド
（clocked）」ディジタルカウンター153への入力とな
る。ＵＬ入力及びサイン入力は、他の排他的NORゲー
ト155へ入る。このゲート155の出力は、他のカウンター
157への入力となる。毎秒１回、カウンターレジスタ15
3、157の内容は、ディジタル電子組立体37内の実時間ク
ロック131からのパルスによって各出力バッファー159及
び161にラッチ（latch）」され、該カウンターは次にゼ
ロにリセットされる。信号調節器125からの「クロッ
ク」信号によって統制される10.23MHzの速度で、各カウ
ンター153及び157は、その関係した排他的NORゲート151
及び155からの入力が「真」である場合のみ、１だけ増
加する。この回数は、前の１秒間にＵＬの符号とコサ
イン（又はサイン）入力の符号とが一致した回数を示
す。かくして、各１秒間隔の終りにおいて、出力バッフ
ァー159及び161の内容は、ゼロと10,230,000との間の回
数を指示する。ＵＬ及びコサイン／サイン入力は、先
行する１秒間に整合される。各カウンターの出力バッフ
ァー159及び161の内容は、データバス133に接続され、
フィールドターミナルコンピュータ39はバス133を通っ
て毎秒内容を読む。各カウンター／ラッチは、LSIシス
テムズ・インコーポレイテッドによって作られた、32ビ
ットデバイス、モデルナンバーLS7060のような単一集積
回路であって良い。
〔ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）〕とcos〔２φｐ（ｔ）〕との間の
交差相関によって以前定義した量ａは、「コサイン」カ
ウンターの出力から5,115,000を減算してその結果を5,1
15,000で除算することによって、フィールドターミナル
コンピュータ39内ですなわち、具体的にいえば、次のと
おりである。ＵＬとコサイン信号とが相関関係にない
ときに（相関係数がゼロ）、平均してＵＬの符号とコ
サイン信号の符号とが半分一致し、半分不一致となるこ
とからカウンター153の出力は5,115,000となる。ＵＬ
とコサイン信号とが完全に相関関係にあるとき（相関係
数が１）、カウンター153の出力は10,230,000となる。
ＵＬとコサイン信号とが完全に反相関関係にあるとき
（相関係数が−１）、カウンター153の出力は０とな
る。したがって、カウンター153からの出力から5,115,0
00を減算し、5,115,000で除算すれば相関係数が得られ
る。量ｂは、「サイン」カウンター出力から5,115,000
を減算してその結果を5,115,000によって除算すること
によって同様に得られる。（かくして、ａ又はｂの単位
大きさはそれぞれ、〔ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）〕とコサイン関
数又は〔ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）〕とサイン関数との間の完全
な相関を表す。これらの結果がフィールドターミナルコ
ンピュータ39のメモリー内に記憶される前に、各数は記
憶スペースを保護するために４ビットと程度まで切捨て
られても良い。） 第８図を参照すれば、数値発振器組立体129内に７つの
同一の数値発振器モジュール163の１つのブロック図を
示し、該モジュール163の各々は「コサイン」入力及び
「サイン」入力を１つの相関器モジュール149に供給す
る。各数値発振器163は、２進位相レジスタ167及び２進
周波数レジスタ169、２進加算器171、排他的NORゲート1
73、インバータ175及び分周器177から成る。
位相レジスタ167及び周波数レジスタ169は各々32ビット
を有し、加算器171は32ビット加算器である。常時位相
レジスタ167内に含まれる２進数は、２分の１周期を表
す最初の桁のビット、４分の１周期を表す次の桁のビッ
ト等を有して、発振器出力の位相を表す。周波数レジス
タ169内に含まれる２進数は、発振器の周波数を同様に
表し、この場合に155,000Hzの値を有する最初の桁のビ
ットを有する。155,000Hzは、信号調節器125からの10.2
3MHz「クロック」信号の周期当りの1/66のサイクルに等
しい。加算器171は周波数レジスタ169及び位相レジスタ
167内に含まれる数を共に加算する。その和は位相レジ
スタ167内にロードされる。分周器177からの出力のサイ
クル毎に１回、レジスタ167の内容が置き替えられる。
分周器177は、10.23MHzの「クロック」信号を33の固定
因子で除算する。かくして位相レジスタ167は、正確に
毎秒310,000回の速度で更新される。位相が各更新に従
って前進する量は、周波数レジスタ169の内容によって
与えられる。前述のように、周波数レジスタ169は、デ
ータバス133を介してフィールドターミナルコンピュー
タ39によって毎秒10回更新される。（正の周波数と同様
に負の周波数が、在来の２補数法を用いて、周波数レジ
スタの内容によって表される。この在来法に従えば、２
進数の負数は各ビットの補数をとり次に１を加えること
によって形成される。従って最大の正の数は、最初の桁
のビットが０及び他のすべてのビットが１であることに
よって表される。最初の桁のビットが１であることは、
数が負であることを意味する。） 数値発振器163のサイン出力は、位相レジスタ167の最初
の桁のビットを反転するインバータ175から得られる。
サイン出力は、位相がゼロサイクルとプラス２分の１サ
イクルとの間にあるとき１の値を有し、位相が２分の１
サイクルと１サイクルとの間にあるときゼロの値を有す
る（マイナス２分の１サイクルとゼロサイクルとの間に
ある位相と同一である）。数値発振器163のコサイン出
力は排他的NORゲート173から得られ、該ゲート173の入
力は位相レジスタの最初の桁のビット及び次の桁のビッ
トである。コサイン出力は、位相がゼロ±４分の１サイ
クル内にあるときのみ、１の値を有する。
第９図を参照すれば、フィールドターミナルコンピュー
タ39のブロック図が示されている。コンピュータは、中
央処理ユニット（CPU）181、プログラムメモリー183、
データメモリー185、外部２方向データポート187及び19
1から成る。データポート187はオペレータ端末装置189
に接続され、データポート191は変調器−復調器（モデ
ム）193に接続され、モデム193は電話線、無線電話又は
いくつかの他の遠隔通信リンク195に順に接続される。
コンピュータ39の各部品はデータバス133によって相互
に連結され、該データバス133は更にコンピュータ39を
フィールドターミナルの他の部品に接続するのにも役立
つ（第５図参照）。
CPU181はディジタルエクイップメントコーポレイション
（Digital Equipment Corporation（DEC））モデルLSI
−11/2（部品番号KD11−GC）であって良い。プログラム
メモリー183は、DEC部品番号MRV11−Ｃのような32Kバイ
トプログラム可能ROMであって良い。データメモリー185
は、DEC部品番号MXV11−ACのような32Kバイトランダム
アクセス読み書きメモリーであって良い。２つの外部２
方向データポート（187及び191）は、MXV11−AC内に含
まれるRS−232直列データポートであって良い。オペレ
ータ端末装置189は、DECモデルVT−100又は任意の同等
の直列ASCII端末装置であって良い。該ASCII端末装置
は、VT−100のように、MXV11−ACのRS−232直列データ
インターフェースへ、又は他のあらゆる適切な外部デー
タポートデバイスを通じてコンピュータへと接続可能で
ある。モデム193は、標準RS−232両立デバイスであって
も良い。前述のように、フィールドターミナルコンピュ
ータ39がベースターミナルコンピュータ15に直接接続さ
れるならば、モデム193はなくとも良い。データバス133
は、LSI−11Qバスであって良い。実時間クロック131、
数値発振器組立体129、相関器組立体127は、標準回路カ
ード上にそれらを組み立てることによってＱバスに接続
することができる。このカードは、LSI−11コンピュー
タ装置の「バックプレーン（backplane）」のカードエ
ッヂコネクタ内に直接差し込む。該回路カードは、特別
の集積回路を備えたものがDECから市販されている。該
集積回路は、Ｑバスとカード上に構成される特別の干渉
計ターミナル回路との間のすべてのデータ通信を処理可
能である。
フィールドターミナルコンピュータ39のメモリー185内
に記憶される測定データは、観測される７個までの人工
衛星の各々についての時間系列の複素数から成り、１つ
の数は時間の各秒に得られる。これらのデータは、約5,
000秒の時間間隔の間に得られる。その間に、少なくと
も２つの人工衛星が常に観測され、観測される人工衛星
の平均数は少なくとも４つである。時刻ｔにおけるｉ番
目の人工衛星についての複素データをAi（ｔ）と示す。
この複素数の大きさは、その時刻にその人工衛星から受
信される信号の測定電力に比例し、比例定数は任意であ
るがすべての人工衛星について同じである。複素数の角
度はその時刻にその人工衛星について測定される搬送位
相の２倍に等しい。各衛星についての位相は、同一の局
部発振器参照信号（すなわち、フィールドターミナル13
−１の発振回路35により発生された1575.42MHz信号）に
参照される。
複素データAi（ｔ）,i＝1,…,7は、フィールドターミナ
ルコンピュータ39によって相関器組立体127における７
個の相関器149のａ及びｂの出力から以下のように引き
出される。ｉ番目の相関器の場合、 Ai（ｔ）＝〔ａ（ｔ）＋jb（ｔ）〕exp〔2jφ
Ｐ（ｔ）〕 但し、ａ（ｔ）及びｂ（ｔ）は、それぞれ時間ｔを中心
とした１秒間の「積分」又は計算の間隔の間の正規化さ
れたａ及びｂ出力を表す。ｊは、−１の平方根である。
２φｐ（ｔ）は、時刻ｔにおけるｉ番目の人工衛星の予
測値搬送位相の２倍である。複素数Ai（ｔ）は、exp〔2
jφｐ（ｔ）〕が乗算された、ｉ番目の相関器出力から
引き出される複素数ｃに等しいことに注意されたい。Ai
の角度は、1575.42MHzの局部参照発信器の位相（の２
倍）に対する受信搬送波位相（の２倍）を表す。一方、
ｃの角度は該局部参照発信器の位相に対する受信搬送波
位相マイナス数値発信器位相の差（φ−φμ）（の２
倍）に関連する。
ここでの説明のために、データセット｛Ai（ｔ）｝を基
線ベクトルの原点にあるフィールドターミナル13−１に
よって発生されたものであると考える。他のフィールド
ターミナル13−２は基線ベクトルの終点におけるフィー
ルドターミナルであり、第１のターミナルと同時刻に同
一の人工衛星を観測する。産出データは、Ai（ｔ）に相
当し、Bi（ｔ）と示される。同一の人工衛星が同時に観
測されるのは、２つのターミナルに同一の中央コンピュ
ータ15からの予測値データが与えられるからである。コ
ンピュータ15は、人工衛星をただ１つの方法で１から７
まで番号付ける。２つのターミナルにおける観測は、２
つのターミナルのクロックが観測の直前に同期させられ
クロック速度は極めてわずかしか異ならないので、実効
的に同時に作用する。（クロックの速度を統制する水晶
発振器の間の速度の違いの主な効果は、1575.42MHz参照
周波数の間の位相の相違を変化することである。）特定
の時間において、特定の人工衛星が１つのターミナルか
ら見えるが他からは隠れているとしてもそれは問題では
ないであろう。この場合においてAi（ｔ）又はBi（ｔ）
の何れかの大きさは、単にゼロ或いは殆んどゼロであろ
う。
干渉計の基線ベクトルの決定を完遂するために中央コン
ピュータ15によって行われる動作（基線ベクトルの両端
に位置した２つのフィールドターミナル13−１及び13−
２から集められた電力及び位相の測定データが与えられ
ている条件の下での動作）を以下に説明する。
中央コンピュータにおいてAi（ｔ）及びBi（ｔ）のデー
タを処理する第１の工程は、Ai（ｔ）の共役複素数▲Ａ
＊ ｉ▼（ｔ）にBi（ｔ）を乗算することである。その積 Si（ｔ）＝▲Ａ＊ ｉ▼（ｔ）Bi（ｔ） は角∠Si（ｔ）を有する。その角度は、２つのターミナ
ルにおいてｉ番目の人工衛星から受信される搬送信号の
測定位相の間の差の２倍に等しい。各位相は、それぞれ
のターミナルにおける局部参照発振器に関して測定され
た。従って、Si（ｔ）の角度は、局部発振器の位相の間
の差及びターミナルの間の基線ベクトルに対して、理論
的関係 ∠Si（ｔ）ΔφLO＋（４πi/c）・ｉ（ｔ） によって関係づけられる。但し、ΔφLOは、局部発振器
位相差を表す。ｉはｉ番目の人工衛星についての受信
周波数であり、1575.42MHzにほぼ等しい。ｃは、光の速
度である。は、基線ベクトルである。ｉ（ｔ）は、
時刻ｔにおいて基線ベクトルの中間点から見たｉ番目の
人工衛星の方向における単位ベクトルである。上記式は
次のように導かれる。
基線の両端からｉ番目の人工衛星までの距離の差は、基
線ベクトルの基線の一端からその衛星にむかう方向への
射影と近似できるが、正確にいうと視差が存在するの
で、基線の中点からその衛星に向かう方向への射影と近
似できる。すなわち、距離の差は・ｉに等し。した
がって、距離の差をラジアン単位の位相で表すと２π
（fi/c）・ｉとなる。
したがって、Si（ｔ）が受信される搬送信号の測定位相
の差の２倍に等しいので、 ∠Si（ｔ）４π（fi/c）・ｉ となる。
さらに、２つの局部発信器は同じ位相をもたないので、
発信器の位相差ΔφLOをこれに加える必要があるので、 ∠Si（ｔ）ΔφLO＋（４πfi/c）・ｉとなる。
（この関係は、サイクルでなくラジアン単位で角∠S
i（ｔ）を生じる。周波数ｉは毎秒ラジアンよりむし
ろサイクル単位で特定されるので、２πの因子が含まれ
なければならない。２πでなく４πがここで現れる理由
は、各フィールドターミナルが受信信号位相の２倍を測
定するからである。）この関係は、２次変位、伝搬媒体
の効果、マルチパス（multipath）、相対論的効果、雑
音等を無視する限りでは、近似である。これらの小さい
効果は、ここでは明快にするために無視される。これら
の効果を無視することと関連した誤差は、約1km以下の
基線の長さについて約1cm以下の基線誤差に相当する。
〔完全にランダムである雑音の効果を除けば、∠S
i（ｔ）の更に正確な理論的表現を得るために、上で無
視した効果をモデル化することが可能である。例えば、
このモデル化は、アイ・アイ・シャピロ（I.I.Shapir
o）による「VLBI観測からの天体測定及び測地の媒介変
数の概算（Estimation of astrometric and geodetic p
arameters from VLBI observations）」（Methods of E
xperimental Physics,vol.12,part C,261乃至276ペー
ジ、1976年に掲載）という表題の文献において記述され
ている。〕 理論的に、Ｓの大きさは、 |Si|＝Ｃ・G2（cosθｉ） によって与えられる。但し、Ｃは定数であり、Ｇは受信
アンテナの指向性電力利得であって、ｉ番目の人工衛星
の天頂角θｉのコサインの関数として書かれる。Ｇは方
位角から独立であると仮定され、整合環状分極の等方性
アンテナによって受信される電力が１に等しいように正
規化される。MITESアンテナ設計の場合、 Ｇ（cosθ（1.23）・（１＋cosθ）２・sin2（（３π
/4）cosθ）、 （０゜θ90゜のとき）； Ｇ（cosθ）０、（90゜θのとき） である。この関数の値は、天頂（θ＝０）においてほぼ
2.46である。その値は、θ40゜において約3.63の１つ
の最大値を有して、θ72゜において単位値を有し、θ
が90゜に近づくとき０に近づく。
２つの干渉計ターミナルから得られた測定データの処理
における次の工程は、各々の測定時刻ｔについての和Ｓ
（ｔ）を得るためにｉに亘って複素数Si（ｔ）を加算す
ることである。すなわち、 ここで和は、時刻ｔにおいて観測されたすべての人工衛
星に亘ってとる。このように和をとるのは次の理由によ
る。Si（ｔ）、すなわち測定により得られたSi（ｔ）の
角は個々の衛星により異なるので、その和Ｓは刻々と複
雑に変動する（その変動はまだ知られていない基線ベク
トルに依存するものである）。Ｓの変動は以下で示す理
論値の変動と似ていない。そこで、未知の基線ベクト
ルを決定するために、基線ベクトルについて可能な限り
の値を調べ、論理値が測定値Ｓの変動のように変動す
る特定の基線ベクトルを見付けることとしたのである。
測定データの処理における次の工程は、基線ベクトル
の試行値を選択して、この値から時間（ｔ）の関
数を計算することである。基線ベクトルの真の値が試
行値に等しいならばＳ（ｔ）が有するのであろう値を
理論的に表わす。すなわち、 である。但し、λｉは、受信搬送周波数に相当する無線
波長である。すなわち、λｉ＝c/ｉである。ここで、
上記式は次のように導かれたものである。すなわち、
ｉの角度は、前述と同様に４π・i/λｉとかけるか
ら、 ｉ＝Ai（ｔ）・Bi（ｔ） ＝|Ai||Bi|exp〔−４π・i/λｉ〕となる。
ｂの値を選択する方法は、以下に記述する。理論的関数
（ｔ）において、測定から引き出された関数Ｓ（ｔ）
とは対照的に、局部発振器位相差を表すための項は存在
しない。更に、一定のスケール因子Ｃは、省略される。
次に、Ｓ（ｔ）の絶対値は（ｔ）の絶対値によって乗
算されて、これら絶対値の積は値 を得るために測定時間すべてに亘って合計される。もち
ろん、 は、測定によってと同様にに依存する。
すなわち、 である。但し、tlは、約5,000測定回数の組のうちのｌ
番目を表わす。
は、アンビギティー関数（ambiguity function）」と呼
ばれ、まだ知られていないが真の基線ベクトルに依存
する実際に測定されたＳの変動と、試行値に依存する
理論的に計算されたＳの変動との間の相互相関を表す。
処理における次の工程は、の種々の値について の計算を繰り返して、 の関数が最大の値を有するの特定値を決定することで
ある。このの値は、基線ベクトルの所望の決定であ
る。
ターミナルの間の基線ベクトルを決定するために一対の
干渉計ターミナルからの測定データを処理するこの方法
は本発明に関するものではないが、米国出願番号第305,
142号の明細書に記載されている。また、Charles C.Cou
nselmanおよびSergei A.Gourevitchによる“測地学のた
めの小型干渉計ターミナル：地球上の位置測定装置のア
ンビギティーおよび多重経路（Multipath）”と題する
論文（IEEE Trransactions on Geoscience and Remote
Sensing,vol.GE−19,no.4,pp244−252,October,1981）
に説明されている。先ず基線ベクトルの試行値をの
先行する概算に最良に等しくなるべく初期的に選択す
る。この概算は、地図上の目印を識別することによって
得られる位置のような、測量目印の位置についての独立
の情報から入手可能である。に関する の最大化は、或る３次元量を調べることによって処理す
る。この３次元量は、このの初期値を中心として、最
初の概算の不明確さを含むように十分に大きくとる。調
査において、一様の間隔を置いて配置される３次元格子
のすべての点が検査され、 が最大となる１つの点を決定する。格子間隔は、最初に
１メートルとする。次に、以前決定した最大 の１点から２メートル広がった３次元量を、20センチメ
ートルの間隔を置いた格子を検査することによって、調
査する。
の最大値は、この更に細かく間隔を置いた格子上に見つ
けられる。次に格子間隔を半分にして、格子の直線長さ
もまた半分にして、調査を反復する。この半分にする処
理は、格子間隔が１ミリメートル以下になるまで続けら
れる。最終的に を最大にするの値は、基線ベクトルの所望の決定と
なるようにとられる。人工衛星の数ｎとして５を用いる
ことによって、本発明により基線ベクトル決定におい
て、約100メートルの基線長さについて各座標につき約
５ミリメートルの精度を有することが可能である。
本発明に従って測定データを処理する方法の他の実施例
において、アンビギティー関数 は、測定データから及び基線の試行値からも形成され
る。しかしながら、関数を形成する方法は、異なる。こ
の実施例においても前記実施例におけるように、A
i（ｔ）の共役複素数は、Bi（ｔ）によって乗算されて
複素数の積Si（ｔ）を得る。すなわち、 Si（ｔ）＝▲Ａ＊ ｉ▼（ｔ）Bi（ｔ） である。但し、Ai（ｔ）は、時刻ｔにおいて１つの干渉
計ターミナルでｉ番目の人工衛星から受信される信号の
測定値を表す複素数である。Ai（ｔ）の絶対値は受信さ
れる電力に比例して、角∠Ai（ｔ）はターミナルの局部
発振器に関する搬送波の位相の２倍である。Bi（ｔ）
は、基線ベクトルの他端における他のターミナルから得
られるということを除いては、Ai（ｔ）と同様である。
次に、Si（ｔ）は基線ベクトルの試行値の或る複素指
数関数によって乗算され、次に積は時刻ｔにおいて観測
されるすべての人工衛星に亘って合計されて和Ｓ（ｔ）
を得る。Ｓ（ｔ）は、時間及び試行値の関数である。
すなわち、 但し、ｉ（ｔ）は、時刻ｔにおけるｉ番目の人工衛星
の方向の単位ベクトルである。λｉは、ｉ番目の人工衛
星から受信される信号の波長である。（がに等しい
ならば、ｉに亘る和における各項の角度は、ｉとは独立
にΔφLOに等しいことに注意されたい。） 次に、Ｓ（ｔ）の絶対値が取られて全観測時間に亘って
合計されて、関数 を得る。すなわち、 である。但し、tlは、およそ5,000測定回数のｌ番目で
ある。
最終的に、 を最大にするの値は、もとのデーター処理方法に関連
して記述された同一の調査手順によって見つけられる。
このの値は、基線ベクトルの所望の決定値である。
この最後の実施例は、最初に記述した実施例よりも計算
に関して更に効率的である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の原理に従ってGPS人工衛星を用いる
無線干渉計によって基線ベクトルを決定するための装置
を図示する。 第２図は、第１図に示した１つの干渉計フィールドター
ミナルのブロック図である。 第３図は、第２図に示したアンテナ組立体のブロック図
である。 第４図は、第２図に示した受信器ユニットのブロック図
である。 第５図は、第２図に示したディジタル電子ユニットのブ
ロック図である。 第６図は、第５図に示した信号調節器のブロック図であ
る。 第７図は、第５図に示した相関器組立体における１つの
相関器モジュールのブロック図である。 第８図は、第５図に示した数値発振器組立体における１
つの数値発振器モジュールのブロック図である。 第９図は、第２図に示したフィールドターミナルコンピ
ュータのブロック図である。 〔主要符号の説明〕 13−1,13−２……干渉計フィールドターミナル 15……コンピュータ 21……アンテナ組立体 27……アンテナ 31……受信器ユニット 33……側波帯分離器 35……発振器回路 37……ディジタル電子ユニット 39……フィールドターミナルコンピュータ 127……相関器組立体 129……数値発振器組立体

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数の地球軌道衛星から送信され、第１の
    地点と第２の地点で受信した無線信号から、前記各地点
    で前記各衛星から受信した信号がｍ（ｔ）cos（２πf0t
    ＋φ）の形の成分を含むとき、前記第１の地点と前記第
    ２の地点との間の基線ベクトルを、決定する装置であっ
    て、 ここでｔは時間を表し、 ｍ（ｔ）は変調信号を表し、かつ平均するとゼロとなる
    広い帯域幅を有する未知の疑似ランダム関数であり、 cos（２πf0t＋φ）は公称周波数f0および位相φを有す
    る、抑圧された搬送波を表し、 前記搬送波の位相φの時間導関数ｄφ/dtはｍ（ｔ）の
    帯域幅に比較して非常に小さく、 前記時間導関数ｄφ/dtは、ドップラー効果により生
    じ、前記複数の衛星のそれぞれに関して異なる衛星特定
    値を有し、 前記決定装置は、 前記第１の地点で同時に前記複数の衛星からの信号を受
    信し、搬送波の位相測定データの第１のセットを得るた
    めに、前記第１の地点で同時に測定した前記各信号の前
    記搬送波の位相φを測定するための第１のターミナル
    と、 前記第２の地点で同時に前記複数の衛星からの信号を受
    信し、搬送波位相測定データの第２のセットを得るため
    に、前記第２の地点で同時に測定した前記各信号の前記
    搬送波の位相φを測定するための第２のターミナルと、 前記基線ベクトルを決定するために、前記搬送波位相測
    定データの第１および第２のセットを組み合わせるため
    のコンピュータとから成る決定装置において、 前記各ターミナルが、 ａ） 前記複数の衛星のそれぞれから受信され、それぞ
    れがドップラー効果により異なった、衛星特定位相の時
    間導関数ｄφ/dtを有する、複数のｍ（ｔ）cos（２πf0
    t＋φ）の形をした前記成分を同時に含む複合信号を収
    集する全方向性アンテナ、 ｂ） 前記受信した信号成分の搬送波の位相ついての、
    衛星を特定し、時間変化する予想位相φｐを発生する予
    想手段であって、 各搬送波の位相φとその各予想位相φｐとの間の差が緩
    慢に変化するように、前記各予想位相の時間導関数ｄφ
    p/dtが前記受信した成分のそれぞれの位相の時間導関数
    ｄφ/dtを追跡すべく変化する、 ところの予想手段、 ｃ） 該予想手段に応答して、前記複数の予想位相φｐ
    （ｔ）からの、複数の衛星特定発信予想信号であって、
    前記各発信予想信号の周波数がそれぞれの衛星について
    のドップラー偏位を追跡すべく変化する予想信号を発生
    する発信器手段、 ｄ） 前記複合信号に関し、それぞれが、前記未知の、
    時間の疑似ランダム関数の平方m2である、複数の平方信
    号成分を得るために、前記各受信信号の成分を平方する
    平方化手段、 ｅ） 前記複数の衛星のそれぞれに対して、同時に前記
    搬送波の位相測定データを得るために、前記複数の平方
    化された信号成分および前記複数の発信予想信号に関す
    る、前記各信号成分の搬送波の位相φとそのそれぞれの
    予想位相φｐとの間の位相の差の緩慢な変化の、平均化
    時間間隔にわたる平均化値を決定する位相測定手段と、 から成ることを特徴とする装置。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の装置であっ
    て、 前記平方化手段が、 ｆ） 受信した無線周波数の第１の帯域を表す第１の部
    分および受信した無線周波数の第２の帯域を表す第２の
    部分に、前記複合信号を分離する手段と、 ｇ） 前記平方化された信号成分を得るために、前記第
    １および第２の部分を乗算する手段と、 から成る装置。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項に記載の装置であっ
    て、 ｈ） 前記複合信号がデジタル表示形成手段によりディ
    ジタル表示され、 ｉ） 複数の論理回路が含まれ、 前記それぞれの論理回路が、前記デイジタル表示に応答
    し、前記複数の論理回路が共通クロックに応答して、同
    時に動作し、前記各論理回路が前記複数の衛星の異なる
    一つに対して、同時に前記搬送波の位相測定データを導
    出することを特徴とする決定装置。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第１項に記載の装置であっ
    て、 ｊ） 前記平方化を行うために、ｍ（ｔ）cos（２πf0t
    ＋φ）の形をした前記信号成分が、前記未知の、時間の
    疑似ランダム関数帯域幅に整合するフィルターにより選
    択されることを特徴とする決定装置。
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