JPH0787332B2 - フイルタ回路の時定数自動調整回路 - Google Patents
フイルタ回路の時定数自動調整回路Info
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- JPH0787332B2 JPH0787332B2 JP61169234A JP16923486A JPH0787332B2 JP H0787332 B2 JPH0787332 B2 JP H0787332B2 JP 61169234 A JP61169234 A JP 61169234A JP 16923486 A JP16923486 A JP 16923486A JP H0787332 B2 JPH0787332 B2 JP H0787332B2
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/0805—Details of the phase-locked loop the loop being adapted to provide an additional control signal for use outside the loop
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
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- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
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- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、IC内に組込んで良好なフィルタ回路の自邸
数自動調整回路に関する。
数自動調整回路に関する。
（従来の技術） 一般にフィルタ回路にはその周波数特性を決めるために
抵抗及び容量による時定数回路が用いられる。このよう
なフィルタ回路をIC内部に組込んだ場合、その精度が悪
いために外部から調整する必要がある。従来の調整手段
について第４図乃至第７図を参照して説明する。
抵抗及び容量による時定数回路が用いられる。このよう
なフィルタ回路をIC内部に組込んだ場合、その精度が悪
いために外部から調整する必要がある。従来の調整手段
について第４図乃至第７図を参照して説明する。
第４図乃至第７図はいずれも基本となるローパスフィル
タを示すものである。まず、第４図に示すフィルタ回路
は、固定抵抗R1及び可変容量素子C1で時定数回路（積分
回路）を構成し、可変容量素子C1の容量を制御電圧ＶC
で電圧可変するようにしたものである。第５図に示すフ
ィルタ回路は、MOSトランジスタQ1及び固定容量素子C2
で時定数回路（積分回路）を構成し、MOSトランジスタ
によるインピーダンスを制御電圧ＶCで電圧可変するよ
うにしたものである。第６図に示すフィルタ回路は、ト
ランジスタQ2及び可変電流源I1によるエミッタフォロワ
及び固定容量素子C3で時定数回路（積分回路）を構成
し、可変電流源I1の出力電流を制御電圧ＶCで制御し
て、トランジスタQ2の等価エミッタ抵抗値を可変するよ
うにしたものである。以上の回路は、その抵抗分をＲ、
容量分をＣとすると、伝達特性 ＧLPFが で表わされ、その可変性が入力信号にも応答するため、
出力信号に歪が生じて十分な性能を発揮することが困難
である。このため、第７図に示す回路が考え出されてい
る。
タを示すものである。まず、第４図に示すフィルタ回路
は、固定抵抗R1及び可変容量素子C1で時定数回路（積分
回路）を構成し、可変容量素子C1の容量を制御電圧ＶC
で電圧可変するようにしたものである。第５図に示すフ
ィルタ回路は、MOSトランジスタQ1及び固定容量素子C2
で時定数回路（積分回路）を構成し、MOSトランジスタ
によるインピーダンスを制御電圧ＶCで電圧可変するよ
うにしたものである。第６図に示すフィルタ回路は、ト
ランジスタQ2及び可変電流源I1によるエミッタフォロワ
及び固定容量素子C3で時定数回路（積分回路）を構成
し、可変電流源I1の出力電流を制御電圧ＶCで制御し
て、トランジスタQ2の等価エミッタ抵抗値を可変するよ
うにしたものである。以上の回路は、その抵抗分をＲ、
容量分をＣとすると、伝達特性 ＧLPFが で表わされ、その可変性が入力信号にも応答するため、
出力信号に歪が生じて十分な性能を発揮することが困難
である。このため、第７図に示す回路が考え出されてい
る。
第７図に示すフィルタ回路は、トランジスタQ3,Q4、抵
抗R2,R3及び定電流源I2からなる差動増幅回路と、トラ
ンジスタQ5〜Q8、基準電圧源Vres1及び可変電流源I3か
らなる電流変換回路と、トランジスタQ9,Q10からなるカ
レントミラー回路と、積分コンデンサC4と、出力バッフ
ァアンプA1とで構成される積分回路に対し、トランジス
タQ3のベースに入力電圧信号Vinを印加し、出力電圧信
号Voutをｍ倍分圧器VD1を介してトランジスタQ4のベー
スに印加するようにしたものである。上記可変電流源I3
は電流変換回路の変換比を決定するもので、その出力電
流量は制御電圧ＶCによって調整可能となされている。
抗R2,R3及び定電流源I2からなる差動増幅回路と、トラ
ンジスタQ5〜Q8、基準電圧源Vres1及び可変電流源I3か
らなる電流変換回路と、トランジスタQ9,Q10からなるカ
レントミラー回路と、積分コンデンサC4と、出力バッフ
ァアンプA1とで構成される積分回路に対し、トランジス
タQ3のベースに入力電圧信号Vinを印加し、出力電圧信
号Voutをｍ倍分圧器VD1を介してトランジスタQ4のベー
スに印加するようにしたものである。上記可変電流源I3
は電流変換回路の変換比を決定するもので、その出力電
流量は制御電圧ＶCによって調整可能となされている。
ここで、上記差動増幅回路に入力電圧信号Vinが印加さ
れ、トランジスタQ3,Q4にコレクタ電流i3,i4が流れて電
流変換回路のトランジスタQ7,Q8にコレクタ電流i7,i8が
流れたとすると、トランジスタQ5,Q6のPN接合の対数
（ｌn）特性とトランジスタQ7,Q8の指数（exp）特性と
が補正し合うため、 の関係が保たれる。そこで、 とすると、 が導かれ、コンデンサC4にはカレントミラー回路分も合
わせて２Δi7の電流が供給される。したがって、出力電
圧信号Voutは、 となる。さらに、この出力電圧信号Voutがｍ倍分圧器VD
1を介して負帰還されると、 であるから、 が導かれる。（１）式と（４）式を比較して明らかなよ
うに、このフィルタ回路は第４図乃至第６図の回路と同
等な周波数特性を有する。そして、その時定数は可変電
流源I3（定電流源I2でもよい）の電流量を制御して電流
変換回路の変換比を調整すれば任意に設定することがで
きる。この場合、その可変性は負帰還ループにより入力
信号には応答しないので、十分な性能を発揮することが
できる。
れ、トランジスタQ3,Q4にコレクタ電流i3,i4が流れて電
流変換回路のトランジスタQ7,Q8にコレクタ電流i7,i8が
流れたとすると、トランジスタQ5,Q6のPN接合の対数
（ｌn）特性とトランジスタQ7,Q8の指数（exp）特性と
が補正し合うため、 の関係が保たれる。そこで、 とすると、 が導かれ、コンデンサC4にはカレントミラー回路分も合
わせて２Δi7の電流が供給される。したがって、出力電
圧信号Voutは、 となる。さらに、この出力電圧信号Voutがｍ倍分圧器VD
1を介して負帰還されると、 であるから、 が導かれる。（１）式と（４）式を比較して明らかなよ
うに、このフィルタ回路は第４図乃至第６図の回路と同
等な周波数特性を有する。そして、その時定数は可変電
流源I3（定電流源I2でもよい）の電流量を制御して電流
変換回路の変換比を調整すれば任意に設定することがで
きる。この場合、その可変性は負帰還ループにより入力
信号には応答しないので、十分な性能を発揮することが
できる。
しかしながら、いずれにしても従来のフィルタ回路で
は、IC化に際して外部からの調整が必要である。すなわ
ち、従来ではこの調整を自動的に行なう手段として適切
なものがない。第７図のフィルタ回路において、積分コ
ンデンサC4の容量をスイッチングして得られる等価抵抗
を利用して補正する手段が考えられるが、ノイズの点で
好ましく、またアナログICには適用することができな
い。
は、IC化に際して外部からの調整が必要である。すなわ
ち、従来ではこの調整を自動的に行なう手段として適切
なものがない。第７図のフィルタ回路において、積分コ
ンデンサC4の容量をスイッチングして得られる等価抵抗
を利用して補正する手段が考えられるが、ノイズの点で
好ましく、またアナログICには適用することができな
い。
（発明が解決しようとする問題点） この発明は、従来のフィルタ回路がIC化に際して外部か
らの調整が必要であった点を改善し、IC内部でフィルタ
時定数を設定値に自動調整することのできるフィルタ回
路の時定数自動調整回路を提供することを目的とする。
らの調整が必要であった点を改善し、IC内部でフィルタ
時定数を設定値に自動調整することのできるフィルタ回
路の時定数自動調整回路を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） すなわち、この発明に係るフィルタ回路の時定数自動調
整回路は、外部制御信号に応じて時定数を調整可能な被
制御フィルタ回路の自動調整を行なうもので、前記被制
御フィルタ回路と同形式の時定数可変フィルタと、この
時定数可変フィルタの出力をその入力へ正帰還して発振
させる帰還増幅器と、前記時定数可変フィルタの発振出
力を入力し基準周波数信号と比較してその位相差または
周波数差に対応した制御信号を生成する位相または周波
数検波手段とを具備し、前記位相または周波数検波手段
で得られた制御信号により前記時定数可変フィルタの時
定数を制御すると同時にその制御信号を用いて前記被制
御フィルタ回路の時定数を調整するようにしたことを特
徴とする。
整回路は、外部制御信号に応じて時定数を調整可能な被
制御フィルタ回路の自動調整を行なうもので、前記被制
御フィルタ回路と同形式の時定数可変フィルタと、この
時定数可変フィルタの出力をその入力へ正帰還して発振
させる帰還増幅器と、前記時定数可変フィルタの発振出
力を入力し基準周波数信号と比較してその位相差または
周波数差に対応した制御信号を生成する位相または周波
数検波手段とを具備し、前記位相または周波数検波手段
で得られた制御信号により前記時定数可変フィルタの時
定数を制御すると同時にその制御信号を用いて前記被制
御フィルタ回路の時定数を調整するようにしたことを特
徴とする。
（作用） 上記のように構成した自動調整回路は、被制御フィルタ
回路と同形式の時定数可変フィルタの出力をその入力へ
正帰還して発振させ、その発振出力を基準周波数信号と
比較してその位相差または周波数差に対応した制御信号
を生成し、この制御信号で前記時定数可変フィルタの時
定数を制御することによって位相あるいは周波数ロック
ループを構成する。そして、前記制御信号により前記時
定数可変フィルタと同形式の被制御フィルタ回路の時定
数を制御することにより、自動調整を行なう。
回路と同形式の時定数可変フィルタの出力をその入力へ
正帰還して発振させ、その発振出力を基準周波数信号と
比較してその位相差または周波数差に対応した制御信号
を生成し、この制御信号で前記時定数可変フィルタの時
定数を制御することによって位相あるいは周波数ロック
ループを構成する。そして、前記制御信号により前記時
定数可変フィルタと同形式の被制御フィルタ回路の時定
数を制御することにより、自動調整を行なう。
（実施例） 以下、第１図乃至第３図を参照してこの発明の実施例を
説明する。
説明する。
第１図はその構成を示すもので、図中11は中心周波数を
ｆcとする時定数可変バンドパスフィルタ、12はバンド
パスフィルタ11と同形式の被制御フィルタ回路である。
これらの各時定数はそれぞれ制御電圧ＶCによって可変
できるようになされている。上記バンドパスフィルタ11
の出力ｆcはリミッタアンプ13を介して入力に帰還され
ると共に、位相（または周波数）検波回路14にも供給さ
れる。この位相検波回路14は入力周波数信号ｆcと基準
周波数信号ｆsとを比較し、その位相差に対応する電圧
信号を発生するものである。この電圧信号は上記制御電
圧ＶCとしてバンドパスフィルタ11及び被制御フィルタ
回路12に送られる。
ｆcとする時定数可変バンドパスフィルタ、12はバンド
パスフィルタ11と同形式の被制御フィルタ回路である。
これらの各時定数はそれぞれ制御電圧ＶCによって可変
できるようになされている。上記バンドパスフィルタ11
の出力ｆcはリミッタアンプ13を介して入力に帰還され
ると共に、位相（または周波数）検波回路14にも供給さ
れる。この位相検波回路14は入力周波数信号ｆcと基準
周波数信号ｆsとを比較し、その位相差に対応する電圧
信号を発生するものである。この電圧信号は上記制御電
圧ＶCとしてバンドパスフィルタ11及び被制御フィルタ
回路12に送られる。
すなわち、上記時定数可変バンドパスフィルタ11はリミ
ッタアンプ13により入出力が同相となるように帰還をか
けると、発振周波数ｆcの発振器となる。この発振周波
数ｆcは制御電圧ＶCとしてバンドパスフィルタ11に帰還
すれば、ｆc＝ｆsとなるループがかかる。このとき、バ
ンドパスフィルタと同形式のフィルタ回路12を制御電圧
ＶCによって同時に制御すれば、フィルタ回路12の時定
数も基準周波数信号ｆsと一定の関係になり、この基準
周波数信号ｆsによってその時定数の自動調整が行われ
るようになる。
ッタアンプ13により入出力が同相となるように帰還をか
けると、発振周波数ｆcの発振器となる。この発振周波
数ｆcは制御電圧ＶCとしてバンドパスフィルタ11に帰還
すれば、ｆc＝ｆsとなるループがかかる。このとき、バ
ンドパスフィルタと同形式のフィルタ回路12を制御電圧
ＶCによって同時に制御すれば、フィルタ回路12の時定
数も基準周波数信号ｆsと一定の関係になり、この基準
周波数信号ｆsによってその時定数の自動調整が行われ
るようになる。
したがって、上記のように構成したフィルタ回路の自動
調整回路は、被制御フィルタ回路と同形式の時定数可変
バンドパスフィルタを用いて発振器を構成し、この発振
器を位相（あるいは周波数）ロックループで制御し、そ
の制御信号によって被制御フィルタ回路を制御するの
で、自動調整が可能である。このため、ICに内蔵させた
場合には外部調整の必要がなくなり、これによってICの
ピン数を削減し、さらには調整用の外付部品が不要とな
る。
調整回路は、被制御フィルタ回路と同形式の時定数可変
バンドパスフィルタを用いて発振器を構成し、この発振
器を位相（あるいは周波数）ロックループで制御し、そ
の制御信号によって被制御フィルタ回路を制御するの
で、自動調整が可能である。このため、ICに内蔵させた
場合には外部調整の必要がなくなり、これによってICの
ピン数を削減し、さらには調整用の外付部品が不要とな
る。
第２図は第１図に示した自動調整回路をビデオテープレ
コーダの色信号処理回路に用いられる色信号検波用3.58
［MHz］バンドパスフィルタに応用した場合の構成を示
すものである。尚、ここでは第１図と同一部分には同一
符号を付して示し、その説明を省略する。
コーダの色信号処理回路に用いられる色信号検波用3.58
［MHz］バンドパスフィルタに応用した場合の構成を示
すものである。尚、ここでは第１図と同一部分には同一
符号を付して示し、その説明を省略する。
すなわち、VHS方式のビデオテープレコーダでは、ビデ
オ信号の色信号処理に、水平同期信号（周波数fH）を基
準とした例えば320fHの周波数信号が必要である。そこ
で、前記時定数可変バンドパスフィルタ11の中心周波数
ｆcをｆc＝320fHとし、リミッタアンプ13と共に発振器
を構成する。そして、前記位相検波回路14を1/320分周
回路141、位相比較器142、周波数弁別器143及び加算器1
44で構成し、上記発振器出力ｆcを1/320分周回路141で
分周した後、前記基準周波数信号ｆsとなる水平同期信
号fHと位相比較器143で比較する。ここで得られた比較
結果（位相差に対応する電圧信号）を加算器144に送
り、周波数弁別器143で発振器出力ｆcを周波数弁別した
電圧信号と加算する。このようにして得られた電圧信号
を前記制御電圧ＶCとして上記バンドパスフィルタ11に
供給する。これによってバンドパスフィルタ11のの出力
ｆcは320fHに保たれる。この出力ｆcは、3.58［MHz］搬
送色信号を、629［kHz］の低域搬送色信号に周波数変換
するために使用される。
オ信号の色信号処理に、水平同期信号（周波数fH）を基
準とした例えば320fHの周波数信号が必要である。そこ
で、前記時定数可変バンドパスフィルタ11の中心周波数
ｆcをｆc＝320fHとし、リミッタアンプ13と共に発振器
を構成する。そして、前記位相検波回路14を1/320分周
回路141、位相比較器142、周波数弁別器143及び加算器1
44で構成し、上記発振器出力ｆcを1/320分周回路141で
分周した後、前記基準周波数信号ｆsとなる水平同期信
号fHと位相比較器143で比較する。ここで得られた比較
結果（位相差に対応する電圧信号）を加算器144に送
り、周波数弁別器143で発振器出力ｆcを周波数弁別した
電圧信号と加算する。このようにして得られた電圧信号
を前記制御電圧ＶCとして上記バンドパスフィルタ11に
供給する。これによってバンドパスフィルタ11のの出力
ｆcは320fHに保たれる。この出力ｆcは、3.58［MHz］搬
送色信号を、629［kHz］の低域搬送色信号に周波数変換
するために使用される。
尚、本来上記発振器と1/320分周回路141と位相比較器14
2があれば位相ロックループを構成することができる
が、上記発振器は例えばLC発振器と比較してばらつきが
大きいため、ループが引込めない可能性が大きい。上記
周波数弁別器143はこれを補償するためのもので、所定
周波数範囲以上ずれた場合にこの範囲内に引き戻す役目
をする。
2があれば位相ロックループを構成することができる
が、上記発振器は例えばLC発振器と比較してばらつきが
大きいため、ループが引込めない可能性が大きい。上記
周波数弁別器143はこれを補償するためのもので、所定
周波数範囲以上ずれた場合にこの範囲内に引き戻す役目
をする。
以上のようにして得られた制御電圧ＶCを用いて、例え
ば元の3.58［MHz］の周波数に変換された搬送色信号を
抽出するための3.58［MHz］バンドパスフィルタ15を調
整する。この場合、色信号抽出用バンドパスフィルタ15
と発振器を構成するバンドパスフィルタ11とは同形式の
ものを使用する。ここで、上記発振器は320fH≒5.03［M
Hz］で発振するので、色信号検波用バンドパスフィルタ
15の中心周波数をフィルタ11の中心周波数ｆcの0.712倍
に設定すれば、フィルタ15は3.58［MHz］を中心周波数
とする周波数特性に自動調整される。また、上記制御電
圧ＶCを用いて他のバンドパスフィルタ16を制御すれ
ば、このフィルタ16も自動調整されることになり、例え
ばFM変調器として用いることができる（図面では変調回
路部分が省略されている）。
ば元の3.58［MHz］の周波数に変換された搬送色信号を
抽出するための3.58［MHz］バンドパスフィルタ15を調
整する。この場合、色信号抽出用バンドパスフィルタ15
と発振器を構成するバンドパスフィルタ11とは同形式の
ものを使用する。ここで、上記発振器は320fH≒5.03［M
Hz］で発振するので、色信号検波用バンドパスフィルタ
15の中心周波数をフィルタ11の中心周波数ｆcの0.712倍
に設定すれば、フィルタ15は3.58［MHz］を中心周波数
とする周波数特性に自動調整される。また、上記制御電
圧ＶCを用いて他のバンドパスフィルタ16を制御すれ
ば、このフィルタ16も自動調整されることになり、例え
ばFM変調器として用いることができる（図面では変調回
路部分が省略されている）。
第３図は第７図に示したフィルタ回路にこの発明を適用
した場合の構成を示すものである。尚、第３図におい
て、第１図及び第７図と同一部分には同一符号を付して
示し、その説明を省略する。すなわち、図中21が第７図
に示したローパスフィルタで、ここでは前記可変電流源
I3としてトランジスタQ11が用いられている。また、前
記時定数可変バンドパスフィルタ11はローパスフィルタ
21と同形式の第１及び第２の積分回路111,112とｌ倍分
圧器113とで構成されている。
した場合の構成を示すものである。尚、第３図におい
て、第１図及び第７図と同一部分には同一符号を付して
示し、その説明を省略する。すなわち、図中21が第７図
に示したローパスフィルタで、ここでは前記可変電流源
I3としてトランジスタQ11が用いられている。また、前
記時定数可変バンドパスフィルタ11はローパスフィルタ
21と同形式の第１及び第２の積分回路111,112とｌ倍分
圧器113とで構成されている。
つまり、第１の積分回路111は、トランジスタQ21,Q22、
抵抗R21,R22及び定電流源I21からなる差動増幅回路と、
トランジスタQ23〜Q26、基準電圧源Vref2及び可変電流
源となるトランジスタQ29からなる電流変換回路と、ト
ランジスタQ27,Q28からなるカレントミラー回路と、積
分コンデンサC5と、出力バッファアンプA2とで構成され
る。同様に第２の積分回路112は、トランジスタQ30,Q3
1、抵抗R23,R24及び定電流源I22からなる差動増幅回路
と、トランジスタQ32〜Q35、基準電圧源Vref3及び可変
電流源となるトランジスタQ38からなる電流変換回路
と、トランジスタQ36,Q37からなるカレントミラー回路
と、積分コンデンサC6と、出力バッファアンプA3とで構
成される。ここで、上記第１の積分回路111の出力ａは
第２の積分回路112の入力端であるトランジスタQ30のベ
ース供給されると共に、上記ｌ倍分圧器113を介して第
１の積分回路111のトランジスタQ22のベースに供給さ
れ、さらに前記リミッタアンプ13を介して（出力ｂ）、
第２の積分回路112の積分コンデンサC6に供給される。
この第２の積分回路112の出力ｃは第１の積分回路111の
入力端であるトランジスタQ21のベースに供給される。
これによって、前述した発振器が構成される。
抵抗R21,R22及び定電流源I21からなる差動増幅回路と、
トランジスタQ23〜Q26、基準電圧源Vref2及び可変電流
源となるトランジスタQ29からなる電流変換回路と、ト
ランジスタQ27,Q28からなるカレントミラー回路と、積
分コンデンサC5と、出力バッファアンプA2とで構成され
る。同様に第２の積分回路112は、トランジスタQ30,Q3
1、抵抗R23,R24及び定電流源I22からなる差動増幅回路
と、トランジスタQ32〜Q35、基準電圧源Vref3及び可変
電流源となるトランジスタQ38からなる電流変換回路
と、トランジスタQ36,Q37からなるカレントミラー回路
と、積分コンデンサC6と、出力バッファアンプA3とで構
成される。ここで、上記第１の積分回路111の出力ａは
第２の積分回路112の入力端であるトランジスタQ30のベ
ース供給されると共に、上記ｌ倍分圧器113を介して第
１の積分回路111のトランジスタQ22のベースに供給さ
れ、さらに前記リミッタアンプ13を介して（出力ｂ）、
第２の積分回路112の積分コンデンサC6に供給される。
この第２の積分回路112の出力ｃは第１の積分回路111の
入力端であるトランジスタQ21のベースに供給される。
これによって、前述した発振器が構成される。
以上のように構成された発振器の出力ｆc（＝ａ）は位
相検波回路14にて基準周波数信号ｆsと比較され、前述
した制御電圧ＶCが生成される。この制御電圧ＶCは抵抗
R25を介して上記トランジスタQ11,Q29,Q38とそれぞれカ
レントミラー回路を構成するトランジスタQ39に供給さ
れる。
相検波回路14にて基準周波数信号ｆsと比較され、前述
した制御電圧ＶCが生成される。この制御電圧ＶCは抵抗
R25を介して上記トランジスタQ11,Q29,Q38とそれぞれカ
レントミラー回路を構成するトランジスタQ39に供給さ
れる。
上記構成において、以下その動作について説明する。
まず、上記第１及び第２の積分回路111,112はローパス
フィルタ15と同構成であるから、各積分回路111,112の
入出力特性は（４）式よりそれぞれ以下のように表わさ
れる。すなわち、第１の積分回路111においては、 となり、第２の積分回路112においては、その出力信号
がｃ−ｂであるから、 となる。（５），（６）式よりｃを消去すると、 となる。ここで、トランジスタQ11,Q29の各コレクタ電
流I11,I29を等しくし、定電流源I2,I21を等しくする
と、時定数T3は、 となる。つまり、（10）式において、発振周波数ｆcは
自動調整されて基準周波数ｆsと等しくなるため、ロー
パスフィルタ15の時定数T3はIC内の容量比及び抵抗比の
精度で自動調整することができる。
フィルタ15と同構成であるから、各積分回路111,112の
入出力特性は（４）式よりそれぞれ以下のように表わさ
れる。すなわち、第１の積分回路111においては、 となり、第２の積分回路112においては、その出力信号
がｃ−ｂであるから、 となる。（５），（６）式よりｃを消去すると、 となる。ここで、トランジスタQ11,Q29の各コレクタ電
流I11,I29を等しくし、定電流源I2,I21を等しくする
と、時定数T3は、 となる。つまり、（10）式において、発振周波数ｆcは
自動調整されて基準周波数ｆsと等しくなるため、ロー
パスフィルタ15の時定数T3はIC内の容量比及び抵抗比の
精度で自動調整することができる。
尚、この発明は上記実施例に限定されるものではない。
例えば、被制御フィルタ回路として第４図乃至第６図に
示したフィルタ回路を用いた場合でも、その被制御フィ
ルタ回路と同形式のバンドパスフィルタを用いれば、同
様な効果が得られる。この他、この発明の要旨を逸脱し
ない範囲で種々変形しても実施可能である。
例えば、被制御フィルタ回路として第４図乃至第６図に
示したフィルタ回路を用いた場合でも、その被制御フィ
ルタ回路と同形式のバンドパスフィルタを用いれば、同
様な効果が得られる。この他、この発明の要旨を逸脱し
ない範囲で種々変形しても実施可能である。
［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、IC内部でフィル
タ時定数を設定値に自動調整することのできるフィルタ
回路の時定数自動調整回路を提供することができる。
タ時定数を設定値に自動調整することのできるフィルタ
回路の時定数自動調整回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明に係るフィルタ回路の時定数自動調整
回路の一実施例を示すブロック回路図、第２図はこの発
明をビデオテープレコーダの色信号処理回路に用いられ
るバンドパスフィルタに適用した場合の構成を示すブロ
ック回路図、第３図は電流変換手段を用いたローパスフ
ィルタにこの発明を適用した場合の構成を示す回路図、
第４図乃至第７図はそれぞれ従来のローパスフィルタの
調整手段を説明するための回路図である。 11……時定数可変バンドパスフィルタ、12……被制御フ
ィルタ回路、13……リミッタアンプ、14……位相検波回
路、141……1/320分周回路、142……位相比較器、143…
…周波数弁別器、144……加算器、15……色信号検出用
バンドパスフィルタ、21……ローパスフィルタ、ｆc…
…発振周波数信号、ｆs……基準周波数信号、fH……水
平同期信号。
回路の一実施例を示すブロック回路図、第２図はこの発
明をビデオテープレコーダの色信号処理回路に用いられ
るバンドパスフィルタに適用した場合の構成を示すブロ
ック回路図、第３図は電流変換手段を用いたローパスフ
ィルタにこの発明を適用した場合の構成を示す回路図、
第４図乃至第７図はそれぞれ従来のローパスフィルタの
調整手段を説明するための回路図である。 11……時定数可変バンドパスフィルタ、12……被制御フ
ィルタ回路、13……リミッタアンプ、14……位相検波回
路、141……1/320分周回路、142……位相比較器、143…
…周波数弁別器、144……加算器、15……色信号検出用
バンドパスフィルタ、21……ローパスフィルタ、ｆc…
…発振周波数信号、ｆs……基準周波数信号、fH……水
平同期信号。
Claims (1)
- 【請求項１】所定周波数帯域を有する情報信号を処理す
る外部制御信号に応じて時定数を調整可能な可変電流変
換型の被制御フィルタ回路の自動調整を行うもので、 前記被制御フィルタ回路と同形式の可変電流変換型の時
定数可変フィルタと、 この時定数可変フィルタの出力をその入力へ正帰還して
発振させる帰還増幅器と、 前記時定数可変フィルタの発振出力を入力し基準周波数
信号と比較してその位相差または周波数差に対応した制
御信号を生成する位相または周波数検波手段とを具備
し、 前記位相または周波数検波手段で得られた制御信号によ
り前記時定数可変フィルタの時定数を制御すると同時に
その制御信号を用いて前記被制御フィルタ回路の時定数
を調整するようにしたことを特徴とするフィルタ回路の
時定数自動調整回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61169234A JPH0787332B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | フイルタ回路の時定数自動調整回路 |
| KR1019870007714A KR900002955B1 (ko) | 1986-07-18 | 1987-07-16 | 필터회로의 시정수 자동조정회로 |
| GB8716902A GB2194402B (en) | 1986-07-18 | 1987-07-17 | Time constant automatic adjustment circuit for a filter circuit |
| DE19873723778 DE3723778A1 (de) | 1986-07-18 | 1987-07-17 | Schaltung zur automatischen einstellung von zeitkonstanten fuer eine filterschaltung |
| US07/074,723 US4818903A (en) | 1986-07-18 | 1987-07-17 | Time constant automatic adjustment circuit for a filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61169234A JPH0787332B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | フイルタ回路の時定数自動調整回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6326111A JPS6326111A (ja) | 1988-02-03 |
| JPH0787332B2 true JPH0787332B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=15882718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61169234A Expired - Lifetime JPH0787332B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | フイルタ回路の時定数自動調整回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4818903A (ja) |
| JP (1) | JPH0787332B2 (ja) |
| KR (1) | KR900002955B1 (ja) |
| DE (1) | DE3723778A1 (ja) |
| GB (1) | GB2194402B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
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- 1987-07-17 US US07/074,723 patent/US4818903A/en not_active Expired - Lifetime
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- 1987-07-17 GB GB8716902A patent/GB2194402B/en not_active Expired - Lifetime
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