JPH0793644B2 - デイジタル変調波の搬送波再生回路 - Google Patents

デイジタル変調波の搬送波再生回路

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JPH0793644B2
JPH0793644B2 JP61098394A JP9839486A JPH0793644B2 JP H0793644 B2 JPH0793644 B2 JP H0793644B2 JP 61098394 A JP61098394 A JP 61098394A JP 9839486 A JP9839486 A JP 9839486A JP H0793644 B2 JPH0793644 B2 JP H0793644B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、位相対称２π/M（ここでＭは対称次数）を有
するディジタル変調波の搬送波再生回路であって、前記
搬送波を送出する出力端子と、発振器の位相を変化させ
て前記ディジタル搬送波の位相に調整するため誤差信号
ε（φ）が供給される制御入力端子とを有する電圧制御
発振器を有する高速アクイジション手段を具え、前記デ
ィジタル変調波を 前記ディジタル変調波および前記発振器の出力信号を受
信して同相復調信号X1を発生する復調器と、 前記復調信号X1を濾波した濾波信号Ｘを発生するローパ
スフィルタと、 信号を再生しかつ信号Ｘととの間の誤差信号ex＝Ｘ
−を決定する再生手段との直列回路を含む第１チャン
ネルと、 前記発振器の出力信号の位相を90゜偏移させる移相回路
と、 前記ディジタル変調波及び前記移相回路の出力信号を受
信し、直交復調信号Y1を発生する復調器と、 前記復調信号Y1を濾波した濾波信号Ｙを発生するローパ
スフィルタと、 信号を再生しかつ信号Ｙととの間の誤差信号ey＝Ｙ
−を決定する再生手段との直列回路を含む第２チャン
ネルとに導入し、これら２個のチャンネルを位相比較装
置を介して互いに結合し、前記位相比較装置は信号X,
ex,Y,ey及び基本クロック（再生されたシンボルクロッ
ク）を受信して比較信号Ｓと、ある縁部を除去すること
により基本クロックＨを再生する可変レートサンプリン
グクロックとを発生し、比較信号Ｓを前記サンプリング
クロックのアクティブ縁部の制御のもとに双安定トリガ
回路に供給し、前記双安定トリガ回路の出力端子を前記
発振器を制御する前記誤差信号を発生する増幅フィルタ
に接続し、同相及び直交位相信号点による表示によって
前記ディジタル変調波の信号表示座標系の信号状態を規
定するディジタル変調波の搬送波再生回路に関する。
また本発明は、ディジタル伝送装置、特に、電磁波の変
調によって伝送されたディジタル情報をコヒーレント復
調によって再生する如きディジタル伝送装置において使
用される搬送波再生回路に関する。これらのディジタル
伝送装置はデータ伝送モデム、マイクロウェーブリン
グ、ヘテロダインリンク用空間又は光通信システムにお
いて使用される。
コヒーレント復調を行うためには一般に搬送波再生ルー
プに設けた発振器を介して搬送波の位相を再生する。
多数の状態を有するディジタル変調方式に対しては発振
器及び搬送波間の位相差を小さい値に制限する必要があ
る。その場合搬送波再生ループの雑音帯域幅が狭帯域低
域濾波によって減少する。この雑音帯域幅減少により位
相雑音が極めて小さくなるが、アクイジションレンジも
かなり減少する。この欠点を克服するためアクイジショ
ンを補助する装置が使用される。
かかる従来の補助装置としては、発振器及び搬送波間の
周波数差に依存する電圧を発生する周波数弁別器があ
り、例えばフランス特許出願第8315794号（公告第25529
59号）に記載されているものがあり、これは位相対称２
π/M（但しＭは対称次数（symmetry order））を有する
ディジタル変調方式用の搬送波再生回路であって、位相
比較器の出力信号の可変レートサンプリングによりこの
位相比較器を周波数弁物器として作動させるようにして
いる。かかる動作は、発振器及び搬送波間の位相誤差が に等しいときに生ずる位相比較器出力のゼロ交さ点を除
去することによって得られる。
多数状態ディジタル振幅変調に対しては２つの直交搬送
波につき上記フランス特許出願に記載された周波数弁別
器はその利得が劣化するという欠点を有し、そのように
なるのは位相比較器のサンプリング出力において考慮さ
れるゼロ交さ点が発生するが、これが位相誤差ゼロに対
応しないからである。実際上、基本クロックＨから開始
してこの周波数弁別器はサンプリングクロックを発生
し、これにおいては基本クロックＨのあるアクチブ縁部
が除去される。この除去は、発振器及び搬送波間の位相
差が に等しくなるゼロ交さ点が検出されたときに起る。
しかし位相及び振幅変調においては搬送波の正しいアク
イジョンを阻害する他のゼロ交さ点が位相比較器の出力
に存在することを経験上から見出した。例えば、16QAM
変調の場合には、状態（3,1），（−1,3），（−3,−
１），（1,−３）に対し位相差がθ＝arc tan（1/3）に
等しいとき現用の位相比較器の出力はゼロ交さ点を有す
る。他の状態も同様な特性を呈する。更に、変調状態の
数が一層多い場合には、これら不所望のゼロ交さ点の数
が増大し、これにより周波数弁別器の性能が劣化する。
本発明の目的は、これら不所望のゼロ交さ点のすべてを
考慮することを回避することによって上記劣化を除去せ
るディジタル変調波の搬送波再生回路を提供するにあ
る。
かかる目的を達成するため、本発明のディジタル変調波
の搬送波再生回路は、前記位相比較装置が、前記信号表
示座標系のある対角線上状態の周りに位置しているが対
角線上にない状態を通る円と交さしない選択領域を介し
て受信信号点を選択し、かつ形式（±1,±１）の状態の
周りでトレースされる領域が軸（OX,OY）とは接触しな
いようにする受信信号点選択手段と、Ｒ及びＭを整数と
した場合に、前記比較器信号Ｓが2Rπ/Mの位相値を有す
る信号に対応しない場合前記双安定トリガ回路において
比較器信号の入力を制御するすべてのアクチブ縁部を前
記基本クロックＨから除去することによって前記サンプ
リングクロックを発生するサンプリングクロック発生手
段とを具えることを特徴とする。
この搬送波再生回路は、この位相差の絶対値が所定値を
超えた場合に位相比較器の出力の符号を記憶することを
基礎とする。この記憶は、双安定トリガ回路において行
われ、この双安定トリガ回路は２つの正当と認識された
ゼロ交さ点の間では一定に留まる電圧を送出する。この
一定電圧は発振器及び搬送波間の位相差と同一符号を有
する。
かかる記憶を行わせるため、位相比較器の出力端子にお
ける位相誤差が一度だけゼロになる領域を規定し、位相
比較器の出力の符号は位相誤差の符号と同一に留まるよ
うにする。
この搬送波再生回路は次の特性即ち ・位相誤差ゼロの発生時にゼロになり、 ・２π/Mの周期（但しＭは変調の対称次数）を有する という特性を有する位相比較器を使用する。
本発明は位相対称２π/M（但しＭは信号配置の対称次
数）を有するディジタル変調方式に対して使用される。
従って４状態位相変調（4PSK）は対称次数４を有し、８
状態位相変調（8PSK）は対称次数８を有し、16QAM変調
（２つの直交搬送波の振幅変調を介する位相及び振幅変
調）については対称次数は４である。
本発明は、信号配置のある点の間の位相差が対称２π/M
より小さい振幅及び位相変調方式に対し明白な利点を有
する。従って16QAM変調においては対称の次数はπ/2で
あるが、状態（1,1）及び（1,3）の間の位相差はπ/4−
arc tan（1/3）となり、従ってπ/2より小さくなる。
搬送波アクイジション期間に当たりディジタル変調波は
信号配置のすべての信号点を提供できる。従って本発明
によれば、誤ったアクイジションを生ぜしめるすべての
受信信号点を打消すことができる。
従って本発明の搬送波再生回路は、信号表示配置にある
状態の周りに位置する領域を介して受信信号点を選択す
る選択手段を具える。
この選択は受信信号点が下記の特性を有する領域に属す
るか否かを決定することによって行われる。
・これらの領域における各受信信号点が送信信号に対し
て呈する位相差がその絶対値が2kπ/Mに対し所定値以下
に留まり、これによりｋπ/Mにおけるゼロ交さ遷移の除
去を可能ならしめる。
・これらの領域において受信信号点から再生された各信
号が2kπ/Mに対し、対応送信信号と同一になる。
従ってこれらの領域における受信信号点によって供給さ
れる情報だけ考慮する。QAM変調方式ではこれらの領域
は信号配置の対角線上の状態に同心配置される方形をも
って構成することができる。更に一般的にはこれらの領
域はこれら対角線上状態を囲む、Ｘ及びＹにおいて限定
された閉成輪郭をもって構成することもできる。
これらの受信信号点がこれらの領域に属するか否かを決
定し、然る後これに割り当てることができる情報を考慮
するため本発明では搬送波再生回路において使用する位
相比較装置を具える。この目的のためディジタル変調波
を、発振器の出力をそれぞれ直接及びπ/2移相回路を介
して供給される２個の復調器に同時に供給して復調信号
X1及びY1をそれぞれ発生させる。これら復調信号は濾波
して信号Ｘ（同相）及びＹ（直交位相）を発生させ、こ
れら信号から再生信号及びを得る。濾波され再生さ
れた信号と、信号Ｘ及びＹとの間の誤差ex及びey並びに
信号Ｘ及びＹ自体を位相比較装置に供給し、位相比較装
置は受信変調波及び発振器の発振波の間に生じる角度φ
に対する位相比較器の特性を示す２進信号を発生する。
この２進信号を、所望のアクティブ縁部のみ含むサンプ
リングクロックの制御のもとに双安定トリガ回路に供給
する。双安定トリガ回路の出力は濾波した後増幅して発
振器に対する制御信号ε（φ）を発生させる。位相比較
装置はサンプリングクロックを再生するために使用する
領域の選択を特定する信号Pzを発生する。
以下図面につき本発明の実施例を説明する。
第１図は16QAM信号配置の一部を４分の１平面XOYに示
し、これはこの４分の１平面に４個の状態（1,1），
（3,1），（1,3），（3,3）を有する。４つの平面全体
に対してこの系は位相対称２π/M＝π/2を有する。その
状態間の最小位相αは α＝π/4−arc tan（1/3）＜π/2 である。
直線41,42並びに軸0X及び0Yは第１図に示した４分の１
象限に対する判定領域を規定する。
発振器に対する到来変調波の位相変化に従って、信号配
置の特定状態に対し、受信信号点はＯを中心としかつこ
の特定状態を通る円を介して推移する。状態（1,3）及
び（3,1）を通る円40上には、円40及び状態（3,3）間の
最小距離に対応する位置Ａが存在する。Ａにおいて、検
出された状態は状態（3,3）と解釈される一方、実際上
は位相変化を受けた状態（3,1）又は状態（1,3）が含ま
れる。そこで本発明では各対角線上に位置する状態の周
りに、例えばここでは円40と接触しないように選定した
アクイジション領域43を規定する。16QAM変調の場合に
対してはアクイジションにつき状態（1,1）及び（3,3）
を選定し、その理由は実際上形式（±1,±１）の４つの
状態間及び同様に形式（±3,±３）の４つの状態間を位
相差がπ/2になるからである。これに対し形式（±1,±
３）及び（±3,±１）の８つの状態間の最小位相差２
（arc tan（1/3））＝36.87゜である。例えば、約19゜
を超える位相誤差βにより点（＋1,＋３）が点（−1,＋
３）の判定領域内に持ち来たされる。その結果、点（±
1,±３）及び（±3,±１）では位相誤差βを誤差２（ar
c tan（1/3））−β又は位相誤差２α−βから識別でき
なくなる（αに対しては第１図参照）。状態（＋3,＋
１）が位相誤差、例えば、＋58゜共に送信された際には
受信信号点は−５゜の推定位相誤差と共に状態（＋1,＋
３）として検出され得る。同様に、例えば状態（3,−
１）の48゜の位相誤差での送信に対しては、受信信号点
は推定位相誤差＋11゜と共に状態（＋3,＋１）として検
出され得る。従って位相誤差モジュロπ/2が例えば、15
゜以下の場合のみ考慮するときには、検出された位相誤
差が所定間隔内にあるか否かを決定することが不可能な
ので、非対角線上の（対角線上にない）状態を考慮する
ことはできない。従って本発明では変調自体と同じ対称
関係を有する状態を選定し、各状態の周りに、アクイジ
ションが行われる領域43又は44を規定する。アクイジシ
ョン領域43は選択された状態の中央に配置される。これ
に対しアクイジション領域44は選択された状態に偏心配
置される。
第２図は同じ形式での信号配置を64QAM変調について示
す。この場合にはアクイジション機構の擾乱を招来する
極めて多数の状態が存在するから、アクイジションの問
題は遥かに膨大になる。この場合には、選択された状態
は状態（1,1），（3,3），（7,7）であり、これらの状
態は変調自体の対称次数と同じ対称次数を有する。状態
（5,5）は選択することができず、その理由はこの状態
は状態（1,7）及び（7,1）を通る円上に位置しているか
らである。選択された状態の各々の周りには、その内部
においてアクイジションを行う必要があるアクイジショ
ン領域43又は44が規定され、このアクイジション領域は
他の状態を通る円とは接触しない。
第３図Ｂは、−π/M及び＋π/M間に含まれる位相に対す
る位相比較装置の特性を示す。点０（位相差がゼロ）の
両側において位相比較装置は位相偏差の関数として電圧
を発生し、この電圧により発振器の周波数を制御するこ
とができる。位相比較装置の出力電圧を第３図Ｃに示
し、この出力電圧の平均値はゼロである。発振器周波数
の修正を行うため位相比較装置の出力電圧を、本発明の
選択及びアクイジション装置によって記憶する。位相偏
差の絶対値が選択されたアクイジション領域との交さに
対応する値θ０を超えた場合、アクイジション回路は比
較装置の出力信号の状態を記憶する。蓄積されたかかる
信号を第３図Ｄに示し、その平均値は最早やゼロに等し
くない。これにより発振器周波数の修正を行うことが可
能となる。第３図Ｃ及びＤの波形は周波数偏差、即ち発
振器周波数より高い変調波の搬送周波数を示す。負の周
波数偏差に対しては第３図Ｃ及びＤの波形の形状が反対
になる。
第４図は、16QAM変調の場合において０からπ/4までの
位相差の変化に対する位相比較装置の出力の状態を示
す。この範囲で十分であり、その理由は位相比較装置の
特性がπ/2の周期を有しかつ奇数対称性（０に対し）を
有するからである。対象とする比較装置は普通の形式の
比較装置であり、かかる比較装置はsgn（ey）・sgn
（Ｘ）がsgn（ex）・sgn（Ｙ）とは反対の符号を有する
場合Ｓ＝−sgn（ey）・sgn（Ｘ）となり、かつ反対の場
合先行瞬時に存在する値を維持する出力信号Ｓを発生す
る。かかる比較装置は半周期（0,π/4）にわたり考察す
れば、当該信号表示座標系の状態に従って特異点を示
す。従って分析を半周期又は対称半部に制限することに
より位相誤差がゼロに等しくないにも拘らず位相比較装
置出力のゼロ交さを生ぜしめる或る状態があるというこ
とが分る。従って第４図は、状態（3,1）によって位相
比較装置のゼロ交さが起り、これはアクイジションのた
めに除去する必要があることを示す。
第５図は本発明の搬送波再生回路のブロック図を示す。
ディジタル変調波は入力端子５に到来し、２個のチャン
ネル10及び20に供給され、これらチャンネルは発振器17
の出力信号に対して同相チャンネル及び直交チャンネル
となる。この発振器の出力は同相チャンネルの復調器11
に直接供給しかつπ/2移相回路24を介して直交チャンネ
ルの復調器21に供給する。復調器11及び21の出力はそれ
ぞれローパスフィルタ12及び22において濾波し、これら
フィルタの出力信号はそれぞれ信号Ｘ及びＹとなる。こ
れらの信号は再生回路13及び23にそれぞれ供給し、これ
らの再生回路は濾波された信号Ｘ及びＹと、再生された
信号Ｘ及びＹとの間の誤差信号ex＝Ｘ−及びey＝Ｙ−
をそれぞれ発生する。
誤差信号ex及びeyと濾波された信号Ｘ及びＹと、基本ク
ロックＨとを位相比較装置30に供給し、この位相比較装
置は２進比較信号Ｓ及びサンプリングクロックを発生す
る。これらは双安定トリガ回路14に供給し、そのデータ
入力端子には比較信号Ｓを供給し、かつそのクロック入
力端子には選択及び比較装置31から、本発明の位相比較
装置30を構成するサンプリングクロック発生装置32を介
してサンプリングクロックを供給する。双安定トリガ回
路14の出力信号はローパスフィルタ15に供給した後増幅
器16に供給して、発振器17を制御する制御信号ε（φ）
を発生させる。
第６図は、方形領域が16QAM信号配置の対角線上の状態
の中央に配置される場合に対する、本発明による位相比
較装置30の実施例のブロック図を示す。その入力端子に
は信号X,Y,ex＝Ｘ−,ey＝Ｙ−及び基本クロックＨ
が供給される。そして位相比較装置は２進比較信号Ｓ及
びサンプリングクロックHeを発生する。信号Ｙは 闘値−２を有し信号ｙを発生する比較器61と、 闘値２を有し信号Ryを発生する比較器62と、 闘値０を有し信号Qyを発生する比較器63と に供給する。
信号y,Ry,Qyは選択回路64に供給し、この選択回路は によって規定される論理動作を行い、ここで記号（・）
は論理積を示し、（＋）は論理和を示す。この動作は信
号Ry及びQyを供給されるANDゲート642と、入力信号Qyの
反転信号ｙを発生するインバータ643と、信号ｙ及
びｙを供給されるANDゲート641と、ANDゲート641及び
642の出力信号を供給されて信号Ayを発生するORゲート6
44とを介して実現する。
信号Ｘは信号Ｙと同一態様で処理される。信号Ｘは 闘値−２を有し信号ｘを発生する比較器51と、 闘値２を有し信号Rxを発生する比較器52と、 闘値０を有し信号Qxを発生する比較器53と に供給する。
信号x,Rx,Qxは選択回路54に供給し、この選択回路は Ax＝Rx,Qx＋Tx,Qx によって規定される論理動作を行う。
この動作は信号Rx及びQxを供給されるANDゲート542と、
入力信号Qxの反転信号ｘを発生するインバータ54
3と、信号ｘおよびｘを供給されるANDゲート54
1と、ANDゲート541及び542の出力信号を供給されて信号
Axを発生するORゲート544とを介して実現する。
一方、信号eyは 闘値−ａを有し信号Nyを発生する比較器65と、 闘値ａを有し信号ｙを発生する比較器66と に供給する。
信号Ny及びｙはANDゲート675に供給し、このANDゲー
トは によって規定される論理動作を行う。
同様に、信号eXは 闘値−ａを有し信号NXを発生する比較器55と、 闘値ａを有し信号ｘを発生する比較器55と に供給する。
信号Nx及びｘはANDゲート575に供給し、このANDゲー
トはPx＝Nx・ｘによって規定される論理動作を行う。
信号Ax及びAyは排他的論理和ゲート70に供給し、その出
力信号を信号Px及びPyと共にANDゲート71に供給し、こ
のANDゲートは信号Pzを発生する。この信号は、受信信
号点（X,Y）が、検出を所望される特定領域に属するか
否かを示す。
信号Pz及び基本クロックＨをANDゲート32に供給してサ
ンプリングクロックHeを発生させる。
一方、信号ex,ey,X,Yの符号により出力信号Ｓが決定さ
れ、その出力信号はex・Ｙがey・Ｘと反対の符号を有す
る場合 Ｓ＝sgn（ey）・sgn（Ｘ） となり、反対の場合には先行瞬時における値を維持する
ようにする。
この目的のため 信号eyを比較器81に供給し、 信号exを比較器83に供給する。
比較器81及び53の出力は排他的論理和ゲート85に供給
し、比較器83及び63の出力は排他的論理和ゲート86に供
給する。これらゲート85及び86の出力は排他的論理和ゲ
ート87に供給し、その出力を基本クロックＨと共にAND
ゲート88に供給し、このANDゲートは双安定トリガ回路8
9に対するクロックとして作動する信号を発生し、この
双安定トリガ回路のデータ入力端子には排他的論理和ゲ
ート85の出力を供給する。この双安定トリガ回路89が出
力信号Ｓを発生し、この信号Ｓが第５図の双安定トリガ
回路14のデータ入力端子に供給され、この双安定トリガ
回路のクロックはサンプリングクロックで構成する。
第７図は、方形領域が16QAM信号配置の対角線上の状態
に偏心配置される場合に対する本発明の位相比較装置30
の実施例を示す。
第６図の実施例との第１の相違点は信号Ny,ｙ及び
ｙを選択回路67に供給し、この選択回路が Ｐ＝Ny・Qy＋ｙ・ｙ によって規定される論理動作を行うことである。この論
理動作は信号Ny及びQyを供給されるANDゲート672と、信
号Qyの反転信号ｙを発生するインバータ673と、信号
ｙ及びｙを供給されるANDゲート671と、ANDゲート6
71及び672の出力を供給されて信号Pyを発生するORゲー
ト674とによって行われる。
第６図の実施例との第２の相違点は、信号Nx,ｘ及びQ
xを選択回路57に供給し、この選択回路が によって規定される論理動作を行うことである。この論
理動作は信号Nx及びQxを供給されるANDゲート572と、信
号Qxの反転信号ｘを発生するインバータ573と、信号
ｘ及びｘを供給されるANDゲート571と、ANDゲート5
71及び572の出力を供給されて信号Pxを発生するORゲー
ト574とによって行われる。
然る後すべての信号を、第６図におけると同様な態様で
処理する。
第６及び７図に示した論理回路は例示に過ぎず、本発明
の目的に合致する他の任意の論理回路も使用できること
勿論である。
【図面の簡単な説明】
第１図は16QAM信号配置の４分の１平面部分を示す図、 第２図は64QAM信号配置の４分の１平面部分を示す図、 第３図は位相比較器の特性、並びに双安定トリガ回路で
の記憶前及び記憶後における位相比較器の出力信号の変
化を時間の関数として示す図、 第４図は位相比較器の出力信号の変化を、16QAMのある
状態に対する位相の関数として示す図、 第５図は本発明の搬送波再生回路のブロック図、 第６図は第５図の位相比較装置の実施例を示すブロック
図、 第７図は第５図の位相比較装置の他の実施例を示すブロ
ック図である。 ５……入力端子、10,20……チャンネル 11,21……復調器 12,22……ローパスフィルタ 13,23……再生回路、14……双安定トリガ回路 15……ローパスフィルタ、16……増幅器 17……発振器、24……移相回路 30……位相比較装置、31……選択及び比較装置 32……サンプリングクロック発生装置 43,44……アクイジション領域 51,52,53……比較器、54……選択回路 55,56……比較器、57……選択回路 575……ANDゲート、61,62,63……比較器 64……選択回路、65,66……比較器 67……選択回路、675……ANDゲート 81,83……比較器、89……双安定トリガ回路
フロントページの続き (72)発明者 サイト・モリディ フランス国 75013 パリ リュ ド ト ルビアック 212 (56)参考文献 特開 昭55−134564（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−140746（ＪＰ，Ａ)

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】位相対称２π/M（ここでＭは対称次数）を
    有するディジタル変調波の搬送波再生回路であって、前
    記搬送波を送出する出力端子と、発振器の位相を変化さ
    せて前記ディジタル搬送波の位相に調整するための誤差
    信号ε（φ）が供給される制御入力端子とを有する電圧
    制御発振器を有する高速アクイジション手段を具え、前
    記ディジタル変調波を 前記ディジタル変調波および前記発振器の出力信号を受
    信して同相復調信号X1を発生する復調器と、 前記復調信号X1を濾波した濾波信号Ｘを発生するローパ
    スフィルタと、 信号を再生しかつ信号Ｘととの間の誤差信号ex＝Ｘ
    −を決定する再生手段との直列回路を含む第１チャン
    ネルと、 前記発振器の出力信号の位相を90゜偏移させる移相回路
    と、 前記ディジタル変調波及び前記移相回路の出力信号を受
    信し、直交復調信号Y1を発生する復調器と、 前記復調信号Y1を濾波した濾波信号Ｙを発生するローパ
    スフィルタと、 信号を再生しかつ信号Ｙととの間の誤差信号ey＝Ｙ
    −を決定する再生手段との直列回路を含む第２チャン
    ネルとに導入し、これら２個のチャンネルを位相比較装
    置を介して互いに結合し、前記位相比較装置は信号X,
    ex,Y,ey及び基本クロック（再生されたシンボルクロッ
    ク）を受信して比較信号Ｓと、ある縁部を除去すること
    により基本クロックＨを再生する可変レートサンプリン
    グクロックとを発生し、比較信号Ｓを前記サンプリング
    クロックのアクティブ縁部の制御のもとに双安定トリガ
    回路に供給し、前記双安定トリガ回路の出力端子を前記
    発振器を制御する前記誤差信号を発生する増幅フィルタ
    に接続し、同相及び直交位相信号点による表示によって
    前記ディジタル変調波の信号表示座標系の信号状態を規
    定するディジタル変調波の搬送波再生回路において、前
    記位相比較装置が、前記信号表示座標系のある対角線上
    状態の周りに位置しているが対角線上にない状態を通る
    円と交差しない選択領域を介して受信信号点を選択し、
    かつ形式（±1,±１）の状態の周りでトレースされる領
    域が軸（OX,OY）とは接触しないようにする受信信号点
    選択手段と、ｋ及びＭを整数とした場合に、前記比較器
    信号Ｓが2kπ/Mの位相値を有する信号に対応しない場合
    前記双安定トリガ回路において比較器信号の入力を制御
    するすべてのアクチブ縁部を前記基本クロックＨから除
    去することによって前記サンプリングクロックを発生す
    るサンプリングクロック発生手段とを具えることを特徴
    とするディジタル変調波の搬送波再生回路。
  2. 【請求項２】前記受信信号点選択手段が受信信号点の座
    標を所定闘値と比較する比較手段を具える特許請求の範
    囲第１項記載の搬送波再生回路。
  3. 【請求項３】前記ある対角線上状態の周りに位置する各
    受信信号点が、その絶対値が2kπ/M以外に対し所定値以
    下となる如き位相差を送信信号点に対して有するように
    前記闘値を決定する特許請求の範囲第２項記載の搬送波
    再生回路。
  4. 【請求項４】前記受信信号点選択手段及びサンプリング
    クロック発生手段には、 同相チャンネルにおいて、 誤差ex＝Ｘ−をそれぞれ闘値ａ及び−ａと比較し、誤
    差exがａを超えるか又は−ａより小さい場合それぞれ信
    号ｘ及びNxを論理値１として送出する２個の振幅比較
    器と、 信号Ｘを第1,第２及び第３の振幅比較器の闘値0,2及び
    −２とそれぞれ比較し、信号Ｘが第１及び第２振幅比較
    器に対する闘値を超える場合並びに第３振幅比較器に対
    する闘値より小さい場合それぞれ信号Qx,Rx及びｘを
    論理値１として送出する第1,第２及び第３の３個の振幅
    比較器と、 Px＝Nx・ｘなる信号Pxを発生する第１選択回路と、 Ax＝Rx・QX＋ｘ・ｘなる信号Axを発生する第２選択
    回路と を設け、かつ直交チャンネルにおいては 誤差ey＝Ｙ−をそれぞれ闘値ａ及び−ａと比較し、誤
    差eyがａを超えるか又は−ａより小さい場合それぞれ信
    号ｙ及びNyを論理値１として送出する２個の振幅比較
    器と、 信号Ｙを第1,第２及び第３の振幅比較器の闘値0,2及び
    −２とそれぞれ比較し、信号Ｙが第１及び第２振幅比較
    器に対する闘値を超える場合並びに第３振幅比較器に対
    する闘値より小さい場合それぞれ信号Qy,Ry及びｙを
    論理値１として送出する第1,第２及び第３の３個の振幅
    比較器と、 Py＝Ny・ｙなる信号Pyを発生する第３選択回路と、 Ay＝Ry・Qy＋ｙ・ｙなる信号Ayを発生する第４選択
    回路と を設け、 更に、信号Ax及びAyをその入力端子に供給される排他的
    論理和ゲートの出力並びに信号Px及びPyを供給されるAN
    Dゲートにより信号Pzを発生し、信号Pz及び基本クロッ
    クＨを他のANDゲートに供給してサンプリングクロック
    を発生させる特許請求の範囲第１項から３項までのいず
    れか一項に記載の搬送波再生回路。
  5. 【請求項５】前記受信信号点選択手段及びサンプリング
    クロック発生手段には、 同相チャンネルにおいて、 誤差ex＝Ｘ−を闘値ａ及び−ａとそれぞれ比較し、誤
    差exがａを超えるか又は−ａより小さい場合それぞれ信
    号ｘ及びNxを論理値１として送出する２個の振幅比較
    器と、 信号Ｘを第1,第２及び第３の振幅比較器の闘値0,2及び
    −２とそれぞれ比較し、信号Ｘが第１及び第２振幅比較
    器に対する闘値を超える場合並びに第３振幅比較器に対
    する闘値より小さい場合それぞれ信号Qx,Rx及びｘを
    論理値１として送出する第1,第２及び第３の３個の振幅
    比較器と、 Px＝Nx・Qx＋ｘ・ｘなる信号Pxを発生する第１選択
    回路と、 Ax＝Rx・Qx＋ｘ・ｘなる信号Axを発生する第２選択
    回路と を設け、かつ直交チャンネルにおいては 誤差ey＝Ｙ−を闘値ａ及び−ａとそれぞれ比較し、誤
    差eyがａを超えるか又は−ａより小さい場合それぞれ信
    号ｙ及びNyを論理値１として送出する２個の振幅比較
    器と、 信号Ｙを第1,第２及び第３振幅比較器の闘値0,2及び−
    ２とそれぞれ比較し、信号Ｙが第１及び第２振幅比較器
    に対する闘値を超える場合並びに第３振幅比較器に対す
    る闘値より小さい場合それぞれ信号Qy,Ry及びｙを論
    理値１として送出する第1,第２及び第３の３個の振幅比
    較器と、 Py＝Ny・Qy＋ｙ・ｙなる信号Pyを発生する第３選択
    回路と、 Ay＝Ry・Qy＋ｙ・ｙなる信号Ayを発生する第４選択
    回路と を設け、 更に、信号Ax及びAyが入力端子に供給される排他的論理
    和ゲートの出力並びに信号Px及びPyが供給されるANDゲ
    ートにより信号Pzを発生し、信号Pz及び基本クロックＨ
    を他のANDゲートに供給してサンプリングクロックを発
    生させる特許請求の範囲第１項から３項までのいずれか
    一項に記載の搬送波再生回路。
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