JPH0787596B2

JPH0787596B2 - 信号処理回路

Info

Publication number: JPH0787596B2
Application number: JP61143019A
Authority: JP
Inventors: 敏幸坂本; 郁也荒井; 俊之栗田; 敏則村田; 一三夫中川; 征彦阿知葉; 和夫石倉
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-06-20
Filing date: 1986-06-20
Publication date: 1995-09-20
Anticipated expiration: 2010-09-20
Also published as: JPS631284A; DE3720395C2; DE3720395A1; US4821112A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、テレビジョン受信機に係り、特にVTR等によ
って生じるNTSC方式の仕様を満足しない非標準信号に対
して最適な信号処理を施すのに必要な信号処理回路に関
する。

〔従来の技術〕従来のテレビジョン受信機では、色信号（Ｃ）が輝度信
号（Ｙ）に周波数多重されていることに起因するクロス
カラー，ドット妨害、または、インターレース走査に起
因するラインフリッカ，垂直解像度の低下などが生じる
ことが知られている。近年、日経エレクトロニクス,198
5年７月１日号，第195頁から第218頁，テレビジョン学
会誌1982年第36巻，第10号第76頁から第84頁において論
じられているように、これらの画質劣化要因を除き高画
質化を図るために、半導体メモリやディジタル信号処理
技術を用い、画像の時間方向の相関性を利用したフレー
ムくし形フィルタによるY/C分離，フィールド間内挿に
よる走査線の倍密化，順次走査変換といった時空間処理
技術の導入が考えられている。しかし、これらの高画質
化手段は、周知のように静止画像について効果を発揮す
るが、動画像については妨害信号を発生することとな
る。そこで、フレーム間の差信号から画像の動きを検出
し、静止画像については、フレームくし形フィルタ，フ
ィールド間補間といった時空間処理（又は時空間フィル
タ処理）を施し、動画像については時間方向の処理をや
めてフィールド内の空間処理に切り換えるといった、い
わゆる動き適応形の処理を導入し、時空間処理の実用性
を高め、高画質化を実現させるものが知られている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、色副搬送波周波数_SC,水平走査周波
数_H,垂直走査周波数_Ｖが定められた周波関係に正確
に管理されたテレビジョン信号（以下、標準信号と呼
ぶ）について効果が期待できるが、家庭用VTRやパーソ
ナルコンピュータ等のように色副搬送波周波数_SC,水
平走査周波数_H,垂直走査周波数_Ｖが定められた周波
関係にないテレビジョン信号（以下、非標準信号と呼
ぶ）についてその効果を期待できないという問題があっ
た。

例えば、NTSC方式を例にとると、色副搬送波周波数_SC
と水平走査周波数_Ｈとの間には、の関係が、水平走査周波数_Ｈと垂直走査周波数_Ｖと
の間には、なる関係が定められており、輝度信号と色信号との間に
周波数インターリーブの関係が成り立つ。これは、色副
搬送波の位相が１フレーム期間離れた信号間で逆相にな
ることを示す。このことを利用して、フレーム間の和か
ら輝度信号，差から色信号というようにフレームくし形
が実現できる。

しかし、周波数_SC,_H,_Ｖが前記（１）式，（２）
式を満足しない非標準信号では、周波数インターリーブ
の関係が成立しないため、輝度信号と色信号の分離が正
確にできなく静止画と判定された場合の画質劣化が顕著
に表われることになる。このように、従来技術において
は、標準／非標準の信号の性質についてまで考慮されで
おらず、非標準信号に対して適切な処理を施すことが困
難であった。

本発明の目的は、非標準信号に対して妨害の少ない信号
処理を達成するため非標準信号を検出し、非標準信号に
対して適切な時空間処理を施すことができる信号処理回
路を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の目的を達成するため、本発明では入力するテレビ
ジョン信号から同期信号を分離し、分離した同期信号か
ら水平走査周期のｎ倍のｎ×T_H周期パルス（T_Hは入力信
号の水平走査周期を示す。）を発生させる手段と前記テ
レビジョン信号中に含まれるカラーバースト信号に位相
同期し、色副搬送波周波数_SCのｍ倍の周波数のクロッ
クを発生させるAPC（Auto Phase Control）回路と、前
記クロックを例えばNTSC方式の場合にはする分周器と、この分周器の出力パルスと前記ｎ×T_H周
期パルスとを入力する比較器と、この比較器出力を積分
する積分器を備え積分器の出力により、非標準信号の検
出し、非標準信号に対して適切な時空間処理を行う。

〔作用〕

分周器は、APC回路が発生する周波数ｍ×_SCのクロッ
クをし、入力信号の色副搬送波周波数を表わす基準信号（以
下、搬送波基準信号と呼ぶ）を発生する。比較器は、こ
の分周の発生する搬送波基準信号と入力信号の同期信号
をもとにその同期信号の周波数を示すｎ×T_H周期の基準
信号（以下、同期基準信号と呼ぶ。）との周期を比較す
る。標準信号であれば（１）式，（２）式を満足するの
で、この２つの基準信号の周期が一致し、非標準信号で
あれば、不一致となる。積分器は、比較結果を累積させ
ることによって、状態が定常的なものかどうかを判別す
る。したがって、この積分結果から安定した非標準信号
の検出がおこなえ、この非標準信号の検出出力を用いて
動き適応形の補間フィルタ処理などの時空間フィルタ処
理を最適に制御する。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。ま
た、以下の全ての説明においては、NTSC方式を例として
説明を行なう。101は入力短資,103はAPC回路,105は分周
器,107は同期分離回路,110は同期基準発生器,112は比較
器,113は積分器である。

入力端子101より入力するテレビジョン信号は、APC回路
103,同期分離回路107の入力となる。APC回路103は、前
記テレビジョン信号中に含まれるカラーバースト信号を
抽出し、これに位相同期したクロック104を再生，出力
する位相同期ループである。このAPC回路で再生したク
ロック（以下、APCクロックと呼ぶ）104は、色副搬送波
周波数_SCのｍ倍の周波数に選定する。

同期分離回路107は、入力するテレビジョン信号から同
期信号を分離した後、水平同期信号108と垂直同期信号1
09に分けて同期基準発生器110へ供給する。この同期基
準発生器110は、この水平，垂直の同期信号108,109の両
方もしくは一方をもとに、入力するテレビジョン信号の
同期信号周波数の基準となる同期信号111を発生させ
る。この同期基準信号111は、分周器105、比較器112の
一方の入力となる。分周105は、この同期基準信号111で
初期化され、APCクロック104で計数を開始する。この
時、分周105の計数値を、に選定し、毎にパルスが発生するようにし、これを入力信号の色副
搬送波周波数を表わす搬送波基準信号106として比較器1
12の他方の入力へ与える。比較器112は、同期基準信号1
11で分周器を初期化した、次の周期で発生する同期基準
信号111と搬送波基準信号のパルスの位相関係から標準
／非標準のの判定を行なう。すなわち、標準信号であれ
ば、前記（１）式，（２）式が満足されるので、比較器
112に入力する２つの基準信号の位相が一致し、非標準
信号であれば、パルスの位相がずれることになるので、
パルス位相の一致，不一致による周期の比較が可能とな
る。この比較結果は、積分器113の入力となり、外乱な
どにより同期が乱れた場合などに検出動作が不安定にな
らないように、比較結果を例えばシーシャルフィルタで
一定期間積分する。これによって、検出結果の安定化が
図れこの積分器113の出力114が非標準検出信号114とな
る。

本実施例によると、色副搬送波周波数と水平、垂直走査
周波数が所定の関係あるか、否かの判別が可能となり、
非標準信号の検出ができる。

次に、前記同期基準発生器110の一実施例を第２図によ
り説明する。

201はAFC回路、203は分周器である。

AFC回路201は、前記同期分離回路107で抽出した水平同
期信号108に位相同期したクロックを発生させるフィー
ドバックループである。このAFC回路201のVCO（電圧制
御発振器）の中心周波数を例えば色副搬送波周波数_SC
のｌ倍とすると、前記VCOの出力をした信号は、入力するテレビジョン信号の水平走査周波
数と一致する。したがって、分周器203はこのAFC回路20
1のVCOの出力するクロック202をすることによって、先の実施例における同期基準信号11
1を発生できることになる。

次に、第３図に前記同期基準発生器110の第２の実施例
を示す。301はモノマルチバイブレータである。モノマ
ルチバイブレータ301は、同期分離された垂直同期信号1
09を入力として、同じ周期の信号を出力するものであ
る。したがって、先の実施例における同期基準信号111
をフィールド周期すなわちｎ＝262.5に選定する場合に
は、本実施例のように同期基準発生器110を簡単にする
ことができる。また、ｎ＝１に選定する場合には、前記
モノマルチバイブレータの入力として水平同期信号108
を用いることによって、同様に同期基準信号111を簡単
に作ることができる。

次に、第４図に前記同期基準発生器110の第３の実施例
を示す。401はAFC回路、403はエッジ抽出回路、404はゲ
ート回路である。本実施例は、同期基準信号111の周期
を、フレーム周期、すなわちｎ＝525に選択する場合の
一実施例である。同期分離された水平同期信号108は、A
FC回路201の入力となり、その出力にはこれに位相同期
した例えば第13図（ｐ）に示すような、水平同期パルス
402を発生する。また、垂直同期信号109は、モノマルチ
バイブレータ301で波形成形され、例えば第13図（ｎ）
に示すような垂直走査周期のパルスを出力する。この垂
直走査周期のパルスは、エッジ抽出回路403でこのパル
スの立下りエッジを抽出し、例えば第13図（ｏ）のよう
な抽出パルスを発生し、ゲート回路404へ与えられ、前
記水平同期パルス402でゲートされる。水平同期信号と
垂直同期信号は、インターレースの関係から、奇数フィ
ールドと偶数フィールドで位相が1/2水平走査周期ずれ
る。したがってゲート回路404の出力では、例えば第13
図（ｑ）のように位相のずれているフィールドの垂直同
期のエッジ信号がゲートされ、フレーム周期のパルスが
得られる。

次に分周器105、比較器112、積分器113の詳細を示す一
実施例を第５図に示す。501はカウンタ、502はシフトレ
ジスタ、503,510はリセットセット（RS）フィリップフ
ロップ（以下RS−FFと略記する。）504,505はNOT回路、
506,507はAND回路、508はアップダウン（up/down）カウ
ンタ、509はNOR回路、511はエッジ抽出回路であり、カ
ウンタ501、シフトレジスタ502、RS−FF503、NOT回路50
4が分周器105を、NOT回路505、AND回路506,507が比較器
112を、アップダウン（up/down）カウンタ508、NOR回路
509、RS−FF510が積分器、113を構成する。

第５図の動作を第11図を用いて説明する。（ａ）は色副
搬送波周波数のｍ倍の周波数のAPCクロック、（ｂ）は
カウンタ501のキャリー出力、（ｃ）はシフトレジスタ5
02のQ0の出力、（ｄ）はシフトレジスタ502のQ3の出
力、（ｅ）はRS−FF503の出力、（ｆ）はNOT回路505の
出力、（ｇ）〜（ｈ）は前記同期基準発生器110の出力
パルス111の各々一例を示す図である。

同期基準発生器110から出力されるｎ×T_H周期の同期基
準信号111は、エッジ抽出回路511に入力する。エッジ抽
出回路511は、例えば第12図に示すようにAPCクロック
（ａ）で入力する同期基準信号（ｊ）をラッチし、ラッ
チした信号（ｋ）を再びラッチし、（ｋ）に対して１ク
ロック遅延して反転した信号（ｌ）を作り、（ｋ）と
（ｌ）の論理積を求めることによって、同期基準信号の
立上りエッジをAPCクロックに同期した１クロック幅の
パルス（ｍ）として抽出するものである。

このエッジ抽出回路511の出力は、NOT回路504を介して
カウンタ501のプリセット端子へ与えられるとともに、A
ND回路506,507の各々の一方の入力となる。カウンタ501
は、APCクロック104で動作し、APCクロックに同期し、
エッジ抽出された同期基準信号512が入力された時点か
ら、計数した後、キャリー信号513を発生する。このキャリ
ー信号513は、APCクロック104で動作するシフトレジス
タ502の入力となり、例えば第11図（ｂ）に示すような
キャリー信号が入力された時、Q0出力には第11図
（ｃ）、Q3出力には第11図（ｄ）のタイミングでキャリ
ー信号が出力され、RS−FF503のセットパルス、リセッ
トパルスとなる。よって、RS−FF503は、第11図（ｅ）
のような３クロックのパルス幅をもつ搬送波基準信号10
6を発生する。前記カウンタ501は、所定の計数値に対し
て２クロック早くキャリー信号を発生するように設定し
ているので、この３クロックのパルス幅の中心が、標準
信号の場合に前記同期信号512が到来する位置となる。
この搬送波基準信号106は、第１のAND回路507のもう一
方の入力、およびNOT回路505を介して第２のAND回路506
のもう一方の入力となる。よって、第２のAND回路506に
入力する前記搬送波基準信号106は、第11図（ｆ）のよ
うになる。よって、第1,第２のAND回路506,507とNOT回
路505から構成する比較器112は、例えば前記同期基準信
号512が、第11図（ｇ）のような時刻に到来した場合に
は第１のAND回路507から出力が、第11図（ｈ）や（ｉ）
に示すような時刻に到来した場合には第２のAND回路506
から出力が発生し、前記搬送波基準信号106の３クロッ
クのパルス幅の範囲に前記同期基準信号512がある場合
に標準信号、ない場合に非標準信号と判別できる。ま
た、本実施例の比較器112によると、前記同期基準信号5
12の到達位置に定常的なずれをもつような、周波数誤差
をもった非標準信号や毎回到達位置が異なるようなジッ
タをもった非標準信号も同様に検出できる。

本実施例では、前記カウンタ501の計数値を所定値に対
して２クロック早くキャリー信号を発生するように設定
し、キャリー信号があと２クロック遅れた時刻が所定の
計数値と等しいパルス位置となるようにして、前記搬送
波基準信号106に±１クロックの判定余裕をもたせてい
る。これは、到来する同期基準信号111と搬送波基準信
号106とが標準信号の関係にあっても、APCクロック104
と同期基準信号111との位相関係が定まらないために同
期基準信号111をAPCクロック104で処理する際に±１ク
ロックのクロックジッタが生じるので、これによる誤判
別を防ぐためである。また、この搬送波基準信号106
に、±１クロック以上の余裕をもたせることによって、
弱電界での雑音等の影響に対する誤動作を防ぐことがで
きる。この標準信号に対する判定余裕すなわち前記搬送
波基準信号106のパルス幅は、信号処理系の精度に応じ
て適宜選択できる。

前記第１および第２のAND回路506,507の出力は、積分器
113を構成するup/downカウンタ508に供給され、標準信
号検出出力となる第１のAND回路507の出力によって、up
/downカウンタ508は１ビット上にカウントし、非標準信
号検出出力となる第２のAND回路506の出力によって１ビ
ット下にカウントする。このup/downカウンタ508は、計
数値が2Nまたは０に達したとき、キャリー信号（計数値
＝2N）またはボロー信号（計数値＝０）を発生した後、
計数値がＮに初期化される。このキャリー信号およびボ
ロー信号は、前記第1,第２のAND回路506,507のいずれか
一方の出力の発生確率が高くなった時に発生するので、
これによって検出結果の定常化が図れる。よって、この
キャリー信号の発生によってRS−FF510をセットするこ
とでその検出出力114は、入力信号が標準信号であるこ
とを示し、また、ボロー信号によってRS−FF510をリセ
ットすることで検出出力114は、入力信号が非標準信号
であることを示す。

したがって、本実施例によると標準／非標準信号の検出
を容易に、かつ安定に実現できる。

また、本実施例にては、積分器113をup/downカウンタで
構成したが、これは双方向シフトレジスタによっても構
成できることは明らかである。

次に、分周器105、比較器112、積分器113の詳細を示す
第２の実施例を第６図を用いて説明する。

601,609はRS−FF、602,607はOR回路、603はAND回路、60
4はNOT回路、605,608はＮ段のカウンタ、606はＭ段のカ
ウンタであり、分周器105はカウンタ501、シフトレジス
タ502、RS−FF503,601、NOT回路504,604、OR回路602、A
ND回路603で、積分器113は、Ｎ段のカウンタ605,608、
Ｍ段のカウンタ606、Ｒ回路607、RS−FF609で構成す
る。比較器112は先の実施例と同様である。

本実施例の基本的な動作は先の実施例と同様であり、RS
−FF503の出力からは、３クロックのパルス幅をもつ搬
送波基準信号106を得ることができ、比較器112には、前
記同期基準信号512と前記搬送波基準信号を比較し、標
準／非標準の検出パルスを発生する。

この比較器出力は、積分器113に与えられるとともに、
分周器105を構成するRS−FF601のセットパルスおよびリ
セットパルスとなる。このRS−FF601は比較器112が標準
信号と検出した時セットされ、その出力論理は“1"とな
りOR回路602に与えられる。これによって、前記同期基
準信号512による前記カウンタ501の初期化を禁止し、所
定計数値に位相の合ったキャリー信号、すなわち前記シ
フトレジスタ502のQ1の出力によって初期化を行なうよ
うにし、分周器を自走させ、前記比較器112が非標準信
号と検出した場合には、前記RS−FF601をリセットし、
前記同期基準信号512による初期化を行なうようにす
る。これによると、あらかじめ分周105に設定した周期
で標準と判別した場合には、分周105を自走させること
によって、その次の比較点で比較周期が２倍、その周期
でも標準と判別した場合には、その次の比較点で比較周
期が３倍と比較周期を可変できる。したがって、本実施
例によると、特定の周波数成分のジッタだけでなく、分
周器105に設定した周期の整数倍の周波数成分のジッタ
について全て検出することができ、検出精度の向上が図
れる。

例えば、分周器105に設定する周期をフィールド周期の1
/60secとすると、比較周期が１フィールド,1フレーム,
1.5フレーム,2フレームという具合に可変できる。一般
に、VTRではシリンダの１回転ジッタ（60Hz）,VDP,VHD
ではディスタの１回転ジッタ（VDP30Hz,VHD15Hz）の成
分が大きく、各々のシステムでその周波数成分が異なる
が、本実施例では、先に述べたように比較周期を可変で
きるのでもっともジッタの大きい周波数での判定を行な
うことが容易にでき、非標準信号の判定をより確実に行
なえる。

この比較器112の出力は、先の実施例と同様に積分器113
で積分された後非標準検出信号114となる。次に本実施
例における積分器113の動作について説明する。前記比
較器112を構成する前記第１のAND回路507の出力は、第
１のカウンタ605およびOR回路607を介して第２のカウン
タ606のクロック入力となり、前記第２のAND回路506の
出力は第３のカウンタ608および前記OR回路607を介して
第２のカウンタ606のクロック入力となる。

この第1,第３のカウンタ605,608はいずれもＮまで計数
するとキャリー信号を発生し、計数値が０になる。ま
た、第２のカウンタ606は、Ｍ（Ｎ≦Ｍ＜2N）まで計数
するとキャリー信号を発生し、計数値が０になる。前記
第1,第２のAND回路506,507のいずれか一方の発生確率が
高くなると、前記第１または第３のカウンタ605,608が
前記第２のカウンタ606より先にキャリー信号を発生す
るので、本積分器113も先の実施例と同様に検出結果の
定常化が図れ、第１のカウンタ605のキャリー信号と第
２のカウンタ606のキャリー信号をRS−FF609のセットパ
ルスおよびリセットパルスとして与えることによって、
このRS−FF609の出力に積分された検出信号114が得られ
る。

よって、本実施例によるとジッタに対する検出精度を向
上でき、かつ安定に標準／非標準の検出を実現できる。

また、本実施例では、積分器113をＮ段のカウンタ605,6
08とＭ段のカウンタ606を用いて構成したが、これらの
カウンタのかわりにＮ段のシフトレジスタ、Ｍ段のシフ
トレジスタを用いて構成し、同様な効果を得られること
は明らかである。

次に、積分器113に関する第３の実施例を第14図を用い
て説明する。1401,1402はOR回路である。本実施例で
は、第６図で示した積分器における第1,第３のＮ段のカ
ウンタ605,608、第２のＭ段のカウンタ606のいずれか１
つがキャリー信号を出力すると全てのカウンタを初期化
し、第１のＮ段のカウンタ605のキャリー信号でRS−FF6
09をセット、第２のＭ段のカウンタ606または第３のＮ
段のカウンタ608のキャリー信号で前記RS−FF609をリセ
ットする。

本実施例による積分器では、例えば前記比較器112にお
ける標準／非標準の判定結果がほぼ等しいような場合
（このような場合、非標準信号の確率が大きい）、まず
第２のＭ段のカウンタ606がキャリー信号を発生するの
で、このキャリー信号で前記RS−FF609をリセットする
ことが可能となり、非標準信号に対する検出感度を先の
実施例より高くすることができる。

また、本実施例でも、この第1,第2,第３のカウンタ605,
606,608がシフトレジスタであってもよい。

次に、積分器113に関する第４の実施例を第15図に示
す。1501は０から2Lまでの計数値をもつup/downカウン
タ、1502はNOR回路である。

本実施例では、第３の実施例における積分結果を、さら
にup/downカウンタ1501にて積分した後、前記RS−FF609
へ供給するようにしたものである。

本実施例によると、標準／非標準の判定結果がほぼ等し
いような場合の突発的な判定ミスをふせぐことができ、
判定結果をより安定にすることができる。また、本実施
例においても、第1,第2,第３のカウンタ605,606,608が
シフトレジスタ、up/downカウンタ1501が双方向シフト
レジスタであってもよく、up/downカウンタのかわりに
Ｎ段のカウンタ２ケ、Ｍ段のカウンタ１ケの構成による
積分器であってもよい。

以上、述べてきた分周器105、積分器113と同期基準発生
器110等の実施例の組み合わせは、任意であってもなん
ら問題はない。

また、非標準信号の検出手段についてNTSC方式を例に説
明して来たが、本発明の検出手段によればNTSC方式に限
らず、色副搬送波周波数と水平および垂直走査周波数の
間に特定の関係を定めてあるテレビジョン信号であれば
適用可能なことは明らかである。

次に本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の一
実施例を第７図を用いて説明する。

701,705は遅延線、702,720,721はA/D変換器、717はバン
ドパスフィルタ、715はACC（Auto Color Control）回
路、719は色復調回路、703は動き検出回路、706は輝度
分離用フレームくし形フィルタ、707は輝度分離用ライ
ンくし形フィルタ、716はローパスフィルタ、708,712,7
26は混合器、709,728,742はスイッチ回路、710はフィー
ルド補間フィルタ、711,732,733はライン補間フィル
タ、713,736,737は倍速変換回路、714,738,739はD/A変
換器、723はマルチプレクサ、724は色分離用フレームく
し形フィルタ、725は色分離用ラインくし形フィルタ、7
29はデマルチプレクサである。

入力端子101より入力されるテレビジョン信号は、遅延
線701とバンドパスフィルタ717の入力となる。遅延線70
1を通過したテレビジョン信号は、A/D変換器702でディ
ジタル信号に変換されフレームくし形フィルタ706、ラ
インくし形フィルタ707、ローパスフィルタ716に入力さ
れ、フレームくし形フィルタ706では、フレーム間処理
による輝度分離が、ラインくし形フィルタ707ではライ
ン間処理が行なわれ、各々の出力が混合器708へ与えら
れる。混合器708は、動き検出回路703で検出した動き量
に応じて、前記フレームくし形フィルタ706の出力信号
とラインくし形フィルタ707の出力信号の混合比を制御
し、輝度信号を抽出する。この輝度信号はスイッチ回路
709を介してフィールド補間フィルタ710およびライン補
間フィルタ711および倍速変換回路713の入力となる。こ
の２つの補間フィルタの出力は混合器712へ入力され、
動き検出回路703より出力される制御信号704によって、
混合比が制御され、補間信号744が作られる。倍速変換
回路713は、並列に同位相で入力する現信号743と補間信
号744を1/2を時間圧縮し、時系列の順次走査信号とす
る。

一方、バンドパスフィルタ717に入力されたテレビジョ
ン信号は、色信号が多重されている帯域の信号を通過さ
せ、ACC回路718を介して色復調回路719で色復調を行
い、復調された色差信号Ｒ−Y,B−Ｙは、各々A/D変換器
720,721へ与えられディジタル信号に変換される。ディ
ジタル変換された色差信号Ｒ−Y,B−Ｙはマルチプレク
サ723で画素単位で時分割多重され、フレームくし形フ
ィルタ724とラインくし形フィルタ725に与えられ、フレ
ーム間処理による輝度成分除去とライン間処理による輝
度成分除去の処理が行なわれ、混合器726で前記制御信
号704で混合比が制御され、色信号が抽出される。この
抽出された色信号はスイッチ回路728を介して、デマル
チプレクサ729で時分割多重された色差信号Ｒ−Y,B−Ｙ
を分離し、各々ライン補間フィルタ732,735で補間信号7
32,734で作られ、倍速変換回路736,737で輝度信号と同
様に処理され、倍密度順次走査信号となる。

以上の処理は、従来、標準信号に適用していた処理であ
り、非標準信号については適さないことはすでに述べた
通りである。そこで、本発明の非標準信号検出回路にお
いて、非標準信号を検出した場合には、検出信号114に
よって、スイッチ回路709は、ローパスフィルタ716の出
力を、補間フィルタへ、スイッチ回路728はマルチプレ
クサ723の出力をデマルチプレクサ729へ供給するように
制御し、いわゆる周波数分離によるY/C分離になり換え
る。また、この際同時にスイッチ回路742をも制御す
る。このスイッチ回路742は、AFC回路から供給されるク
ロック（以下、AFCクロックと呼ぶ）262、とAPCクロッ
ク104とを入力とし、その出力は信号処理系のA/D変換器
からD/A変換器までのディジタル処理回路のシステムク
ロックとして、信号処理系へ与えられる。この際、AFC
クロック262と、APCクロック104の周波数は同一周波数
を選定する。そして、非標準検出信号114によって、標
準信号の場合は周波数安定度の高いAPCクロック104を非
標準信号の場合はAFCクロック262をシステムクロックと
して供給するように制御する。

一般にフレームくし形に用いるフレーム遅延線は、１フ
レーム分の画素数のメモリで構成されている。例えば、
A/D変換の標本換周波数を色副搬送波周波数の４倍とす
ると、１フレーム分の画素数は、となり、標準信号の場合では、APCクロック,AFCクロッ
クいずれの場合でも、フレーム遅延線の入出力間の画面
位置が同じで、色副搬送波の位相が逆相の関係が保て
る。しかし、非標準信号の場合にAPCクロックでフレー
ムメモリを駆動すると色副搬送波の位相が逆相の関係は
例てるが、フレーム遅延線の入出力間の画面位置がずれ
ることになり、動き検出ができない。また、AFCクロッ
クで動作させた場合には、この逆でフレーム遅延線の入
出力間の画面位置は一致するが、色副搬送波の位相が逆
相という関係が成立しないのでフレームくし形の処理が
できない。

以上のことから、本実施例によると、入力信号が非標準
信号の際、非標準検出信号114によってシステムクロッ
クをAFCクロックとすることで、動き検出回路の誤動作
を防ぐことができ、適応形の走査線補間を実現できる。

次に、本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の
第２の実施例を第８図を用いて説明する。

801はラインくし形フィルタ、802,803はスイッチ回路で
ある。

入力信号が標準信号である場合には、スイッチ回路802,
803は各々入力端子101側を選択し、スイッチ回路709,72
8は、各々前記混合器708,726の出力側を選択し、スイッ
チ回路742はAPCクロック104を選択するように非標準検
出信号114によって制御し、先の実施例と同様な信号処
理を行なう。

また、入力が非標準信号である場合には、非標準検出信
号114によって、スイッチ回路802がラインくし形フィル
タ801により分離した輝度信号を、スイッチ回路803がラ
インくし形フィルタ801により分離した色信号を、スイ
ッチ回路709がA/D変換器出力を、スイッチ回路728がマ
ルチプレクサ出力を、スイッチ回路742がAFCクロック26
2を選択するよう制御する。本実施例によれば、先の実
施例と同様に動き適応形の走査線補間を実現できるとと
もにラインくし形フィルタ801によってY/C分離が行なえ
るのでクロスカラー，ドット妨害の軽減もできる。な
お、このラインくし形フィルタ801は、アナログ回路で
構成しても、常にAPCクロックで駆動するディジタル回
路で構成してもかまわない。

次に、本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の
第３の実施例を第９図を用いて説明する。

901はA/D変換器、902はバンドパスフィルタ、903はACC
回路、904は色復調回路である。本実施例では、システ
ムクロックは常にAPCクロックである。非標準検出信号1
14は、動き検出回路703を制御し、標準信号の場合に
は、動き検出回路703の検出結果に応じて混合器708,71
2,726を制御するようにし、非標準信号の場合には、動
き検出回路703の検出結果にかかわらず、強制的に、フ
レームくし形，フィールド補間といった時間方向の処理
に対する混合比を0,ラインくし形，ライン補間とった空
間内の処理に対する混合比を１となるようにする。

よって、本実施例では、時間方向の処理による妨害が抑
圧でき、さらにシステムクロックとして常にAPCクロッ
クを用いることができるので、バンドパスフィルタ90
2、ACC回路903、色復調回路904をディジタル処理するこ
とができ、信号処理全体のディジタル化が図れる。

次に本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の第
４の実施例を第10図を用いて説明する。

1001はA/D変換器、1002は動き検出回路、1003はフレー
ムくし形フィルタ、1004はラインくし形フィルタ、100
6,1007は混合器、1008はACC回路、1009は色復調回路、1
010は遅延線、である。

本実施例では、先の実施例における動き適応形Y/C分離
回路を一つにした構成のもので、システムクロックは常
にAPCクロックで、非標準検出信号114は動き検出回路10
02を制御する。フレームくし形フィルタ1003は、例えば
フレーム遅延線を共用してフレーム間の和から輝度信
号、差から色信号を分離し、ラインくし形フィルタ1004
は、ライン遅延線を共用して例えばライン間の和から輝
度信号、差から色信号を分離する。分離された輝度信号
と色信号は各々混合器1006,1007で動き検出回路1002か
ら出力される制御信号1005によって決まる混合比で混合
されて出力される。このようにして分離された輝度信号
は、先の実施例と同様に動き適応形の走査補間処理が行
なわれ、色信号はACC回路1008を介して色復調回路1009
で色復調された後、先の実施例と同様に空間内の走査線
補間処理が行なわれる。

非標準検出信号114は、先の実施例と同様に動き検出回
路1002を制御するので、本実施例においても時間方向の
妨害の抑圧ができ、信号処理系の全ディジタル化が可能
である。

また、本実施例において、非標準信号入力時AFCクロッ
クに切換え、走査線補間の動き適応処理を実現するに
は、周波数分離によるY/C分離、例えば、ローパスフィ
ルタで輝度信号，バンドパスフィルタで色信号を抽出す
る回路を設け、スイッチ回路でこれを切り換えることに
よって可能なことは、先の実施例から容易に類推でき
る。

〔発明の効果〕

本発明によれば、色副搬送波周波数と水平、垂直走査周
波数との間に所定の関係をもたない非標準信号を、容易
にかつ正しく検出し、非標準信号に対して適切な時空間
処理を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図，
第３図，第４図は本発明の同期基準信号発生手段の一実
施例を示すブロック図、第５図，第６図は本発明の詳細
な構成の一実施例を示すブロック図、第７図，第８図，
第９図，第10図は本発明の非標準信号検出手段による信
号処理系の制御手段の一実施例を示すブロック図、第11
図，第12図，第13図は本発明の各部の動作の一例を示す
波形図である。第14図、第15図は積分回路の回路図。 103……APC回路、105……分周器 107……同期分離回路、110……同期基準発生器 112……比較器、113……積分器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者村田敏則神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者中川一三夫神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者阿知葉征彦東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者石倉和夫東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地株式会社日立製作所中央研究所内 (56)参考文献特開昭61−184082（ＪＰ，Ａ) 特開昭57−161558（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】テレビジョン信号を信号処理し、映像信号
を再生するテレビジョン受信機の信号処理回路であっ
て、時空間フィルタ手段と、上記テレビジョン信号の色
副搬送波に位相同期したクロック信号を発生する第１の
クロック発生手段と、上記テレビジョン信号の水平同期
信号に位相同期したクロック信号を発生する第２のクロ
ック発生手段と、上記第１のクロック発生手段出力と上
記第２のクロック発生手段とを切り換える切り換え手段
と、上記テレビジョン信号の色副搬送波と水平同期信号
との周波数関係が所定の関係にないことを検出する非標
準信号検出手段と、を設け上記切り換え手段出力を上記
時空間フィルタ手段に供給し、上記非標準信号検出手段
出力により上記切り換え手段を制御することを特徴とす
る信号処理回路。
【請求項２】上記時空間フィルタ手段の入力として、非
標準信号時には、低域通過フィルタ手段により分離し
た、輝度信号と色信号とを用いることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の信号処理回路。
【請求項３】上記時空間フィルタ手段の入力として、非
標準信号時には、アナログ手段により分離した、輝度信
号と色信号とを用いることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の信号処理回路。