JPH0798577A - 電源供給装置、液晶表示装置及び電源供給方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】低消費電力化を図ることができるとともに表品
質を高めることができる電源供給装置、液晶表示装置及
び電源供給方法を提供すること。 【構成】電圧調整部１０２内の第１電圧生成部１０４に
より定電圧の第１の電圧Ｖｘが生成される。そして、第
２電圧生成部１０７によりＶｘの電圧値に依存しない電
圧値を持つ第２の電圧Ｖｙが生成され、加算部１０６に
よりＶｘとＶｙが加算され調整電圧Ｖｒｅｇが生成され
る。また、制御部１０８は、Ｖｙの電圧値をＶｘを基準
として設定された電圧調整範囲内において可変にする制
御を行う。そして、生成された調整電圧Ｖｒｅｇは多値
電圧生成部１１０内の電圧分割部１１２により電圧分割
される。そして、Ｖ２、Ｖ４は第１のインピーダンス変
換部（Ｎ型オペアンプ）１１６、１２０により、Ｖ１、
Ｖ３は第２のインピーダンス変換部（Ｐ型オペアンプ）
１１４、１１８によりインピーダンス変換される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電源供給装置、該電源
供給装置を含む液晶表示装置及び該電源供給装置に用い
られる電源供給方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３３には、液晶表示装置等に用いられ
る従来の電源供給装置の一例が示される。なお、以下で
は、液晶表示装置に用いられる電源供給装置を例にとり
説明を行う。この電源供給装置３２０は、電圧調整部３
２２と多値電圧生成部３２４とを含む。

【０００３】ここで、電圧調整部３２２は電源電圧Ｖ
Ｓ、ＶＤＤ間の電圧を調整することにより調整電圧Ｖｒ
ｅｇを生成する機能を有し、制御部３１４と分圧抵抗３
１３とを含む。そして、制御部３１４はスイッチＳ１〜
Ｓ４を含み、入力された調整電圧設定信号に基づいて分
圧抵抗３１３の抵抗値を制御する。また、分圧抵抗３１
３は抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含み、制御部３１４の制御により
抵抗Ｒ１〜Ｒ４が選択的にバイパスされ、これにより分
圧抵抗３１３の抵抗値が変化し、調整電圧Ｖｒｅｇが決
定される。そして、このように電圧調整可能とすること
により、ユーザ等が液晶表示のコントラストを調整でき
るようになる。

【０００４】また、多値電圧生成部３２４は抵抗Ｒａ〜
Ｒｅからなる分圧抵抗３１２を含み、電圧調整部３２２
からの調整電圧Ｖｒｅｇを分割して多値の電源電圧Ｖ０
〜Ｖ５を生成する機能を有する。そして、この多値の電
源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成することにより、液晶表示にお
ける例えば６レベル駆動法が可能となる。

【０００５】図３４には、従来の電源供給装置の他の一
例が示される。図３４では図３３と異なり、多値電圧生
成部３２６はボルテージフォロワ接続されたオペアンプ
（演算増幅器）３０１〜３０５を含む。そして、分圧抵
抗３１２の各分割端子（タップ）３３０〜３３８にこれ
らのオペアンプ３０１〜３０５が接続されている。そし
て、これらのオペアンプ３０１〜３０５により、分割端
子３３０〜３３８に生成される分割電圧のインピーダン
ス変換を行っている。この場合、従来の電源供給装置に
おいては、全てのオペアンプ３０１〜３０５が後に図１
０で説明する構成のオペアンプ（Ｎ型オペアンプ）とな
っている。

【０００６】図３３、図３４に示す電圧調整部３２２で
は、調整電圧設定信号に基づいて制御部３１４のスイッ
チＳ１〜Ｓ４をオン・オフする。そして、これにより電
源ＶＳ−ＶＤＤ間に接続される分圧抵抗の段数を変化さ
せ、調整電圧Ｖｒｅｇの生成を行っている。その後、こ
の調整電圧Ｖｒｅｇを分圧抵抗３１２より分割する。そ
して、図３３の場合には、この分割された電圧をインピ
ーダンス変換せずにそのまま多値の駆動用電源電圧Ｖ０
〜Ｖ５として出力する。一方、図３４の場合には、この
分割された電圧をボルテージフォロワ接続されたオペア
ンプ３０１〜３０５によりインピーダンス変換して多値
の駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成し、出力する。

【０００７】そして、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ
５は、図示しない液晶駆動信号生成部（ＬＣＤドライ
バ）に供給される。そして、この駆動信号生成部が、こ
れらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５に基づいて液晶パネル
を駆動するための駆動信号を生成することになる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】液晶表示装置は携帯機
器等に多く用いられている。そのため液晶表示装置に
は、消費電流を非常に少なくし低消費電力にしなければ
ならないという課題がある。更に、液晶表示装置には、
このように低消費電力であると共に、表示品質も高めな
ければならないという課題がある。そして、液晶表示装
置の低消費電力化を図るためには、液晶表示装置に対し
て電源供給を行う電源供給装置についても低消費電力化
する必要がある。また、液晶表示装置の表示の高品質化
を図るためには、電源供給装置から供給される電源電圧
も、液晶表示装置の表示品質を悪化させないような電源
電圧とする必要がある。

【０００９】上記の課題を鑑みた場合には、図３３、図
３４に示す従来の電源供給装置３２０、３２１には以下
のような問題があった。

【００１０】液晶表示装置に使用される電源供給装置で
は、前述のように液晶表示のコントラスト調整等を行う
ために電圧調整が可能となっている。そして、図３３、
図３４に示す従来例では、電圧調整部３２２により電源
間に接続される抵抗の段数を変化させることにより、こ
の電圧調整を行っている。今、分圧抵抗３１２、３１３
の抵抗値を各々Ｒ１２、Ｒ１３とする。すると抵抗値Ｒ
１２は、Ｒ１２＝Ｒａ＋Ｒｂ＋Ｒｃ＋Ｒｄ＋Ｒｅとな
り、固定値となる。また、抵抗値Ｒ１３は、制御部３１
４において、どのスイッチがオンされるかで決定され
る。例えば、Ｒ４〜Ｒ１の抵抗比を８：４：２：１とし
たとすると、Ｓ４〜Ｓ２がオフ、Ｓ１がオンの場合はＲ
１３＝Ｒ４＋Ｒ３＋Ｒ２＝１４Ｒとなる（Ｒ１の抵抗値
をＲとする）。このように、抵抗値Ｒ１３は、調整電圧
設定信号によりＳ４〜Ｓ１をオン・オフすることによ
り、例えば０〜１５Ｒ（＝Ｒ１３ｔｏｔ）の間で可変さ
せることが可能となる。

【００１１】従来の電源供給装置では、調整電圧Ｖｒｅ
ｇは、これらの抵抗値Ｒ１２、Ｒ１３の比により決定さ
れ、次式のように表される。なお、以下の説明ではＶＤ
Ｄ＝０Ｖとし、また、ＶＳは負電圧であり例えば−９Ｖ
である。

【００１２】 Ｖｒｅｇ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３） …式（１） ここで、抵抗値Ｒ１３は、上述のように０〜１５Ｒ（Ｒ
１３ｔｏｔ）の間で可変させることができ、これにより
図３５（Ａ）に示すようにＶｒｅｇの値を可変すること
ができる。例えば、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝０（Ｓ４〜Ｓ
１が全てオン）の場合に、次式で表されるように負の値
の最大値Ｖｒｍａｘとなる。

【００１３】 Ｖｒｍａｘ＝ＶＳ …式（２） また、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝Ｒ１３ｔｏｔ＝１５Ｒ（Ｓ
４〜Ｓ１が全てオフ）の場合に、次式で表されるように
負の値の最小値Ｖｒｍｉｎとなる。

【００１４】 Ｖｒｍｉｎ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３ｔｏｔ） …式（３） 従って、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のようにな
る。

【００１５】 Ｖｒａｎｇｅ＝｜Ｖｒｍａｘ−Ｖｒｍｉｎ｜ ＝｜ＶＳ｜・Ｒ１３ｔｏｔ／（Ｒ１２＋Ｒ１３ｔｏｔ） …式（４） 液晶表示装置に使用される電源供給装置では、コントラ
スト調整の幅を大きくできることが望ましいため、電圧
調整範囲Ｖｒａｎｇｅもなるべく広く設定できることが
望まれる。そして、上式（４）から理解されるように、
従来例において電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅを広くしたい
場合には、段数の固定されている分圧抵抗３１２の抵抗
値Ｒ１２を小さくするか、あるいは段数の切り変えが可
能な分圧抵抗３１３の総抵抗値Ｒ１３ｔｏｔを大きくし
なければならない。しかし、前者では、分圧抵抗の抵抗
値が小さくなるので電源電圧ＶＤＤと電源電圧ＶＳ間に
流れる消費電流が大きくなり、低消費電力化を図るとい
う上記課題を解決できない。また後者では、本回路を半
導体集積回路に搭載する場合において、ポリシリコン等
で形成される抵抗の形状比が大きくなってしまい、チッ
プ面積が大きくなってしまうという問題がある。

【００１６】また、このように電源供給装置により電圧
調整を行う場合には、電圧調整を行うためのセンター値
Ｖｃを設定する必要がある。このセンター値Ｖｃは、液
晶表示のコントラストを調整する場合に、コントラスト
の明暗の中心の値となるものである。この場合、図３５
（Ａ）に示すように、例えば、Ｓ４〜Ｓ１＝（０１１
１）（０はオフを表し、１はオンを表す）にセンター値
Ｖｃを設定することが望ましい。このようにすれば、例
えば上側に７レベル、下側に８レベルの範囲で電圧調整
が可能となり、コントラスト調整を明るい側にも暗い側
にも同等の範囲で行うことが可能となるからである。し
かし、電源供給装置等を構成する半導体デバイス、ある
いは、液晶表示素子にはプロセス変動等を原因とする製
造上のバラツキが生じる。そして、このようなバラツキ
が生じた場合には、コントラスト調整の明暗の中心とな
るセンター値Ｖｃもばらついてしまう。この場合、上式
（１）〜（４）から明らかなように、従来の電源供給装
置では分圧抵抗の抵抗値Ｒ１２とＲ１３によって調整電
圧の最大値、最小値、電圧調整範囲が固定されてしま
う。従って、このような製造上のバラツキが生じてセン
ター値Ｖｃが変動した場合にも、これらの最大値、最小
値、電圧調整範囲を上側あるいは下側にずらすことはで
きない。このため、例えばセンター値Ｖｃが図３５
（Ｂ）に示すようにＳ４〜Ｓ１＝（０１００）の値とな
った場合には、上側に４レベルの範囲でしか電圧調整を
行うことができず、コントラスト調整を明るい側にも暗
い側にも同等の範囲で行うことができなくなる。これに
より、上記の表示品質の向上という課題を解決できなく
なる。この場合、製造上のバラツキを考慮し分圧抵抗３
１３の段数を多くし電圧調整の範囲を余分に広げておく
という解決法も考えられるが、この手法では半導体のチ
ップ面積が増大してしまうという問題がある。また、従
来の電源供給装置では分圧抵抗の段数を切り替えて電圧
調整を行うため、このセンター値Ｖｃを決めるための
値、例えば図３５（Ａ）における（０１１１）、図３５
（Ｂ）における（０１００）の値を、不揮発性メモリな
どに保存しておく必要があり、システムを構成する際の
回路構成が複雑になるという問題があった。

【００１７】更に、図３３、図３４に示す従来例におい
ては、上式（１）から明らかなように、電源電圧ＶＳ等
と分圧抵抗３１２、３１３の抵抗比とで調整電圧Ｖｒｅ
ｇが決定される。従って、電源電圧が変動すると調整電
圧Ｖｒｅｇも変動してしまうという問題があり、電池
（バッテリー等）を電源とした液晶表示装置の場合には
電池の電圧の変化によって表示品質が変化してしまうと
いう問題もあった。

【００１８】次に、図３３、図３４に示す多値電圧生成
部３２４、３２６について考える。

【００１９】一般的に、時分割に液晶を駆動するシステ
ムにおいては、公知の６レベル駆動法（電圧平均化法）
の計算式より求められる６値の電源電圧が用いられる。
電圧の高いほうからＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ
５と呼ぶことにする。液晶表示装置にはコモン電極とセ
グメント電極があり、コモン電極にはラインの選択・非
選択を決めるためのコモン信号（走査信号）が与えられ
る。また、セグメント電極には表示ドットの点灯・非点
灯を決めるためのセグメント信号（データ信号）が与え
られる。コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５
（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。
そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合、セグ
メント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、
Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる。なお、ここでカッ
コ内は交流化信号（以後ＦＲ信号と呼ぶ）の極性が反転
した場合の電源電圧を表す。

【００２０】多値電圧生成部３２４、３２６では、これ
らの多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５が生成される。この場
合、図３３に示す多値電圧生成部３２４では、分圧抵抗
３１２により電源電圧を分割し、これらをそのままＶ０
〜Ｖ５として用いている。しかし、このように抵抗分割
された電圧をそのまま液晶駆動用の電源電圧として用い
るのは、表示品質の面、低消費電力の面で好ましいもの
ではない。即ち、装置の低消費電力化を図るためには、
分圧抵抗３１２を構成する抵抗Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値をな
るべく高くし、分圧抵抗３１２を流れる電流値をなるべ
く小さくする必要がある。しかし、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値
を高くすると、今度は、分圧抵抗３１２の分割端子３３
０〜３３８における出力インピーダンスが高くなってし
まう。そして、このように出力インピーダンスが高くな
ると、液晶を駆動する際の電源電圧の変動が大きくな
り、液晶の表示品質を低下させてしまう。従って、この
方式による多値電源電圧の生成は、大型の液晶パネルを
駆動するものとしては不適当のものとなる。

【００２１】一方、図３４に示す方式では、分割端子３
３０〜３３８に生成される分割電圧を、ボルテージフォ
ロワ接続されたオペアンプ３０１〜３０５を用いてイン
ピーダンス変換することにより上記問題点を解決してい
る。即ち、多値電圧生成部３２６からの出力インピーダ
ンスが低くなるようにオペアンプ３０１〜３０５により
インピーダンス変換されるので、液晶の表示品質の低下
を避けることができる。そして、このようにインピーダ
ンス変換を行う場合には、分割端子３３０〜３３８にお
ける出力インピーダンスが高くなっても問題ないため、
Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くすることができる。そして、
Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くできれば、分圧抵抗３１２を
流れる電流を小さくすることができ、装置の低消費電力
化を図ることが可能となる。

【００２２】さて、装置全体の更なる低消費電力化を図
るためには、オペアンプ３０１〜３０５において消費さ
れる電力についても低く抑える必要がある。これらのオ
ペアンプ３０１〜３０５は、後述の図１０に示すよう
に、一方が高電源側に接続された抵抗又は定電流源と一
方が低電源側に接続されたＮチャネル型駆動トランジス
タとを有する駆動部を備えている。そして、オペアンプ
３０１〜３０５の消費電力を抑えるためには、この駆動
部において上記抵抗又は定電流源から流れる電流を少な
くする必要がある。

【００２３】しかし、低消費電力化を図るべく、このよ
うに駆動部において流れる電流を小さくすると、今度
は、液晶表示にシャドウあるいはクロストークと呼ばれ
る現象が生じ、液晶表示の品質が非常に低くなるという
問題が生じた。６レベル駆動法（電圧平均化法）と呼ば
れる駆動方法では、駆動期間において画素に印加される
実効電圧がオン画素同士、オフ画素同士で平均化される
ようにして、表示状態の均一化を図っている。従って、
この６レベル駆動法の前提である平均化状態が維持でき
ない場合には、上記のようなシャドウ、クロストークと
呼ばれる現象が生じることになる。従って、低消費電力
化を図りながらも、如何にして、このようなシャドウ、
クロストークと呼ばれる現象が生じないようにするかが
大きな技術的課題となる。

【００２４】本発明は、以上の問題点を解決すべくなさ
れたものであり、その目的とするところは、低消費電力
化を図ることができるとともに表品質を高めることがで
きる電源供給装置、液晶表示装置及び電源供給方法を提
供することにある。

【００２５】

【課題を解決するための手段及び作用】上記課題を解決
するために、請求項１の発明は、電圧調整手段を含み、
該電圧調整手段により調整された電源電圧を駆動対象に
対して供給するための電源供給装置において、前記電圧
調整手段が、電源電圧から定電圧の第１の電圧を生成す
る手段と、該第１の電圧の電圧値に依存しない電圧値を
持つように生成された第２の電圧を前記第１の電圧に加
算する手段と、前記第２の電圧の電圧値を前記第１の電
圧を基準として設定された電圧調整範囲内において可変
に制御する手段とを含むことを特徴とする。

【００２６】請求項１の発明によれば、電源電圧から定
電圧の第１の電圧が生成される。そして、この第１の電
圧の電圧値に依存しない電圧値を持つ第２の電圧が生成
され、この第２の電圧が第１の電圧に加算される。この
場合、第２の電圧の電圧値は、第１の電圧を基準として
設定された電圧調整範囲内において可変に制御され、こ
れにより所望の調整電圧を駆動対象に対して供給するこ
とが可能となる。特に、本発明によれば、第２の電圧の
電圧値は第１の電圧の電圧値に依存しない。従って、第
１の電圧を調整する手段により第１の電圧の電圧値を調
整したとしても、これに影響されずに前記制御手段によ
り所定の電圧調整範囲において第２の電圧の電圧値を調
整することが可能となる。

【００２７】また、請求項２の発明は、請求項１におい
て、前記第１電圧生成手段により生成される前記第１の
電圧及び前記加算手段により加算される前記第２の電圧
に対して、駆動対象の温度特性を補償する温度特性を持
たせたことを特徴とする。

【００２８】請求項２の発明によれば、第１の電圧、第
２の電圧に対して駆動対象の温度特性を補償する温度特
性が持たされる。これにより、温度変化により駆動対象
の素子特性が変化した場合にも、第１の電圧、第２の電
圧及び第１の電圧と第２の電圧を加算して得られる調整
電圧が、この素子特性を補償するように変化することに
なる。これにより、温度変化に依存しない安定した電源
供給が可能となる。

【００２９】また、請求項３の発明は、請求項１又は２
のいずれかにおいて、前記加算手段により加算される前
記第２の電圧が、装置の初期動作時において所定値に固
定されていることを特徴とする。

【００３０】請求項３の発明によれば、第１の電圧に加
算される第２の電圧が、装置を初期動作させる際に、所
定の値に固定される。これにより、初期動作時に電源供
給装置から出力される調整電圧を所望の値に固定してお
くことが可能となる。即ち、調整電圧を、電圧調整範囲
内のセンター値、最小値、あるいは最大値等に固定して
おくことが可能となる。

【００３１】また、請求項４の発明は、請求項１乃至３
のいずれかにおいて、前記第１電圧生成手段が、演算増
幅器と、前記演算増幅器の第１の入力端子に接続された
基準電圧源と、一方が前記演算増幅器の第２の入力端子
に接続され他方が固定電位に接続された第１の抵抗と、
一方が前記演算増幅器の第２の入力端子に接続され他方
が前記演算増幅器の出力端子に接続された第２の抵抗と
を含み、前記加算手段が、前記制御手段により可変に制
御される定電流源からの電流を前記第２の抵抗に対して
流す手段を含むことを特徴とする。

【００３２】請求項４の発明によれば、基準電圧源から
の基準電圧と、第１、第２の抵抗の抵抗値とにより、第
１の電圧の電圧値が決定される。また、制御手段により
可変に制御される定電流源からの電流を第２の抵抗に対
して流すことにより第２の電圧が生成され、この第２の
電圧が前記第１の電圧に加算される。これにより所望の
調整電圧を得ることが可能となる。このように本発明に
よれば、第１の電圧と第２の電圧を別個独立に生成でき
る。即ち、例えば第１の抵抗の抵抗値を調整することで
第１の電圧の電圧値を調整できる。また、第２の抵抗に
定電流源から流れる電流を調整することで、第１の電圧
とは別個独立に第２の電圧の電圧値を調整できる。更
に、第２の電圧の電圧調整範囲についても、第１の電圧
の電圧値に依存しないものとすることもできる。また、
第１の電圧は基準電圧源からの基準電圧、第２の電圧は
定電流源からの電流値に基づいて決定されるため、電源
電圧の変動に依存しない調整電圧を生成することができ
る。

【００３３】また、請求項５の発明は、請求項４におい
て、前記基準電圧源及び定電流源がＭＯＳ型トランジス
タを含み、前記基準電圧源からの基準電圧及び前記定電
流源からの定電流が前記ＭＯＳ型トランジスタのしきい
値電圧を利用して生成されることを特徴とする。

【００３４】請求項５の発明によれば、基準電圧源から
の基準電圧及び定電流源からの定電流がＭＯＳ型トラン
ジスタのしきい値電圧を利用して生成される。そして、
ＭＯＳ型トランジスタのしきい値電圧は負の温度特性を
もつ。従って、第１の電圧、第２の電圧、調整電圧、電
圧調整範囲等にも負の温度特性を持たせることが可能と
なる。これにより、コントラスト等の特性が負の温度特
性をもつ液晶表示装置等に最適の電源供給装置を提供す
ることが可能となる。

【００３５】また、請求項６の発明は、多値電圧生成手
段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源
電圧を生成して供給する電源供給装置において、前記多
値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧
分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々
の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をインピ
ーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対する
多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス
変換手段とを含み、駆動期間内において駆動対象からイ
ンピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量
の極性が正である駆動対象に対しては正の電荷を多く引
ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換手段が接
続され、駆動期間内において駆動対象からインピーダン
ス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負
である駆動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部
を有する第２のインピーダンス変換手段が接続されるこ
とを特徴とする。

【００３６】請求項６の発明によれば、電圧分割手段に
より分割電圧が生成され、この分割された電圧が、イン
ピーダンス変換手段によりインピーダンス変換されて駆
動対象に対して供給される。そして、駆動期間内におい
て駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動させる
必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては
正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダ
ンス変換手段によりインピーダンス変換が行われる。一
方、この電荷量の極性が負である駆動対象に対しては負
の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダン
ス変換手段によりインピーダンス変換が行われることに
なる。これにより、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じ
た適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して
供給することが可能となる。

【００３７】また、請求項７の発明は、請求項６におい
て、前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部
と駆動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続
することにより形成され、前記第１のインピーダンス変
換手段の駆動部が、一方が高電位の電源側に接続され他
方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方
が低電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続さ
れたＮチャネル型駆動トランジスタとを含み、前記第２
のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が高電位の
電源側に接続され他方が出力端子側に接続されたＰチャ
ネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電源側に接
続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗
とを含むことを特徴とする。

【００３８】請求項７の発明によれば、ボルテージフォ
ロワ接続された演算増幅器により分割電圧がインピーダ
ンス変換され、分割電圧と同一電圧の電源電圧が駆動対
象に対して供給されることになる。また、第１のインピ
ーダンス変換手段の駆動部は、高電位側に接続された定
電流源又は抵抗と、低電位側に接続されたＮチャネル型
駆動トランジスタを含み、第２のインピーダンス変換手
段の駆動部は、低電位側に接続された定電流源又は抵抗
と、高電位側に接続されたＰチャネル型駆動トランジス
タを含む。そして、この場合、第１のインピーダンス変
換手段には、インピーダンス変換手段へと移動させる必
要がある電荷量の極性が正である駆動対象が接続されて
いる。従って、駆動部内のＮチャネル型駆動トランジス
タによりこの正の電荷を十分に吸収できるとともに、定
電流源又は抵抗に流れる電流を十分小さくすることも可
能となる。また、第２のインピーダンス変換手段には、
インピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷
量の極性が負である駆動対象が接続されている。従っ
て、駆動部内のＰチャネル型駆動トランジスタによりこ
の負の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は
抵抗に流れる電流を十分に小さくすることも可能とな
る。

【００３９】また、請求項８の発明は、請求項６又は７
のいずれかにおいて、前記多値電圧生成手段により生成
される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投
入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御
する手段を含むことを特徴とする。

【００４０】請求項８の発明によれば、多値の駆動用電
源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定
レベルに到達するように制御される。従って、電源投入
直後の所定期間内に、これらの駆動用電源電圧が所定レ
ベルに到達することが保証されることになる。これによ
り、これらの駆動用電源電圧が過渡状態になることによ
る生じる悪影響を防止でき、駆動対象の表示品質等の特
性を向上させることが可能となる。

【００４１】また、請求項９の発明は、請求項７におい
て、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の
駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間
内に所定レベルに到達するように制御する手段を含み、
該制御手段が、前記高電位の電源を固定電位の電源とし
て前記低電位の電源が投入される場合には前記第２のイ
ンピーダンス変換手段の駆動部において前記低電位の電
源側に流れる電流を前記所定期間の間増加させる手段を
含むことを特徴とする。

【００４２】請求項９の発明によれば、電源投入直後の
所定期間内の間、第２のインピーダンス変換手段の駆動
部において低電位の電源側に流れる電流が増加される。
これにより、多値の駆動用電源電圧の１又は複数、例え
ば６レベル駆動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所
定レベルに到達するように制御されることになり、例え
ばＶ１、Ｖ３の電圧が過渡状態になることによる生じる
悪影響を防止できる。

【００４３】また、請求項１０の発明は、請求項７にお
いて、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値
の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期
間内に所定レベルに到達するように制御する手段を含
み、該制御手段が、前記低電位の電源を固定電位の電源
として前記高電位の電源が投入される場合には前記第１
のインピーダンス変換手段の駆動部において前記高電位
の電源側から流れる電流を前記所定期間の間増加させる
手段を含むことを特徴とする。

【００４４】請求項１０の発明によれば、電源投入直後
の所定期間内の間、第１のインピーダンス変換手段の駆
動部において高電位の電源側から流れる電流が増加され
る。これにより例えば６レベル駆動法におけるＶ２、Ｖ
４が所定期間内に所定レベルに到達するように制御され
ることになり、例えばＶ２、Ｖ４の電圧が過渡状態にな
ることによる生じる悪影響を防止できる。

【００４５】また、請求項１１の発明は、請求項８乃至
１０のいずれかにおいて、前記所定期間の間は、多値の
駆動用電源の過渡状態の電圧が前記駆動対象に対して伝
わらないように制御されることを特徴とする。

【００４６】請求項１１の発明によれば、駆動用電源電
圧が所定レベルに到達するまでの所定期間の間は、駆動
用電源の過渡状態の電圧が駆動対象に対して伝わらな
い。そして、所定期間が経過し、駆動用電源電圧が所定
レベルに到達した後に、駆動用電源電圧が駆動対象に対
して供給されることになる。これにより、駆動用電源電
圧が過渡状態になることにより生ずる悪影響を、より完
全に防止できる。

【００４７】また、請求項１２の発明は、多値電圧生成
手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電
源電圧を生成して供給する電源供給装置において、前記
多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電
圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各
々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をイン
ピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対す
る多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダン
ス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御する手
段とを含み、前記インピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源
側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又
は抵抗と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端
子側に接続された駆動トランジスタとを含み、前記イン
ピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動
するための基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの
直後の一定期間だけ前記インピーダンス変換手段の前記
定電流源又は前記抵抗に対して電流が流れるように制御
する手段であることを特徴とする。

【００４８】請求項１２の発明によれば、インピーダン
ス変換手段を制御する手段により、基準クロックの立ち
上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけインピーダ
ンス変換手段内の定電流源又は抵抗に対して電流が流れ
るように制御される。即ち、容量性の駆動対象を駆動す
る場合には、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がり
の直後の一定期間だけ駆動用電源電圧に対して負荷がか
かる。従って、この期間だけ定電流源又は抵抗に電流を
流すようにすれば、この定電流源又は抵抗により駆動対
象を十分に駆動することが可能となる。

【００４９】また、請求項１３の発明は、多値電圧生成
手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電
源電圧を生成して供給する電源供給装置において、前記
多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電
圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各
々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をイン
ピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対す
る多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダン
ス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御する手
段とを含み、前記インピーダンス変換手段が差動部と駆
動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
ことにより形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源
側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又
は抵抗と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端
子側に接続された駆動トランジスタとを含み、前記イン
ピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動
するための交流化信号が所定レベルの場合には、前記イ
ンピーダンス変換手段の前記定電流源又は前記抵抗に流
れる電流を制限する制御を行う手段であることを特徴と
する。

【００５０】請求項１３の発明によれば、インピーダン
ス変換手段を制御する手段により、交流化信号が所定レ
ベルの場合には、インピーダンス変換手段内の定電流源
又は抵抗に流れる電流が制限される。即ち、駆動用電源
電圧によっては、交流化信号が所定のレベルの場合に
は、負荷がかからないような場合がある。従って、この
ような場合に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限す
れば、定電流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れるのを
有効に防止することが可能となる。

【００５１】また、請求項１４の発明は、請求項１２又
は１３のいずれかにおいて、前記駆動部が、前記インピ
ーダンス変換手段を制御する手段により制御される定電
流源又は抵抗と、該制御手段により制御されない定電流
源又は抵抗とを含むことを特徴とする。

【００５２】請求項１４の発明によれば、駆動部が、イ
ンピーダンス変換手段を制御する手段により制御される
定電流源又は抵抗と、該制御手段により制御されない定
電流源又は抵抗とを含む。このように構成すれば、制御
手段により制御されない定電流源又は抵抗により駆動部
の出力電圧を一定値に保持できる。そして、これと共
に、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じて、定電流源又
は抵抗に流れる電流を制御手段より制御すれば、低消費
電力で、十分な駆動能力を持つ駆動部を実現することが
可能となる。

【００５３】また、請求項１５の発明は、請求項１乃至
５のいずれかの電圧調整手段と請求項６乃至１４のいず
れかの多値電圧生成手段とを含む電源供給装置であっ
て、前記電圧調整手段により電圧調整された電源電圧を
前記多値電圧生成手段における前記電圧分割手段により
分割し、生成された分割電圧を前記複数のインピーダン
ス変換手段によりインピーダンス変換することにより駆
動対象に対して多値の駆動用電源電圧を供給することを
特徴とする。

【００５４】請求項１５の発明によれば、電圧調整手段
により調整された電源電圧に基づいて、多値電圧生成手
段によりインピーダンス変換された多値の駆動用電源電
圧を生成することが可能となる。これにより、多値電圧
生成手段により生成される多値の駆動用電源電圧の電圧
調整を行うことができる。また、駆動用電源電圧にかか
る負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動
対象に対して供給することが可能となる。更に、電圧調
整手段における電圧調整を演算増幅器等を利用して行っ
た場合には、この演算増幅器等を多値電圧生成手段にお
けるインピーダンス変換手段として用いることも可能と
なる。

【００５５】また、請求項１６の発明は、請求項１乃至
５のいずれかの電源供給装置を含む液晶表示装置であっ
て、前記電圧調整手段により液晶素子駆動用の電源電圧
の調整を行い、該電圧調整により液晶表示におけるコン
トラスト調整が行われることを特徴とする。

【００５６】請求項１６の発明によれば、電圧調整手段
により液晶素子駆動用の電源電圧の調整を行うことによ
り液晶表示におけるコントラスト調整が行われる。即
ち、第１の電圧を調整することでコントラスト調整の基
準となる電圧、例えばセンター値等を調整することがで
きる。そして、第２の電圧を調整することにより、液晶
表示装置を使用するユーザは所望のコントラストを得る
ことができる。そして、この場合、第１の電圧を調整し
て、センター値等を変化させても、第２の電圧の電圧値
は影響を受けない。従って、センター値等と、第２の電
圧及び電圧調整範囲を別個独立に設定でき、従来よりも
優れたコントラスト調整が可能となる。

【００５７】また、請求項１７の発明は、請求項６乃至
１１のいずれかの電源供給装置を含み、６レベル駆動法
により液晶素子が駆動される液晶表示装置であって、前
記６レベル駆動法に用いられる液晶素子駆動用の電源電
圧を高電位側より第０レベル、第１レベル、第２レベ
ル、第３レベル、第４レベル、第５レベルの駆動用電源
電圧とした場合において、前記第２レベル及び第４レベ
ルの駆動用電源電圧を前記第１のインピーダンス変換手
段により供給し、前記第１レベル及び第３レベルの駆動
用電源電圧を前記第２のインピーダンス変換手段により
供給することを特徴とする。

【００５８】請求項１７の発明によれば、駆動期間にお
いてインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある
電荷の量が正である第２レベル、第４レベルの駆動用電
源電圧は、正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１の
インピーダンス変換手段により供給される。また、該電
荷の量が負である第１レベル、第３レベルの駆動用電源
電圧は、負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のイ
ンピーダンス変換手段により供給される。これにより、
駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な６値の電源
電圧を、液晶素子に対して供給することが可能となる。

【００５９】また、請求項１８の発明は、電圧分割を行
い、該分割電圧をインピーダンス変換して多値の駆動用
電源電圧として駆動対象に対して供給するための電源供
給方法であって、駆動期間内において駆動対象から移動
させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対
しては該駆動対象から正の電荷を多く引くように前記イ
ンピーダンス変換を行い、駆動期間内において駆動対象
から移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆動
対象に対しては該駆動対象から負の電荷を多く引くよう
に前記インピーダンス変換を行うことを特徴とする。

【００６０】請求項１８の発明によれば、駆動用電源電
圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、駆動
対象に対して供給することが可能となる。

【００６１】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例について説明す
る。

【００６２】１．第１の実施例 図１には、本発明の第１の実施例が示される。図１に示
すように本第１の実施例の電源供給装置１００は、電圧
調整部１０２と多値電圧生成部１１０を含み、電源電圧
から多値の液晶駆動用の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成して
いる。

【００６３】ここで、電圧調整部１０２は、第１電圧生
成部１０４、加算部１０６、第２電圧生成部１０７、制
御部１０８を含み、調整電圧Ｖｒｅｇを生成している。

【００６４】第１電圧生成部１０４は、電源電圧ＶＳ、
ＶＤＤから、第１の電圧Ｖｘを生成する機能を有する。
例えば、液晶表示のコントラスト調整を行うためのセン
ター値Ｖｃが、図２（Ａ）に示す位置にあったとする。
この場合には、第１電圧生成部１０４は、例えばＶｘ＝
Ｖｃとなるように第１の電圧Ｖｘを生成することにな
る。また、第２の電圧生成部１０７は上記第１の電圧の
生成とは独立に第２の電圧Ｖｙを生成する。そして、こ
の場合、第２の電圧Ｖｙは、第１の電圧Ｖｘを基準とし
て設定された電圧調整範囲内において、制御部１０８に
より可変に制御される。そして、この可変に制御された
第２の電圧Ｖｙが、加算部１０６において上記第１の電
圧Ｖｘに加算されて、調整電圧Ｖｒｅｇが生成されるこ
とになる。

【００６５】例えば、図２（Ａ）の場合には、第１の電
圧Ｖｘに対して正又は負の値の第２電圧Ｖｙを加算する
ことで調整電圧Ｖｒｅｇが生成される。そして、どのよ
うな値の第２の電圧Ｖｙを加算するかは、制御部１０８
に入力される調整電圧設定信号により決められることに
なる。

【００６６】このように、本第１の実施例では、第１の
電圧Ｖｘに対して、Ｖｘの値に依存しない可変の第２の
電圧Ｖｙを加算することで、調整電圧Ｖｒｅｇが生成さ
れる。従って、例えば図２（Ｂ）に示すように、コント
ラスト調整のためのセンター値Ｖｃが、半導体デバイ
ス、液晶素子の製造上のバラツキにより変動した場合に
も、前述した従来技術のような不具合は生じない。即
ち、この場合には、センター値Ｖｃの変動に合わせてＶ
ｘ＝Ｖｃになるように第１の電圧Ｖｘをまず調整する。
そして、その後、この第１の電圧Ｖｘを基準として、可
変に制御される第２の電圧Ｖｙを加算すれば、所望の調
整電圧Ｖｒｅｇを得ることができる。これにより、ユー
ザは、所望の明度に液晶表示のコントラストを調整でき
ることになる。そして、この場合には、図３５（Ａ）、
（Ｂ）に示す従来例の場合とは異なり、常に、上側にも
下側にも同等の範囲でコントラスト調整を行うことが可
能となる。

【００６７】なお、第１の電圧Ｖｘは必ずしもセンタ−
値Ｖｃに一致するように調整する必要はなく、例えば図
２（Ａ）、（Ｂ）におけるＶｒｍａｘあるいはＶｒｍｉ
ｎに一致するように調整してもよい。そして、ＶｘをＶ
ｒｍａｘに一致させた場合には、電圧調整のために加算
される第２の電圧Ｖｙは正の値となり、ＶｘをＶｒｍｉ
ｎに一致させた場合にはＶｙは負の値となる。

【００６８】次に多値電圧生成部１１０について説明す
る。本第１の実施例における多値電圧生成部１１０は、
電圧分割部１１２と、第１、第２のインピーダンス変換
部１１４〜１２０とを含む。電圧分割部１１２では、調
整電圧Ｖｒｅｇ、電源電圧ＶＤＤ間が分割されて、分割
端子１２２〜１３２に分割電圧が生成される。この場合
には、分割端子１２６、１３０には第１のインピーダン
ス変換部１１６、１２０が接続され、容量性の液晶素子
に対してインピーダンス変換された電源電圧Ｖ２、Ｖ４
が供給される。また、分割端子１２４、１２８には第２
のインピーダンス変換部１１４、１１８が接続され、容
量性の液晶素子に対してインピーダンス変換された電源
電圧Ｖ１、Ｖ３が供給される。

【００６９】さて、６レベル駆動法と呼ばれる液晶駆動
においては、後述するように、電源電圧の種類により駆
動期間内において液晶素子から電源供給装置へと移動し
なければならない電荷量の極性が異なっていることが判
明した。例えばＶ２、Ｖ４ではこの電荷量の極性は正と
なることが判明した。また、Ｖ１、Ｖ３ではこの電荷量
の極性は負となることが判明した。そこで、本実施例で
は、Ｖ２、Ｖ４に対しては正の電荷を多く引ける駆動部
を有する第１のインピーダンス変換部１１６、１２０が
接続される。また、Ｖ１、Ｖ３に対しては、負の電荷を
多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換部
１１４、１１８が接続される。これにより、６レベル駆
動法における電圧の平均化状態が維持でき、シャドウ、
クロストークと呼ばれる現象が発生するのが防止され
る。この結果、液晶表示の品質を非常に向上させること
が可能となった。

【００７０】２．第２の実施例 次に、本発明の第２の実施例について説明する。本第２
の実施例は、電圧調整部１０２の具体的な構成を示す実
施例である。

【００７１】図３に示す第２の実施例の電圧調整部は、
オペアンプ６と、基準電圧源７と、複数の電流源を有す
る定電流源８と、複数のスイッチを有する制御部９とを
含む。

【００７２】オペアンプ６の＋入力端子（第１の入力端
子）には、基準電圧源７が接続され、−入力端子（第２
の入力端子）には、抵抗１０、１１の一方の端子と制御
部９の出力が接続されている。また、抵抗１０の他方の
端子はオペアンプ６の出力に接続され、抵抗１１の他方
の端子は固定電位ＶＤＤに接続されている。また、制御
部９は、定電流源８とオペアンプ６の−入力端子との間
に介在している。そして、調整電圧設定信号に基づい
て、定電流源８から抵抗１０へと流れる電流量が制御さ
れ、この電流量の変化によって電圧調整が行われる。

【００７３】この電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒ
ｅｇ（Ｖ５に接続される）は、第１の電圧Ｖｘと第２の
電圧Ｖｙの和であり、次式のように表される。

【００７４】 Ｖｒｅｇ＝Ｖｘ＋Ｖｙ …式（５） ここで、第１の電圧Ｖｘは、抵抗１０の抵抗値をＲ１
０、抵抗１１の抵抗値をＲ１１、基準電圧源７の電圧を
Ｖｒｅｆとすれば、オペアンプにおける出力電圧の一般
式として次式で表わすことができる。

【００７５】 Ｖｘ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ …式（６） また、第２の電圧Ｖｙは、定電流源８から制御部９を介
して抵抗１０に流れる電流Ｉ１０により決められる。こ
の場合の電流Ｉ１０は、調整電圧設定信号により制御部
９内のスイッチを選択的にオンすることにより可変され
るものである。従って、第２の電圧Ｖｙは次式のように
表される。

【００７６】 Ｖｙ＝Ｉ１０・Ｒ１０ …式（７） 以上より、調整電圧Ｖｒｅｇは次式のように表される。

【００７７】 Ｖｒｅｇ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ＋Ｉ１０・Ｒ１０…式（８） また、例えば、定電流源８から抵抗１０に流れる電流Ｉ
１０の最大値をＩｍａｘとし、最小値をＩｍｉｎとした
場合には、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のように表
される。

【００７８】 Ｖｒａｎｇｅ＝（Ｉｍａｘ−Ｉｍｉｎ）・Ｒ１０ …式（９） 上式（６）〜（９）から明らかなように、本実施例によ
れば、Ｒ１０により、Ｖｙが決定され、これにより電圧
の調整範囲Ｖｒａｎｇｅも決められる。そして、Ｒ１１
によりＶｘが決定され、これにより電圧調整の基準とな
る電圧が決められる。この電圧調整の基準となる電圧
は、上述のように電圧調整範囲におけるセンター値とし
てもよいし、最大値、最小値としてもよい。このように
本実施例の電圧調整部によれば、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｒａｎ
ｇｅを個別に、独立に設定できることになる。

【００７９】図４には、図３に示す基準電圧源７、定電
流源８、制御部９をＭＯＳトランジスタで構成した場合
の回路例が示される。

【００８０】基準電圧源７は、Ｐｃｈトランジスタ１５
とＮｃｈトランジスタ２０を含む。基準電圧源７により
発生されるＶｒｅｆは、Ｎｃｈトランジスタ２０の電流
能力を小さくし、電源間に流れる電流を小さくすること
により、Ｐｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ
同じ電圧とすることができる。また、定電流源８はＰｃ
ｈトランジスタ１６〜１９を含む。そして、定電流源８
では、ゲート電極が上記基準電圧Ｖｒｅｆに接続された
Ｐｃｈトランジスタ１６〜１９の飽和時の定電流特性を
利用して定電流を得ている。また、制御部９は、上記Ｐ
ｃｈトランジスタ１６〜１９のドレイン領域に接続され
たＰｃｈトランジスタ２１〜２４を含み、Ｐｃｈトラン
ジスタ２１〜２４のゲート電極に接続された調整電圧設
定信号によって電流の導通と遮断を切り換えている。こ
こで定電流源８内の複数の電流源から流れる電流値の重
みづけを２ⁿとしたとする。即ち、それぞれの電流源の
電流値の比率を８：４：２：１とすれば、調整電圧設定
信号が４本の場合には、２⁴＝１６段階の電圧調整が可
能となる。なお、図３、図４では調整電圧設定信号が４
本の場合の例が示されるが、図３、図４とは異なった本
数にすることも当然可能である。更に、調整電圧設定信
号は、マイクロコンピュータ等により書き込まれるレジ
スタから２値信号で得ることができるので、マイクロコ
ンピュータ等による制御も容易となる。

【００８１】本実施例によれば、抵抗１０の抵抗値を固
定し抵抗１１の抵抗値を可変する手段を持つようにすれ
ば、電圧調整範囲を維持したまま電圧調整の基準となる
電圧、例えばセンター値を変化させることが可能とな
る。従って、半導体デバイスや液晶素子に製造上のバラ
ツキが生じた場合には、上記抵抗値可変手段により抵抗
１１の抵抗値を調整することで上記バラツキを補正でき
る。即ち、例えば図２に示すようにしてＶｘがコントラ
スト調整のセンター値Ｖｃに一致するように調整する。
そして、このように抵抗１１の抵抗値を変えても、抵抗
１０の抵抗値は固定されているため、上式（９）から明
らかなように、電圧調整範囲は変化しない。そして、こ
のように変化しない電圧調整範囲内で、調整電圧設定信
号を用いて所望の調整電圧Ｖｒｅｇを得ることができる
ことになる。この点、図３３、図３４に示す従来の電源
供給装置では、図３５（Ａ）、（Ｂ）に示すように電圧
調整の基準となる電圧であるセンター値Ｖｃを変化させ
ると上側及び下側に同等の範囲で電圧調整（コントラス
ト調整）を行うことができなかった。このため従来の電
源供給装置では、電圧調整の基準となる電圧を変化させ
た場合にも十分広い範囲で電圧調整できるように、電圧
調整範囲を余分に持たせる構成としていた。即ち、分圧
抵抗３１３の段数を余分に持たせる構成としていた。

【００８２】これに対して、本実施例によれば、電圧調
整の基準となる電圧を変化させても、電圧調整範囲は変
化しないため、電圧調整範囲は要求される必要最低限で
済むことになる。このことは電圧調整の定電流源８内の
電流源の個数、制御部９内のスイッチの個数を必要最低
限にできることを意味する。なおかつ電圧調整の制御信
号をマイクロコンピュータ等から書き込まれるレジスタ
から２値信号で得ている場合にはレジスタのビット数を
必要最低限にでき、それぞれを結ぶ配線数も少なくでき
ることを意味する。

【００８３】更に、従来の電源供給装置では、製造上の
バラツキの調整を行なった場合、調整後の分圧抵抗の段
数の情報、即ち図３５（Ａ）、（Ｂ）における（０１１
１）、（０１００）の情報を不揮発性メモリなどに記憶
しておく必要があった。しかし、本実施例によれば、製
造上のバラツキの調整は抵抗１１の抵抗値を可変するこ
とで行なうことができるため、このような情報を記憶し
ておく必要がなくなる。

【００８４】また、マイクロコンピュータで制御する場
合には、システムリセット信号により定電流源８からの
電流を遮断するようにしておけば、抵抗１０、１１の抵
抗値のみで電圧調整部の出力電圧が決定されることにな
る。従って、ファームウェアの中にバラツキ調整用のプ
ログラムを内蔵する必要もなくなり、電圧調整部の出力
電圧を検出する回路も必要なくなる。例えば、このよう
にシステムリセット時に、定電流源８からの電流を遮断
するように設定しておけば、図２（Ａ）において、Ｖｘ
を最小値Ｖｒｍｉｎに一致させておくことが可能とな
る。また、システムリセット時において、制御部９内の
スイッチの一部をオンさせるように設定しておけば、例
えば図２（Ａ）においてＶｘをセンター値Ｖｃに一致さ
せておくことも可能となる。

【００８５】図５には、本実施例の電源供給装置を用い
た液晶表示装置の一例が示される。この液晶表示装置
は、電源供給装置１００と、コントラスト調整部１４０
と、駆動信号生成部（ＬＣＤドライバー）１４２と、液
晶パネル１４４とを含む。

【００８６】電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇ
は、液晶駆動用電源電圧Ｖ５として駆動信号生成部１４
２に供給されると共に、一方が固定電位に接続された分
圧抵抗（電圧分割部）１２の他方に接続される。そし
て、分圧抵抗１２により分割された電圧がボルテージフ
ォロワ接続されたオペアンプ１〜４の＋入力端子に接続
され、オペアンプ１〜４の出力は駆動用電源電圧Ｖ１、
Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４として駆動信号生成部１４２に入力さ
れる。なお、この場合、分割端子１２６、１３０には後
述するようにＮ型と呼ぶオペアンプ２、４が接続され、
分割端子１２４、１２８にはＰ型と呼ぶオペアンプ１、
３が接続される。また、Ｖ５については、電圧調整部内
のオペアンプ６を代用してインピーダンス変換を行うこ
とができ、これにより回路素子数を削減できることにな
る。

【００８７】駆動信号生成部１４２は、例えば６レベル
駆動法に基づいて、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５
のいずれかを選択することで駆動信号を生成する。そし
て、この駆動信号により液晶素子が駆動されることにな
る。そして、ユーザがコントラスト調整部１４０により
コントラスト調整を行う操作をすると、コントラスト調
整部１４０により出力される調整電圧設定信号によりＶ
ｒｅｇの値が調整される。これにより液晶パネル１４４
に供給されるＶ１〜Ｖ５の電圧が調整されることにな
り、液晶表示のコントラスト調整が行われることにな
る。

【００８８】この場合、電圧調整部の出力である調整電
圧Ｖｒｅｇは、上式（８）に示されるように、分圧抵抗
１２の抵抗値とは無関係である。従って、分圧抵抗１２
の抵抗値を大きくすることにより電源間に流れる電流を
非常に小さくすることができる。この結果、電源供給装
置及び液晶表示装置の大幅な低消費電力化を図ることが
可能となる。

【００８９】以上のように本実施例の電源供給装置は液
晶表示装置に適用できるが、この液晶表示装置はその軽
量と消費電力の少なさから小型・軽量の必要な携帯機器
に多く用いられている。従って、液晶表示装置を備えた
機器では、液晶表示装置の本来の特長（小型・軽量）を
生かすべく、回路の低消費電力と小型化が要求されてい
る。このため、その要求に沿うためにも、これまでに挙
げた効果の得られる本実施例の電源供給装置を液晶表示
装置に使用することは有効な手段となる。

【００９０】次に回路の安定性という観点から本実施例
の効果を説明する。

【００９１】本実施例においては、電圧調整の基準とな
る電圧であるＶｘの値は、上式（６）から明らかなよう
に、基準電圧Ｖｒｅｆの値及び抵抗１０と抵抗１１との
抵抗比により決定される。これに対して、図３３、図３
４に示す従来例では、電圧調整の基準となる電圧は、電
源電圧ＶＤＤと電源電圧ＶＳとの間の電圧差を抵抗分割
することにより決定される。このため従来例では電源電
圧が変動すると電圧調整の基準となる電圧が変動してし
まうという問題があったが、本実施例では電源電圧が変
動してもＶｘは一定に保たれる。

【００９２】また、本実施例においては、電圧調整範囲
を決める電圧であるＶｙは、上式（７）に示すように、
定電流源８から制御部９を介して抵抗１０に流れる電流
Ｉ１０の値と、抵抗１０の抵抗値とによって決定され
る。そして、この定電流源８からの電流Ｉ１０は、電源
電圧が変動しても一定に保たれる。従って、Ｖｙについ
ても電源電圧の変動に対して一定に保つことができ、電
圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも一定に保てることになる。例
えば、図４は図２、図３の定電流源８をＭＯＳトランジ
スタによって構成した例であるが、定電流領域で動作す
るトランジスタのゲート電圧を基準電圧Ｖｒｅｆから得
ており、ゲート電圧が一定に保たれるのでドレイン電流
は一定となる。これにより、電源電圧が変化しても定電
流源から流れる電流が一定に保たれ、Ｖｙ及びＶｒａｎ
ｇｅは一定に保たれる。

【００９３】以上のように本実施例によれば電源電圧の
変動に依存しない安定した調整電圧Ｖｒｅｇ（＝Ｖｘ＋
Ｖｙ）と電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅとを容易に得ること
ができる。このことは、電池（バッテリー）を電源とし
た場合など動作電圧範囲の広い機器に利用する場合に、
電源電圧にかかわらず安定した動作ができるということ
を意味する。特に、液晶表示装置におけるコントラスト
調整はこの調整電圧に大きく依存する。従って、動作電
圧範囲の広い機器に使用される液晶表示装置において、
本実施例を適用すれば、電源電圧にかかわらず駆動用電
源の電圧を一定に保ち一定のコントラストを得ることが
できる。また、電圧調整範囲も同様に電源電圧が変動し
ても一定に保つことができる。従って、本実施例によれ
ば、表示品質を非常に向上でき、製品価値を非常に高め
ることができる。

【００９４】更に、調整電圧の供給先である駆動対象の
素子特性が温度特性を持つ場合があり、このような場合
には、調整電圧に対してこの温度特性を補償するような
温度特性を持たせることが望ましい。例えば、液晶表示
素子ではその表示品質が周囲の温度に大きく依存し、一
定の表示品質を保つためには周囲温度に対して負の温度
特性を持つような電圧で駆動することが望ましい。これ
を実現するために従来では、温度特性をもつ素子、例え
ばサーミスタ等を分圧抵抗に接続し、温度特性の補償を
行うのが一般的であった。

【００９５】本実施例では、このような場合に、第１、
第２の電圧Ｖｘ、Ｖｙに対して駆動対象の温度特性を補
償するような温度特性を持たせている。例えば、図４を
例にとり説明すれば以下のようになる。即ち、基準電圧
源７により生じる基準電圧Ｖｒｅｆの値は、前述のよう
にＰｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ同一値
となる。そして、一般にＭＯＳトランジスタのしきい値
電圧は負の温度特性を持つため、この基準電圧Ｖｒｅｆ
の値と、抵抗１０及び抵抗１１の抵抗比とで決まる第１
の電圧Ｖｘも、負の温度特性を持つことになる。更に、
定電流源８から流れる電流の量もＭＯＳトランジスタの
しきい値電圧に依存し、負の温度特性を持つため、第２
の電圧Ｖｙ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも負の温度特
性を持つことになる。即ち、本実施例によれば、調整電
圧Ｖｒｅｇ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅの両方に対し
て負の温度特性を持たせることが可能となる。このよう
に本実施例によれば、サーミスタ等の温度特性を持つ素
子を追加することなく、調整電圧Ｖｒｅｇ、電圧調整範
囲Ｖｒａｎｇｅに温度特性を持たせることが可能とな
る。これにより、部品点数の削減が可能となり、また、
半導体装置に電源供給装置を内蔵した場合には外付け部
品の削減が可能となり、装置の小型化やコストの低減化
を図ることが可能となる。

【００９６】なお、図６には、本実施例を用いた場合に
駆動用電源電圧Ｖ５に現れる温度特性の一例が示され
る。図６から明らかなように、Ｖ５は負の温度特性を持
っている。従って、このＶ５を負の温度特性をもつ液晶
素子の駆動用電源電圧として使用すれば、液晶表示装置
の表示品質を高めることができる。

【００９７】また、例えば基準電圧源７内のＰチャネル
トランジスタ１５あるいは定電流源８内のＰチャネルト
ランジスタ１６〜１９に対して直列に、トランジスタと
異なる温度特性を持つ素子、例えば抵抗等を接続すれ
ば、図６に示す温度特性曲線の勾配を変化させることも
できる。これにより、液晶素子の温度特性との適合性を
更に高めることが可能となる。

【００９８】３．第３の実施例Ａ．構成について 次に、本発明の第３の実施例について説明する。本第３
の実施例は、多値電圧生成部１１０の具体的な構成を示
す実施例である。

【００９９】図７に示す本第３の実施例にかかる多値電
圧生成部は、電圧分割部２０３と、オペアンプ１〜４を
含む。そして、オペアンプ１〜４は、電圧分割部２０３
の分割端子２２４〜２３０に接続され、各々Ｖ１〜Ｖ４
を供給している。ここで、本実施例では、Ｖ１、Ｖ３を
供給するオペアンプとして、図８に示す構成のオペアン
プ（以下、Ｐ型オペアンプと呼ぶ）を使用し、Ｖ２、Ｖ
４を供給するオペアンプとして、図１０に示す構成のオ
ペアンプ（以下、Ｎ型オペアンプと呼ぶ）を使用してい
る。

【０１００】電圧分割部２０３は、ドレイン領域とゲー
ト電極がショートされ直列に接続された９個のトランジ
スタを含み、これらのトランジスタを抵抗の代わりに用
いることにより電圧分割を行っている。この場合、これ
らのトランジスタは全て同じ電流供給能力を持つように
設定されているため、Ｖ０とＶ５の間の電圧は正しく９
分割されることになる（１／９バイアス）。そして、９
分割された電圧のうちＶ０側から低い方へ一番目の電圧
をＶ１、２番目の電圧をＶ２と呼び、Ｖ５側から高い方
へ一番目の電圧をＶ４、２番目の電圧をＶ３と呼ぶこと
にする。電圧分割は図３３、図３４に示す従来例のよう
に抵抗を用いても当然可能である。しかし、低消費電流
化を図るためには、これらの抵抗を高抵抗にしなければ
ならず、ＩＣ内では高抵抗を作ろうとすると、大きな面
積を必要としたり、新たな製造工程を追加しなければな
らないなどの問題が生じる。そこで、本実施例では、ド
レイン領域とゲート電極をショートしたトランジスタを
高抵抗の代わりに用いている。これにより、電圧分割部
２０３に流れる消費電流を０．２μＡ程度に抑えること
が可能となった。

【０１０１】図８には、図７に示すＰ型オペアンプのト
ランジスタレベルの回路図が示される。このＰ型オペア
ンプは、差動増幅部２０６と駆動部２００とを含む。差
動増幅部２０６は、＋入力端子２０８、−入力端子２０
９の２つの入力端子と、１つの出力端子２１０を有する
回路であり、２つの入力端子の電圧差を出力端子２１０
に増幅して出力する回路として公知であるので、説明は
省略する。駆動部２００は、Ｐチャネル駆動トランジス
タ２０４、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５を有す
る。また、差動増幅部２０６と駆動部２００との間に
は、発振防止用コンデンサ２０７が設けられている。そ
して、ボルテージフォロワ接続の構成、即ち差動増幅部
２０６の−入力端子２０９とオペアンプの出力端子２１
１を接続する構成となっている。

【０１０２】駆動部２００内のＰチャネル駆動トランジ
スタ２０４は、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５と直
列に接続され、その接続点がオペアンプの出力端子２１
１となっている。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５
は、そのドレイン領域とゲート電極とを接続することに
より、抵抗の機能を持たせている。オペアンプの出力端
子２１１は差動増幅部２０６の−入力端子２０９に接続
され、差動増幅部２０６の出力端子２１０はＰチャネル
駆動トランジスタ２０４のゲート電極に接続されてい
る。このように接続した回路により＋入力端子２０８に
与えられた電圧はオペアンプの出力端子２１１に同一レ
ベルの電圧であらわれる。これは差動増幅部２０６によ
り＋入力端子２０８とオペアンプの出力端子２１１とが
同一電圧となるように、Ｐチャネル駆動トランジスタ２
０４のゲート電圧がコントロールされるためである。

【０１０３】なお、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５
については、そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源
として機能させてもよい。

【０１０４】図９には、Ｐ型オペアンプ内のＮチャネル
負荷トランジスタ２０５、Ｐチャネル駆動トランジスタ
２０４の電流特性の関係図が示される。図９において、
２１４はＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流特性
であり、２１５はオペアンプの出力端子２１１に負荷の
ない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特
性である。また、２１６はオペアンプの出力端子２１１
に負の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動トランジス
タ２０４の電流特性であり、２１７はオペアンプの出力
端子２１１に正の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動
トランジスタ２０４の電流特性である。

【０１０５】なお、ここで負の負荷がかかった場合と
は、低い電圧（電位）に接続され、電流が引き抜かれる
場合（負の電荷が駆動部に引き込まれる場合）をいう。
また、正の負荷がかかった場合とは、高い電圧（電位）
に接続され、電流が引き込まれる場合（正の電荷が駆動
部に引き込まれる場合）をいう。

【０１０６】オペアンプの出力端子２１１に負荷がかか
っていない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の
電流特性は図９の２１５に示す電流特性となり、この電
流特性２１５と、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の
電流特性２１４との交点Ａにおける電流が定常電流とし
て流れることになる。

【０１０７】例えばオペアンプの出力端子２１１に負の
負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が下降した場合
（低い電圧に接続され、電流が引き抜かれる場合）を考
える。この場合には、オペアンプの出力端子２１１は−
入力端子２０９に接続されているため、−入力端子２０
９の電圧が下降する。一方、＋入力端子２０８の電圧は
変わらないため、＋入力端子２０８と−入力端子２０９
との間に電圧差が生じ、差動増幅部２０６の出力端子２
１０の電圧は差動増幅部２０６により増幅されて下降す
る。すると、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲー
ト電極に供給されるゲート電圧が下降することになり、
Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力が増
大する。これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０
４の電流特性は図９の２１６に示す電流特性となり、流
し込み電流によりオペアンプの出力端子２１１の電圧が
引き上げられることになる。

【０１０８】次に、逆に、オペアンプの出力端子２１１
に正の負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が上昇した
場合（高い電圧に接続され、電流が引き込まれる場合）
を考える。この場合には、負の負荷がかかった場合と全
く反対の動作になり、差動増幅部の出力端子２１０の電
圧は差動増幅部２０６により増幅されて上昇する。する
と、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に
供給されるゲート電圧が上昇することになり、Ｐチャネ
ル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力は減少する。
これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流
特性は、図９の２１７に示す電流特性となる。そして、
Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の引き抜き電流によ
りオペアンプの出力端子２１１の電圧が引き下げられ
る。

【０１０９】以上のように、オペアンプの出力端子２１
１の電圧は、差動増幅部２０６の＋入力端子２０８の電
圧よりも高くなれば引き下げられ、低くなれば引き上げ
られて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一レベルに保
たれることになる。

【０１１０】さて、このＰ型オペアンプの消費電流は、
差動増幅部２０６の消費電流Ｉ１と、Ｐチャネル駆動ト
ランジスタ２０４とＮチャネル負荷トランジスタ２０５
の間に流れる消費電流Ｉ２との合計で決まる。本実施例
においては消費電流Ｉ１は０．７μＡ程度に抑えてい
る。しかし、定常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｐチャネ
ル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力には関係な
く、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力
により決まる。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電
流供給能力を小さくすれば小さくするほど定常的に流れ
る消費電流Ｉ２は小さくなるが、極端に小さくする事は
できない。なぜならオペアンプの出力端子２１１の電圧
が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、その電
圧を引き下げる能力はＮチャネル負荷トランジスタ２０
５の電流供給能力で決まるからである。即ち、消費電流
を抑えれば抑えるほど電圧を引き下げる能力が落ちてし
まい、電圧を引き下げる能力を上げれば上げるほど消費
電流が増えてしまうことになる。

【０１１１】ところが、後述するようにＶ１、Ｖ３にお
いては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必
要がある電荷量の極性は負となっている。そこで、本実
施例では、Ｖ１、Ｖ３には負の電荷を多く引ける駆動部
２００を有するオペアンプ、即ちＰ型オペアンプを接続
している。これにより、駆動期間内にＶ１、Ｖ３から十
分に負の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストー
ク等の現象が生じるのを防止でき、液晶の表示特性が悪
化するのを防止できることになる。一方、Ｐ型オペアン
プにおいては、正の負荷がかかった場合には、Ｎチャネ
ル負荷トランジスタ２０５により正の電荷を引き込まな
ければならない。しかしながら、Ｖ１、Ｖ３において
は、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要が
ある電荷量の極性は負となっている。従って、Ｖ１、Ｖ
３にＰ型オペアンプを接続する構成とする本実施例の場
合には、Ｐ型オペアンプの駆動部２００には正の電荷を
引く能力はあまり要求されないことになる。この結果、
本実施例によれば、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５
の電流供給能力を十分に低く抑えることができ、駆動部
２００に定常的に流れる消費電流Ｉ２を１５μＡ程度に
抑えることが可能となる。これにより、Ｐ型オペアンプ
の消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ程度に抑えるこ
とが可能となった。

【０１１２】図１０は図７に示すＮ型オペアンプのトラ
ンジスタレベルの回路図が示される。このＮ型オペアン
プと上記Ｐ型オペアンプとは駆動部２０１の構成が異な
っており、駆動部２０１は、Ｎチャネル駆動トランジス
タ２１２とＰチャネル負荷トランジスタ２１３とを含ん
でいる。そして、差動増幅部２０６の−入力端子２０９
とオペアンプの出力端子２１１とを接続することにより
ボルテージフォロワ接続の構成となっている。

【０１１３】Ｎ型オペアンプでは、Ｐ型オペアンプと同
様に、オペアンプの出力端子２１１の電圧は＋入力端子
２０８の電圧より高くなれば引き下げられ、低くなれば
引き上げられて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一に
なるように保たれる。しかし、Ｎ型オペアンプでは、Ｐ
型オペアンプと異なり、オペアンプの出力端子２１１の
電圧が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、そ
の電圧を引き下げる能力はＮチャネル駆動トランジスタ
２１２の電流供給能力で決まる。また、Ｐ型オペアンプ
と異なり、オペアンプの出力端子２１１の電圧が下降し
た場合（負の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き
上げる能力は、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電
流供給能力で決まる。ここで、Ｐチャネル負荷トランジ
スタ２１３は、そのゲート電極とドレイン領域を短絡す
ることにより、抵抗の機能を持たせているものである。
なお、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３については、
そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源として機能さ
せてもよい。

【０１１４】さて、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１に定
常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｎチャネル駆動トランジ
スタ２１２の電流供給能力には関係なく、Ｐチャネル負
荷トランジスタ２１３の電流供給能力を小さくすればす
るほど小さくなる。即ち、消費電流を抑えれば抑えるほ
ど電圧を引き上げる能力が落ちてしまい、電圧を引き上
げる能力を上げれば上げるほど消費電流が増えてしまう
ことになる。

【０１１５】ところが、後述するようにＶ２、Ｖ４にお
いては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必
要がある電荷量の極性は正となっている。そこで、本実
施例では、Ｖ２、Ｖ４には正の電荷を多く引ける駆動部
２０１を有するオペアンプ、即ちＮ型オペアンプを接続
している。これにより、駆動期間内にＶ２、Ｖ４から十
分に正の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストー
ク等の現象が生じるのを防止できることになる。一方、
Ｎ型オペアンプにおいては、負の負荷がかかった場合に
は、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３により負の電荷
を引き込まなければならない。しかしながら、Ｖ２、Ｖ
４においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動さ
せる必要がある電荷量の極性は正となっている。従っ
て、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプを接続する構成とする
本実施例の場合には、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１に
は負の電荷を引く能力はあまり要求されないことにな
る。この結果、本実施例によれば、Ｐチャネル負荷トラ
ンジスタ２１３の電流供給能力を十分に低く抑えること
ができ、駆動部２０１に定常的に流れる消費電流Ｉ２を
１５μＡ程度に抑えることが可能となる。これにより、
Ｎ型オペアンプの消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ
程度に抑えることが可能となった（Ｉ１＝０．７μ
Ａ）。

【０１１６】以上のように本実施例によれば、電圧分割
部２０３、Ｐ型及びＮ型オペアンプでの消費電流は各々
０．２μＡ、１５．７μＡになる。従って、多値電圧生
成部全体での消費電流を、０．２＋１５．７×４＝６３
μＡに抑えることが可能となった。このように、液晶の
表示品質を低下させないで装置全体の消費電流を最大限
に減らすためには、駆動期間内においてインピーダンス
変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正で
ある駆動用電源電圧（Ｖ２、Ｖ４）にはＮ型オペアン
プ）を接続し、該電荷量の極性が負である駆動用電源電
圧（Ｖ１、Ｖ３）には、Ｐ型オペアンプを接続すればよ
いことが理解される。

【０１１７】Ｂ．駆動用電源電圧にかかる負荷の計算に
ついて 次に、単純マトリクスＬＣＤを線順次に時分割駆動する
場合に、駆動用電源電圧であるＶ１〜Ｖ４にどのような
負荷がかかるのかを、ある大きさのＬＣＤパネルを駆動
する場合を例にとり、以下に説明する。

【０１１８】図１１（Ａ）には、コモン電極の電圧、セ
グメント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係が示される。
例えば、コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５
（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。
そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合にセグ
メント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、
Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる（カッコ内はＦＲ信
号＝Ｌの場合）。また、図１１（Ｂ）には、コモン電極
とセグメント電極の配置例が示される。

【０１１９】さて、以下に行う計算の目的は、Ｖ１〜Ｖ
４にかかる最大負荷の相対的な大小関係を求めることに
ある。従って、計算を容易にするため以下に示す条件に
て計算を行う。 （１）ＬＣＤパネルの表示容量を６４×１００ドットと
する。言い替えれば、６４ラインのコモン電極と１００
ラインのセグメント電極を備えたＬＣＤパネルである
（図１１（Ｂ）参照）。 （２）６４ラインのコモン電極なので１／６４デューテ
ィにて時分割駆動する。 （３）駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５の値は、電圧平均化法
により算出される計算式により１／９バイアスとなる
が、Ｖ０＝０Ｖ、Ｖ１＝−１Ｖ、Ｖ２＝−２Ｖ、Ｖ３＝
−７Ｖ、Ｖ４＝−８Ｖ、Ｖ５＝−９Ｖとして計算を行い
やすいようにする。 （４）容量は、計算を容易にするために、コモン電極１
ラインあたり１Ｆ（ファラド）であると仮定する。 （５）液晶は容量性の素子であり、ＬＣＤパネルは電気
的にコンデンサと等価である。従って、そのコンデンサ
の両端の電極（つまり、コモン電極とセグメント電極）
より充放電する際に移動する電荷の量をＱ＝ＣＶ（Ｑは
電荷量、Ｃは容量、Ｖは電圧）により計算し、その大き
さをＶ１〜Ｖ４にかかる負荷と考える。例えば、図１２
（Ａ）、（Ｂ）には、セグメント電極の電圧がＶ３でコ
モン電極の電圧がＶ４の状態から、セグメント電極の電
圧がＶ２でコモン電極の電圧がＶ１の状態に変化した場
合に、Ｖ２に対してどのような電荷が流れこむのかが模
式的に示される。即ち、図１２（Ａ）の状態では、ＬＣ
Ｄパネルを等価的に表したコンデンサ（Ｃ＝１Ｆ）のセ
グメント電極側には、（−７）−（−８）＝＋１Ｃ（ク
ーロン）の電荷が蓄えられている。一方、図１２（Ｂ）
の状態に変化すると、コンデンサのセグメント電極側に
は（−２）−（−１）＝−１Ｃの電荷が蓄えられること
になる。従って、図１２（Ｂ）に示すように、この状態
の変化によりＶ２では＋１−（−１）＝２Ｃの正の電荷
を引き込まなければならないことになる。即ち、この場
合にはＶ２には＋２の正の負荷がかかることになる。 （６）本計算で求めようとしているのは、Ｖ１〜Ｖ４に
かかる負荷の最大値である。従って、負荷の計算を行う
場合には、全てのセグメント電極の電圧が同じ方向に変
化した場合を考えればよい。例えば、図１１（Ｂ）にお
いて、セグメント電極ＳＥＧ１がＶ３からＶ２に変化
し、セグメント電極ＳＥＧ２がＶ５からＶ２に変化する
場合等、セグメント電極の電圧の変化の方向が混在する
場合は考えなくてもよい。このように変化の方向が混在
する場合の負荷の大きさは、全てのセグメント電極ＳＥ
Ｇ１〜ＳＥＧ１００の電圧が全て同じ方向に変化した場
合（最大負荷の場合）よりも小さくなるからである。 （７）本計算においては、Ｖ１〜Ｖ４に流れる電荷量の
駆動期間内における合計を求める必要がある。そこで、
図１３に示すように、駆動期間を、ＦＲ信号の切り替わ
り時Ａと、それ以外の期間Ｂの２つに分けて計算を行う
こととする。なお、図１３において、ＦＲ信号とは、液
晶駆動のための交流化信号であり、ＤＣＫ（ドットクロ
ック）とは、駆動信号を生成するための基準となるクロ
ックである。

【０１２０】次に、具体的にＶ２を例にとり、Ｖ２にか
かる負荷を計算する。

【０１２１】図１１（Ａ）に示すように、セグメント電
極のとりうる値は、Ｖ０、Ｖ２（ＦＲ信号＝Ｈ）、Ｖ
５、Ｖ３（ＦＲ信号＝Ｌ）のいずれかである。従って、
セグメント電極の電圧が、これらの電圧からＶ２に変化
する場合としては、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ
２、Ｖ３→Ｖ２の変化が考えられる。そして、ＦＲ信号
の切り替え時Ａでは、期間の変わり目であるためＶ０→
Ｖ２の変化、Ｖ２→Ｖ２の変化はなく、Ｖ３→Ｖ２、Ｖ
５→Ｖ２の変化だけを考えればよいことになる。また、
Ｂ期間では、同一期間内であるためＶ３→Ｖ２、Ｖ５→
Ｖ２の変化はなく、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２の変化のみ
を考えればよいことになる。

【０１２２】図１４には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセ
グメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコ
モン波形及びセグメント波形が示される。図１４に示す
ように、コモン電極ＣＯＭ１からＣＯＭ６４にゆくにし
たがってＶ５（Ｖ０）となる期間が順次シフトすること
で、セグメント電極が選択されることになる。なお、上
述のように、本計算においては全てのセグメント電極の
電圧が同一の方向に変化する場合のみを考えればよいの
で、図１４においてはＣＯＭ１〜ＣＯＭ６４と、ＳＥＧ
１との関係のみを示している。

【０１２３】さて、負荷の計算を行う際には、非選択ラ
イン、選択終了ライン、選択開始ラインに分けて考えれ
ばよい。ここで、非選択ラインとは、コモン信号により
選択されていないラインであり、図１４の＃１に示すよ
うに６４−２＝６２ラインある。また、選択終了ライン
とは、該ラインの前のラインがコモン信号により選択さ
れたラインであり、図１４の＃２に示すように１ライン
ある。また、選択ラインとは、コモン信号により選択さ
れたラインであり、図１４の＃３に示すように１ライン
ある。負荷の計算はこれらの＃１、＃２、＃３の各々に
ついて行うことになる。

【０１２４】図１５には、ＦＲ切り替わり時Ａにおい
て、全てのセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変わ
る時にＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結
果が示されている。例えば、非選択ライン（＃１）にお
いては、セグメント電極がＶ３からＶ２に変化し、コモ
ン電極がＶ４からＶ１に変化している。従って、前述の
図１２（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＬＣＤパネルを等
価的に表したコンデンサのセグメント電極側に蓄えられ
る電荷は、＋１Ｃから−１Ｃへと変化する。従って、こ
の場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量
は＋２Ｃとなる。そして、図１４に示すように、非選択
ライン（＃１）は、６２ラインあるため、合計で２×６
２＝１２４Ｃの正の電荷をＶ２において引き込まなけれ
ばならないことになる。

【０１２５】選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン
（＃３）についても同様に、図１５に示すように計算で
きる。但し、これらのラインは図１４に示すように各々
１ラインしかない。そのためＶ２において引き込まなけ
ればならない電荷量の合計は少なく、各々−６Ｃとな
る。

【０１２６】以上より、ＦＲ切り替え時Ａにおいて、セ
グメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合の電
荷量の合計は１２４−６−６＝＋１１２Ｃとなる。即
ち、この場合にはＶ２には正の負荷がかかることにな
る。

【０１２７】図１６には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセ
グメント電極の電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコ
モン波形及びセグメント波形が示される。図１６の場合
も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選
択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分け
て負荷の計算を行う。図１７には、その計算プロセス及
び計算結果が示される。図１７に示すように、この場合
にＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計
は−１６Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には負の負
荷がかかることになる。

【０１２８】図１８には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間
Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２に変化
する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。
例えば、Ｂ期間におけるＢ１においては、ＣＯＭ１が選
択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ２が選択開始ライン（＃
３）、ＣＯＭ３〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）と
なる。同様にＢ２においては、ＣＯＭ１、ＣＯＭ２、Ｃ
ＯＭ５〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）、ＣＯＭ３
が選択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ４が選択開始ライン
（＃３）となる。Ｂ３〜Ｂ３１についても同様に考える
ことができる。

【０１２９】図１８の場合も、図１４の場合と同様に、
非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択
開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図１９
には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図１
９に示すように、この場合にＶ２において引き込まなけ
ればならない電荷量の合計は＋１２８Ｃとなる。即ち、
この場合にはＶ２には正の負荷がかかることになる。な
お、図１８に示すＢ１〜Ｂ３２のどの場合においても図
１９に示す計算結果は同一のものとなる。

【０１３０】図２０には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間
Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２のまま変化しな
い場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図
２０の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン
（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン
（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図２１には、その
計算プロセス及び計算結果が示される。図２１に示すよ
うに、この場合にＶ２にかかる負荷は０となる。

【０１３１】以上のようにして、全ての場合についてＶ
２にかかる負荷を計算できたことになる。即ち、ＦＲ切
り替わり時Ａにおいては表示パターンによって、−１６
Ｃ〜＋１１２Ｃの電荷を、Ｂ期間においては表示パター
ンによって、０Ｃ〜＋１２８Ｃの電荷をＶ２において引
き込まなければならないことになる。

【０１３２】図２２〜図２５には、Ｖ１にかかる負荷に
ついての計算プロセス及び計算結果が示される。図２２
には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全てのセグメント電極
の電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合が
示され、図２３には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全ての
セグメント電極の電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に
変化する場合が示される。また、図２４には、Ｂ期間に
おいて全てのセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２、Ｖ
０からＶ０に変化した場合が示され、図２５には、Ｂ期
間において全てのセグメント電極の電圧がＶ２からＶ
２、Ｖ２からＶ０に変化した場合が示される。

【０１３３】更に、Ｖ３、Ｖ４についても同様に負荷を
計算することができる。図２６には、以上の計算結果を
まとめたものが示される。図２６に示すように、Ｖ３に
ついてはＶ２と逆の方向に同じ量の負荷がかかってお
り、Ｖ４についてはＶ１と逆の方向に同じ量の負荷がか
かっている。

【０１３４】図２６より、Ｖ２の最大負荷の極性（駆動
期間内においてオペアンプ側に移動させる必要がある電
荷量の極性）は正であり、Ｖ３の最大負荷の極性は負で
あることは明らかである。これに対して、Ｖ１とＶ４に
ついては正の負荷も負の負荷もほぼ同じ値となるため、
最大の負荷の極性が正、負のいずれかであるを図２６の
みでは決めることができない。しかし、一般にＦＲ信号
はＤＣＫよりかなり遅く、本実施例では７０Ｈｚ程度を
用いている。それに対し、Ｂ期間において負荷がかかる
タイミングはＤＣＫに同期しており、本実施例の場合４
ｋＨｚ程度である。従って、負荷のかかる回数は、ＦＲ
切り替え時ＡよりもＢ期間の方が圧倒的に多い。例え
ば、図１８において、負荷のかかる回数は、ＦＲ切り替
え時Ａでは１回のみであるのに対して、Ｂ期間において
はＢ１〜Ｂ３１の３２回となる。また、Ｖ１〜Ｖ４には
図示しない平滑容量といわれるコンデンサが、ＶＤＤ
（０Ｖ）との間に接続されるため、Ｖ１〜Ｖ４の電圧は
時間的に平滑される。つまり、時間的に平滑してしまえ
ば、駆動期間内にかかるＶ１〜Ｖ４にかかる負荷の量
は、Ｂ期間にかかる負荷の量によりほぼ決定されてしま
うということができる。

【０１３５】従って、Ｖ１についてはＢ期間において負
の方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は
負となる。また、Ｖ４については、Ｂ期間において正の
方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は正
となる。

【０１３６】以上のように、Ｖ１、Ｖ３についての最大
負荷の極性は負となる。従って、Ｖ１、Ｖ３については
Ｐ型オペアンプを用いることが適当であるという結論に
なる。また、Ｖ２、Ｖ４のについては最大負荷の極性は
正となる。従って、Ｖ２、Ｖ４についてはＮ型オペアン
プを用いることが適当であるという結論になる。そし
て、このように接続することで、多値電圧生成部全体で
の消費電流を６３μＡとし、表示品質を向上させるとと
もに低消費電力化を図るという技術的課題を達成できる
ことになる。

【０１３７】これに対して、図３４に示す従来例では、
Ｖ１〜Ｖ４についてのインピーダンス変換は、全てＮ型
オペアンプにより行われていた。しかし、このような構
成とすると、Ｖ１、Ｖ３のインピーダンス変換を行うＮ
型オペアンプについては、Ｐチャネル負荷トランジスタ
２１３（図１０参照）の電流供給能力を相当に大きくし
なければならなくなる。なぜならば、上述のようにＶ
１、Ｖ３については駆動期間において負の電荷を多く引
かなければならず、この電荷を引けなかった場合には電
圧平均化法における平均化状態が維持できなくなり、シ
ャドウ、クロストーク等の現象が生じてしまうからであ
る。逆に、従来例において、このような現象を生じない
ようにすべく、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電
流供給能力を増加させると、消費電流が例えば３５０μ
Ａ以上となってしまい、低消費電力化という課題を解決
できないことになる。

【０１３８】４．第４の実施例 第４の実施例は、消費電力を更に低く抑えるべく、イン
ピーダンス変換を行うオペアンプに電流制御機能を持た
せた実施例である。

【０１３９】図２７には、この電流制御機能を持たせた
Ｎ型オペアンプの一例が示される。図２７に示すオペア
ンプは、図１０に示すＮ型オペアンプと、駆動部２０２
の構成が異なっている。即ち、駆動部２０２は、Ｎチャ
ネル駆動トランジスタ２１２、Ｐチャネル負荷トランジ
スタ２１３の他に、第２のＰチャネル負荷トランジスタ
２１８と、電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９と
を新たに含んでいる。第２のＰチャネル負荷トランジス
タ２１８は、ドレイン領域とゲート電極を短絡されると
ともに、該ドレイン領域がオペアンプの出力端子２１１
に接続されている。また、電流制御用Ｐチャネルトラン
ジスタ２１９は、この第２のＰチャネル負荷トランジス
タ２１８の直列に接続されると共に、ゲート電極にはコ
ントロール端子２２２が接続されている。

【０１４０】さて、ＬＣＤパネルを駆動する駆動信号
は、ＤＣＫを基準クロックに生成される。また、ＬＣＤ
パネルは電気的にコンデンサと等価とみなすことができ
るので、ＬＣＤを駆動する時に駆動用電源電圧にかかる
負荷は、駆動信号の切り替わり時、即ちＤＣＫの切り替
わり時のみに発生しているといえる。即ち、ＤＣＫの立
ち下がりエッジで動作を行っているシステムにおいては
ＤＣＫの立ち下がり時のみに、ＤＣＫの立ち上がりエッ
ジで動作を行っているシステムにおいてはＤＣＫの立ち
上がり時のみに負荷が発生する。なぜならば、ＬＣＤは
コンデンサと等価とみなすことができるため、一度、該
コンデンサーがある電圧にチャージされると、他に電流
の流れる経路はなく、ただその電圧を維持しているだけ
でよいからである。なお、以下、ＤＣＫの立ち上がりで
動作するシステムを例にとり説明を行う。

【０１４１】前述の図２６に示すように、各駆動用電源
電圧にかかる負荷は必ずしも正負のうち一方向ではな
い。例えば、Ｖ１、Ｖ３に接続されるＰ型オペアンプに
対して正の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｐ
型オペアンプ内のＮチャネル負荷トランジスタ２０５に
より正の電荷を引き込んでやらなければならない。ま
た、Ｖ２、Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプに対して負
の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｎ型オペア
ンプ内のＰチャネル負荷トランジスタ２１３により負の
電荷を引き込んでやらなければならない。このため、Ｐ
型オペアンプのＮチャネル負荷トランジスタ２０５、Ｎ
型オペアンプのＰチャネル負荷トランジスタ２１３にも
ある程度の電流供給能力が必要とされる。

【０１４２】しかし、上述のように、Ｖ１〜Ｖ４にはＤ
ＣＫ切り替わり時のみ負荷がかかる。従って、負荷トラ
ンジスタ２０５、２１４には、ＤＣＫ切り替わり時及び
その後の一定期間のみ電流を流してやればよく、それ以
外の期間では電圧を保持できる程度の電流を流せば十分
となる。

【０１４３】そこで、本実施例では、図２７に示すよう
に、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３と並列に第２の
Ｐチャネル負荷トランジスタ２１８を設け、これに直列
にと電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９を接続す
る構成としている。そして、ＤＣＫの立ち上がり時及び
その後の一定期間、Ｌレベルとなるようなコントロール
信号をコントロール端子２２２に入力する。これによ
り、ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間のみ第
２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８がオンし、電流
Ｉ３が流れることになる。そして、それ以外の期間にお
いては、電圧を保持できる程度のわずかな電流Ｉ２がＰ
チャネル負荷トランジスタ２１３により流れることにな
る。図２８には、ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号
のタイミングチャートが示される。ＤＣＫの立ち上がり
時及びその後の一定期間のみ電流制御用Ｐチャネルトラ
ンジスタ２１９をオンし、電流Ｉ３を流すためのコント
ロール信号として図２８に示すＣＯＮＴ１信号を用い
る。このＣＯＮＴ１信号は、コントロール端子２２２を
介して電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９のゲー
ト電極に入力される。

【０１４４】本実施例においては電流Ｉ２を０．１μＡ
に抑え、制御電流Ｉ３を３０μＡとした。そして、制御
電流Ｉ３はＤＣＫの１周期の１／４の期間のみ流すよう
にしたため、Ｉ３の平均電流は７．５μＡとなる。従っ
て、駆動部２０２で消費される電流は、Ｉ２＋Ｉ３＝
７．６μＡとなる。差動増幅部２０６において消費する
電流Ｉ１は０．７μＡであるため、オペアンプ全体の消
費電流は８．３μＡとなる。これにより、オペアンプの
消費電流を、図１０に示す電流制御機能のないＮ型オペ
アンプの消費電流（１５．７μＡ）の約１／１．９倍に
することが可能となった。

【０１４５】以上、Ｎ型オペアンプの場合について説明
した。しかし、Ｐ型オペアンプにおいても、Ｎチャネル
負荷トランジスタ２０５に並列に、第２のＮチャネル負
荷トランジスタ及びこれに直列に接続された電流制御用
のＮチャネルトランジスタを設けることで、同様の電流
制御機能を持たせることが可能である。そして、この場
合には、図２８のＣＯＮＴ１を反転した信号をコントロ
ール信号として用いることになる。

【０１４６】さて、装置の更なる低消費電力化を図るた
めには、コントロール端子２２２に以下に述べるような
コントロール信号を入力すればよい。

【０１４７】図１１（Ａ）に示すように、コモン信号、
セグメント信号はＦＲ信号＝Ｌの期間ではＶ０、Ｖ３、
Ｖ４、Ｖ５のいずれかの電圧となる。また、ＦＲ信号＝
Ｈの期間ではＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ５のいずれかの電圧
となる。このため、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２
に対して負荷はかからないことになり、またＦＲ信号＝
Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に対して負荷はかからないこと
になる。そこで、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２に
接続されるオペアンプの第２の負荷トランジスタをオフ
させ、ＦＲ信号＝Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に接続される
オペアンプの第２の負荷トランジスタをオフさせるよう
な制御を行えば、消費電力を更に低く抑えることが可能
となる。

【０１４８】例えばＶ４に図２７に示すような電流制御
機能付きオペアンプを接続してインピーダンス変換を行
う場合には、図２８に示すように、ＣＯＮＴ１信号とＦ
Ｒ信号とのＯＲにより得られるＣＯＮＴ５信号をコント
ロール端子２２２に入力する。これにより、ＦＲ信号＝
Ｈの期間には、第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１
８はオフし、電流Ｉ３が流れないため、更なる低消費電
力化が可能となる。例えば、本実施例では、以上の電流
制御により、Ｉ３の平均電流を３．７５μＡとすること
が可能となり、消費電流はＩ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝４．５５
μＡに抑えることが可能となった。これにより、消費電
流を、電流制御機能のないＮ型オペアンプの消費電流
（１５．７μＡ）の約１／３．５倍にすることが可能と
なった。なお、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３に接続される電流制御
機能付きのオペアンプを制御する場合も、図２８に示す
ようなＣＯＮＴ２、ＣＯＮＴ３、ＣＯＮＴ４信号を、コ
ントロール端子２２２に入力すれば、上記と同様に低消
費電力化することが可能となる。

【０１４９】５．第５の実施例 さて、上記第３、第４の実施例では、Ｖ１、Ｖ３にＰ型
オペアンプ１、３を、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプ２、
４を接続する構成とすることで、オペアンプの駆動部に
流れる電流を少なくし、低消費電力化を図っている。し
かし、このような構成とした場合、装置への電源投入時
に、以下のような問題が生じることが判明した。

【０１５０】例えば、図２９（Ａ）に示すように、高電
位側の電源であるＶ０＝ＶＤＤ（０Ｖ）を固定電源とす
る構成の場合（Ｎ基板の場合）は、電源投入時にＶ１、
Ｖ３が所定電圧に到達するまでに非常に時間がかかると
いう問題が生じた（図３１参照）。これは、Ｖ１、Ｖ３
に接続されるＰ型オペアンプ１、３では、駆動部を構成
するＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力
を、低消費電力化のために非常に小さくしていることに
起因する。例えば、図３０（Ａ）において、ＶＤＤを固
定電位の電源としてＶ５の電源が投入されると、Ｖ５の
電圧が徐々に低下し、これにしたがってＶ１の電圧が徐
々に低下することになる。そして、この場合のＶ１の電
圧の低下は、図３０（Ａ）に示すように、Ｎチャネル駆
動トランジスタ２０５により電流Ｉｐを流し、電圧平滑
用コンデンサ２７０（あるいはＬＣＤパネル）から電荷
を引き抜くことにより行われる。ところが、Ｎチャネル
負荷トランジスタ２０５の電流供給能力は非常に小さく
Ｉｐは非常に小さいため、図３１に示すようにＶ１の電
圧が所定電圧に到達するまで非常に時間がかかってしま
うことになる。以上の現象はＶ３についても同様に起こ
り、この場合には図３１に示すように、Ｖ３が所定電圧
に到達するまでには更に時間がかかってしまう。

【０１５１】図２９（Ｂ）に示すように、低電位側の電
源であるＶ５＝ＧＮＤ（０Ｖ）を固定電源とする構成の
場合（Ｐ基板の場合）は、今度は、Ｖ２、Ｖ４の所定電
圧への到達時間が大きくなってしまう。これは、Ｖ２、
Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプ２、４では、駆動部を
構成するＰチャネル負荷トランジスタ２０４の電流供給
能力を非常に小さくしていることに起因する。即ち、図
３０（Ｂ）において電源投入時にＶ０から流れる電流Ｉ
ｐが小さくなってしまい、Ｖ４の電圧の上昇が非常に遅
くなってしまうからである。この点はＶ２についても同
様である。

【０１５２】以上のような現象が生じると、液晶表示の
品質が非常に低下してしまう。例えば、図３１のように
Ｖ１、Ｖ３の電圧が正確な値に到達するまでに時間がか
かると、その間、電圧平均化法の平均化状態が維持でき
ないという事態が生じてしまう。また、図３１における
Ａの点においては、Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３とならなければな
らない関係が、Ｖ１＜Ｖ３＜Ｖ２の関係となる事態も生
じ、これにより液晶表示が全面黒表示となったりする事
態も生じてしまう。

【０１５３】以上のような事態を防止するには、電源投
入直後の所定期間の間、オペアンプの駆動部の電流供給
能力を増加させてやればよい。この電流供給能力の増加
は、例えば図２９（Ａ）に示す構成の場合は以下のよう
して実現できる。即ち、この場合には、Ｐ型オペアンプ
１、３を、図２７に示すような構成の電流制御機能付き
のオペアンプにする（図２７にはＮチャネル型オペアン
プに電流制御機能を持たせたものが示されている）。即
ち、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５に並列に、第２
のＮチャネル負荷トランジスタ及びこれに直列に接続さ
れた電流制御用のＮチャネルトランジスタを設ける構成
とする。そして、電流制御用のＮチャネルトランジスタ
のゲート電極に接続されるコントロール端子２２２に対
して、電源投入直後の所定期間の間、電流制御用のＮチ
ャネルトランジスタをオン状態にするようなコントロー
ル信号を入力する。これにより、電源投入直後の所定期
間の間、駆動部の電流供給能力が増加することになり、
Ｖ１、Ｖ３の立ち下がりを早くすることが可能となる。
これにより上記事態を防止できる。そして、図２９
（Ｂ）に示す構成の場合には、Ｎ型オペアンプ２、４に
電流制御機能を持たせて、同様の制御を行えばよい。

【０１５４】なお、Ｖ１、Ｖ３（あるいはＶ２、Ｖ４）
を、電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達させ
るためには、上記手法に限らず、例えばＶ１とＶ２、Ｖ
３とＶ４をトランジスタ等で導通させる等、種々の手法
を採用することができる。

【０１５５】さて、液晶表示の品質が悪化しないように
するために更に好ましくは、上記の制御によりＶ１、Ｖ
３（あるいはＶ２、Ｖ４）が所定電圧に到達するまでの
所定期間の間、液晶素子に対して過渡状態の電圧が与え
られないようにすることが望ましい。そして、Ｖ１、Ｖ
３が所定電圧に到達した後に、駆動用電源電圧を供給す
るように構成する。これにより、液晶表示が全面黒表示
となるような事態を完全に防止することができる。

【０１５６】図３２には、本実施例における電源投入シ
ーケンスのイメージ図が示される。まず、リセット信号
（＃１）により、装置内にあるコントロール回路（ロジ
ック回路）がリセットされる。そして、このコントロー
ル回路によりアナログ電源オンの命令（＃２）が発行さ
れる。すると、装置内のアナログ回路が動作を開始し、
多値の駆動用電源電圧の生成が行われる。そして、この
場合、上記のように例えばＶ１、Ｖ３に接続されるオペ
アンプの電流供給能力を増加させて、タイマにより設定
された所定期間の間に、駆動用電源電圧が所定レベルに
到達するように制御が行われる。そして、この所定期間
の間は、ＬＣＤドライバの出力を全て固定電位であるＶ
０に固定する。これにより、過渡的な電圧が液晶素子に
印加されることが防止される。そして、所定時間経過
後、電源供給装置とＬＣＤドライバとの間が接続され、
ＬＣＤドライバが出力可能状態に設定される。その後、
上記コントロール回路により表示オン命令（＃３）が出
され、ＲＡＭに格納された画像情報がＬＣＤドライバに
入力され、液晶表示が行われることになる。なお、この
場合、ウエイトタイムの間に表示オン命令が出されて
も、その命令は無効となる。

【０１５７】その後、例えばコントロール回路によりパ
ワーセーブ命令（＃４）が出されると、パワーセーブモ
ードに入る。そして、パワーセーブ解除命令（＃５）が
出されると、また、タイマにより設定された所定期間の
間に、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するように制
御が行われることになる。

【０１５８】以上のようなシーケンスで電源投入を行う
ことで、液晶表示が全面黒表示となるような事態が完全
に防止される。

【０１５９】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が
可能である。

【０１６０】例えば、上記実施例では、Ｖ０が固定電位
であり０Ｖの場合について説明したが、Ｖ５が固定電位
であり０Ｖである場合も同様に実現可能である。

【０１６１】また、電圧調整部に用いられる基準電圧
源、定電流源は図４に示すものに限らず種々の構成のも
のを用いることができる。また、制御部の構成も図３、
図４、図５に示すものに限られるものではない。

【０１６２】また、図７におけるＰ型オペアンプ、Ｎ型
オペアンプの構成も、図８、図９に示すものに限らず、
例えば、差動部、駆動部の回路構成が異なる種々のオペ
アンプを採用できる。

【０１６３】また、本発明が適用される液晶駆動方法も
上記実施例の駆動方法に限定されるものではない。

【０１６４】更に、本発明は線順次に時分割駆動する表
示装置ばかりでなく、複数のラインを同時に選択するよ
うな時分割駆動の表示装置にも適用できるものである。
また、本発明が適用される表示装置も液晶表示装置に限
定されるものではない。

【０１６５】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、定電圧の第１
の電圧が生成され、この第１の電圧に制御手段により可
変に制御される第２の電圧を加算されることで、所望の
調整電圧を駆動対象に対して供給することが可能とな
る。特に、本発明によれば、第２の電圧の電圧値は第１
の電圧の電圧値に依存しない。従って、第１の電圧を調
整する手段により第１の電圧の電圧値を調整したとして
も、これに影響されずに前記制御手段により所定の電圧
調整範囲において第２の電圧の電圧値を調整することが
可能となる。この結果、電圧調整の基準となる電圧と、
電圧調整範囲等とを別個独立に調整できることになり、
電圧調整の基準となる電圧を変化させたことで電圧調整
範囲が狭まったりする等の事態が生じるのを有効に防止
できる。これにより従来にない柔軟性に富んだ電圧調整
が可能となり、該調整電圧に基づいて駆動される駆動対
象の表示品質等の特性を高めることが可能となる。

【０１６６】また、請求項２の発明によれば、温度変化
により駆動対象の素子特性が変化した場合にも、第１の
電圧、第２の電圧及び第１の電圧と第２の電圧を加算し
て得られる調整電圧が、この素子特性を補償するように
変化するため、温度変化に依存しない安定した電源供給
が可能となる。これにより、該調整電圧に基づいて駆動
される駆動対象の表示品質等の特性を非常に高めること
が可能となる。

【０１６７】また、請求項３の発明によれば、初期動作
時に電源供給装置から出力される調整電圧を電圧調整範
囲内のセンター値、最小値、あるいは最大値等の所望の
値に固定しておくことが可能となる。これにより、調整
電圧を生成するためのファームウェアにバラツキ調整用
のプログラムを内蔵したり、電圧調整部の出力電圧を検
出する回路を設けたりする必要が無くなる。これによ
り、装置の小型化を図ることができ、半導体装置に装置
を内蔵した場合にはチップサイズの削減が可能となる。

【０１６８】また、請求項４の発明によれば、第１の抵
抗の抵抗値を調整することで第１の電圧の電圧値を調整
でき、第２の抵抗に対して定電流源から流れる電流を調
整することで第１の電圧の調整とは別個独立に第２の電
圧の電圧値を調整できる。更に、第２の電圧の電圧調整
範囲についても、第１の電圧の電圧値に依存しないもの
とすることができる。これにより従来のように電圧調整
範囲を広げるために、切り替え可能な抵抗の段数を多く
するようなことが必要なくなり、装置の小型化、半導体
チップサイズの削減を図ることができる。また、回路構
成を従来のものに比べ簡易なものとすることができ、低
消費電力化を図ることも可能となる。更に、電源電圧の
変動に依存しない安定した調整電圧、電圧調整範囲を得
ることが可能となる。

【０１６９】また、請求項５の発明によれば、温度特性
をもつ素子、例えばサーミスタ等を追加しなくても、第
１の電圧、第２の電圧、調整電圧、電圧調整範囲等に負
の温度特性を持たせることが可能となる。これにより、
コントラスト等の特性が負の温度特性をもつ液晶表示装
置等に最適の電源供給装置を提供することが可能とな
る。

【０１７０】また、請求項６の発明によれば、駆動用電
源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、
容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。
これにより、インピーダンス変換手段の駆動部に無駄な
電流を流すことなく、駆動対象の表示品質等の特性を向
上させることが可能となる。

【０１７１】また、請求項７の発明によれば、第１のイ
ンピーダンス変換手段の駆動部内のＮチャネル型駆動ト
ランジスタにより、駆動対象からの正の電荷を十分に吸
収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十
分小さくすることも可能となる。また、第２のインピー
ダンス変換手段の駆動部内のＰチャネル型駆動トランジ
スタにより、駆動対象からの負の電荷を十分に吸収でき
るとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分に小
さくすることも可能となる。これにより、駆動対象の表
示品質等の特性を向上させることができると共に、駆動
部内を流れる電流を節約でき、大幅な低消費電流化が可
能となる。これにより、本発明が内蔵される機器のバッ
テリー寿命等を大幅に延ばすこと等が可能となる。

【０１７２】また、請求項８の発明によれば、駆動用電
源電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止
でき、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることが
可能となる。

【０１７３】また、請求項９の発明によれば、例えば６
レベル駆動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所定レ
ベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ
１、Ｖ３の電圧が電源投入時に過渡状態になることによ
る生じる悪影響を防止できる。これにより、例えば液晶
表示が全面黒表示となる等の事態を防止できる。

【０１７４】また、請求項１０の発明によれば、例えば
６レベル駆動法におけるＶ２、Ｖ４が所定期間内に所定
レベルに到達するように制御されることになり、例えば
Ｖ２、Ｖ４の電圧が電源投入時に過渡状態になることに
よる生じる悪影響を防止できる。これにより、例えば液
晶表示が全面黒表示となる等の事態を防止できる。

【０１７５】また、請求項１１の発明によれば、駆動用
電源電圧が過渡状態になることにより生ずる悪影響を、
より完全に防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を更
に向上させることが可能となる。

【０１７６】また、請求項１２の発明によれば、基準ク
ロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だ
け定電流源又は抵抗に電流を流すように制御することに
より、該定電流源又は抵抗により駆動対象を十分に駆動
することが可能となる。これにより、上記期間以外の期
間に定電流源又は抵抗に流れる電流を抑えることが可能
となり、装置の更なる低消費電力化を図ることが可能と
なる。

【０１７７】また、請求項１３の発明によれば、駆動用
電源電圧によっては、交流化信号が所定のレベルの場合
には、負荷がかからないような場合があるため、このよ
うな場合に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限する
ことにより、定電流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れ
るのを有効に防止することが可能となる。これにより、
駆動対象の表示品質等の特性を低下させることなく、装
置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。

【０１７８】また、請求項１４の発明によれば、制御手
段により制御されない定電流源又は抵抗により駆動部の
出力電圧を一定値に保持できると共に、制御手段により
制御される定電流源又は抵抗により駆動対象を十分な駆
動能力で駆動することが可能となる。これにより、駆動
対象の表示品質等の特性を低下させることなく、装置の
更なる低消費電力化を図ることが可能となる。

【０１７９】また、請求項１５の発明によれば、多値電
圧生成手段により生成される多値の駆動用電源電圧の電
圧調整を行うことができると共に、駆動用電源電圧にか
かる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆
動対象に対して供給することが可能となる。これによ
り、駆動対象の表示品質等の特性を向上させながら、低
消費電力化を図ることも可能となる。また、電圧調整手
段における電圧調整を演算増幅器等を利用して行った場
合には、この演算増幅器等を多値電圧生成手段における
インピーダンス変換手段として用いることも可能とな
る。これにより、装置の更なる小型化を図ることが可能
となる。

【０１８０】また、請求項１６の発明によれば、第１の
電圧を調整して、センター値等を変化させても、第２の
電圧の電圧値は影響を受けないため、センター値等と、
第２の電圧及び電圧調整範囲を別個独立に設定でき、従
来よりも優れたコントラスト調整が可能となる。これに
より、小型・軽量の必要な携帯機器に多く用いられる液
晶表示装置に最適なコントラスト調整手法を提供できる
ことになる。

【０１８１】また、請求項１７の発明によれば、駆動用
電源電圧にかかる負荷に応じた適正な６値の電源電圧
を、液晶素子に対して供給することが可能となる。これ
により、液晶表示を行う際にシャドウ、クロストーク等
の現象が生じるのを有効に防止でき、液晶表示の品質を
高めることができるとともに、装置の大幅な低消費電力
化を図ることも可能となる。

【０１８２】また、請求項１８の発明によれば、駆動用
電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧
を、駆動対象に対して供給することが可能となり、駆動
対象の表示特性等の特性を向上させることができると共
に、装置の低消費電力化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係る電源供給装置のブ
ロック図である。

【図２】図２（Ａ）、（Ｂ）は、本実施例による電圧調
整の手法を説明するための図である。

【図３】本発明の第２の実施例に係る電圧調整部の回路
図である。

【図４】基準電圧源、定電流源、制御部をＭＯＳトラン
ジスタで構成した場合の電圧調整部の回路図である。

【図５】本発明の電源供給装置を用いた液晶表示装置の
一例を示す回路図である。

【図６】本実施例を用いた場合に駆動用電源電圧Ｖ５に
現れる温度特性を表す図である。

【図７】本発明の第３の実施例に係る多値電圧生成部の
回路図である。

【図８】Ｐ型オペアンプをトランジスタレベルで示した
回路図である。

【図９】Ｎチャネル負荷トランジスタとＰチャネル駆動
トランジスタの電流特性の関係を示す図である。

【図１０】Ｎ型オペアンプをトランジスタレベルで示し
た回路図である。

【図１１】図１１（Ａ）は、コモン電極の電圧、セグメ
ント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係を示す図であり、
図１１（Ｂ）は、コモン電極とセグメント電極の配置の
一例を示す図である。

【図１２】図１２（Ａ）、（Ｂ）は、セグメント電極、
コモン電極の電圧が変化した場合に、駆動用電源電圧に
おいて、どのような電荷を引き込まなければならないか
を模式的に示した図である。

【図１３】ＦＲ信号（交流化信号）、ＤＣＫ（基準クロ
ック）のタイミングチャート図である。

【図１４】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセ
グメント波形を示す図である。

【図１５】図１４の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。

【図１６】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセ
グメント波形を示す図である。

【図１７】図１６の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。

【図１８】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０
からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波
形を示す図である。

【図１９】図１８の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。

【図２０】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２
のまま変化しない場合のコモン波形及びセグメント波形
を示す図である。

【図２１】図２０の場合においてＶ２にかかる負荷を計
算するプロセス及び計算結果を示す図である。

【図２２】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合のＶ
１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す
図である。

【図２３】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の
電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に変化する場合のＶ
１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す
図である。

【図２４】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０
からＶ２、Ｖ０からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる
負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。

【図２５】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２
からＶ２、Ｖ２からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる
負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。

【図２６】Ｖ１〜Ｖ４にかかる負荷の計算結果をまとめ
た図である。

【図２７】電流制御機能を持たせたＮ型オペアンプの回
路図である。

【図２８】ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号のタイ
ミングチャート図である。

【図２９】図２９（Ａ）は、高電位側の電源を固定電源
とする場合の多値電圧生成部の構成であり、図２９
（Ｂ）は、低電位側の電源を固定電源とする場合の多値
電圧生成部の構成である。

【図３０】図３０（Ａ）、（Ｂ）は電源投入時における
Ｖ１、Ｖ４の電圧変化を説明するための図である。

【図３１】電源投入時におけるＶ１〜Ｖ５の電圧変化を
表す特性図である。

【図３２】第５の実施例における電源投入のシーケンス
を表すイメージ図である。

【図３３】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給
装置の一例を示す図である。

【図３４】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給
装置の他の一例を示す図である。

【図３５】図３５（Ａ）、（Ｂ）は、従来例における電
圧調整の手法を説明するための図である。

【符号の説明】

１、２ Ｎ型オペアンプ ３、４ Ｐ型オペアンプ ６ オペアンプ ７ 基準電圧源 ８ 定電流源 ９ 制御部 １０、１１ 抵抗 １２ 分圧抵抗 １００ 電源供給装置 １０２ 電圧調整部 １０４ 第１電圧生成部 １０６ 加算部 １０７ 第２電圧生成部 １０８ 制御部 １１０ 多値電圧生成部 １１２ 電圧分割部 １１６、１２０ 第１のインピーダンス変換部 １１４、１１８ 第２のインピーダンス変換部 １２２、１２４、１２６、１２８、１３０、１３２ 分
割端子 ２００、２０１ 駆動部 ２０３ 電位分割部 ２０４ Ｐチャネル駆動トランジスタ ２０５ Ｎチャネル負荷トランジスタ ２０６ 差動増幅部 ２０８ ＋入力端子 ２０９ −入力端子 ２１２ Ｎチャネル駆動トランジスタ ２１３ Ｐチャネル負荷トランジスタ ２１８ 第２のＰチャネル負荷トランジスタ ２１９ 電流制御用トランジスタ ２２２ コントロール端子

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電圧調整手段を含み、該電圧調整手段に
   より調整された電源電圧を駆動対象に対して供給するた
   めの電源供給装置において、 前記電圧調整手段が、電源電圧から定電圧の第１の電圧
   を生成する手段と、該第１の電圧の電圧値に依存しない
   電圧値を持つように生成された第２の電圧を前記第１の
   電圧に加算する手段と、前記第２の電圧の電圧値を前記
   第１の電圧を基準として設定された電圧調整範囲内にお
   いて可変に制御する手段とを含むことを特徴とする電源
   供給装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記第１電圧生成手段により生成される前記第１の電圧
   及び前記加算手段により加算される前記第２の電圧に対
   して、駆動対象の温度特性を補償する温度特性を持たせ
   たことを特徴とする電源供給装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２のいずれかにおいて、 前記加算手段により加算される前記第２の電圧が、装置
   の初期動作時において所定値に固定されていることを特
   徴とする電源供給装置。
4. 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれかにおいて、 前記第１電圧生成手段が、演算増幅器と、前記演算増幅
   器の第１の入力端子に接続された基準電圧源と、一方が
   前記演算増幅器の第２の入力端子に接続され他方が固定
   電位に接続された第１の抵抗と、一方が前記演算増幅器
   の第２の入力端子に接続され他方が前記演算増幅器の出
   力端子に接続された第２の抵抗とを含み、前記加算手段
   が、前記制御手段により可変に制御される定電流源から
   の電流を前記第２の抵抗に対して流す手段を含むことを
   特徴とする電源供給装置。
5. 【請求項５】 請求項４において、 前記基準電圧源及び定電流源がＭＯＳ型トランジスタを
   含み、前記基準電圧源からの基準電圧及び前記定電流源
   からの定電流が前記ＭＯＳ型トランジスタのしきい値電
   圧を利用して生成されることを特徴とする電源供給装
   置。
6. 【請求項６】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生
   成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する
   電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
   る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
   の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
   インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
   対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピー
   ダンス変換手段とを含み、 駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手
   段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆
   動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する
   第１のインピーダンス変換手段が接続され、駆動期間内
   において駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動
   させる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象に対
   しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のイン
   ピーダンス変換手段が接続されることを特徴とする電源
   供給装置。
7. 【請求項７】 請求項６において、 前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆
   動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続する
   ことにより形成され、前記第１のインピーダンス変換手
   段の駆動部が、一方が高電位の電源側に接続され他方が
   出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方が低
   電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された
   Ｎチャネル型駆動トランジスタとを含み、前記第２のイ
   ンピーダンス変換手段の駆動部が、一方が高電位の電源
   側に接続され他方が出力端子側に接続されたＰチャネル
   型駆動トランジスタと、一方が低電位の電源側に接続さ
   れ他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗とを
   含むことを特徴とする電源供給装置。
8. 【請求項８】 請求項６又は７のいずれかにおいて、 前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動
   用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に
   所定レベルに到達するように制御する手段を含むことを
   特徴とする電源供給装置。
9. 【請求項９】 請求項７において、 前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動
   用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に
   所定レベルに到達するように制御する手段を含み、該制
   御手段が、前記高電位の電源を固定電位の電源として前
   記低電位の電源が投入される場合には前記第２のインピ
   ーダンス変換手段の駆動部において前記低電位の電源側
   に流れる電流を前記所定期間の間増加させる手段を含む
   ことを特徴とする電源供給装置。
10. 【請求項１０】 請求項７において、 前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動
    用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に
    所定レベルに到達するように制御する手段を含み、該制
    御手段が、前記低電位の電源を固定電位の電源として前
    記高電位の電源が投入される場合には前記第１のインピ
    ーダンス変換手段の駆動部において前記高電位の電源側
    から流れる電流を前記所定期間の間増加させる手段を含
    むことを特徴とする電源供給装置。
11. 【請求項１１】 請求項８乃至１０のいずれかにおい
    て、 前記所定期間の間は、多値の駆動用電源の過渡状態の電
    圧が前記駆動対象に対して伝わらないように制御される
    ことを特徴とする電源供給装置。
12. 【請求項１２】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧
    生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給す
    る電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
    る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
    の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
    インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
    対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピー
    ダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御す
    る手段とを含み、 前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む
    演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形
    成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続され
    他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一
    方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に接続さ
    れた駆動トランジスタとを含み、 前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対
    象を駆動するための基準クロックの立ち上がり又は立ち
    下がりの直後の一定期間だけ前記インピーダンス変換手
    段の前記定電流源又は前記抵抗に対して電流が流れるよ
    うに制御する手段であることを特徴とする電源供給装
    置。
13. 【請求項１３】 多値電圧生成手段を含み、該多値電圧
    生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給す
    る電源供給装置において、 前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成す
    る電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象
    の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧を
    インピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に
    対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピー
    ダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御す
    る手段とを含み、 前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む
    演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形
    成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続され
    他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一
    方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に接続さ
    れた駆動トランジスタとを含み、 前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対
    象を駆動するための交流化信号が所定レベルの場合に
    は、前記インピーダンス変換手段の前記定電流源又は前
    記抵抗に流れる電流を制限する制御を行う手段であるこ
    とを特徴とする電源供給装置。
14. 【請求項１４】 請求項１２又は１３のいずれかにおい
    て、 前記駆動部が、前記インピーダンス変換手段を制御する
    手段により制御される定電流源又は抵抗と、該制御手段
    により制御されない定電流源又は抵抗とを含むことを特
    徴とする電源供給装置。
15. 【請求項１５】 請求項１乃至５のいずれかの電圧調整
    手段と請求項６乃至１４のいずれかの多値電圧生成手段
    とを含む電源供給装置であって、 前記電圧調整手段により電圧調整された電源電圧を前記
    多値電圧生成手段における前記電圧分割手段により分割
    し、生成された分割電圧を前記複数のインピーダンス変
    換手段によりインピーダンス変換することにより駆動対
    象に対して多値の駆動用電源電圧を供給することを特徴
    とする電源供給装置。
16. 【請求項１６】 請求項１乃至５のいずれかの電源供給
    装置を含む液晶表示装置であって、 前記電圧調整手段により液晶素子駆動用の電源電圧の調
    整を行い、該電圧調整により液晶表示におけるコントラ
    スト調整が行われることを特徴とする液晶表示装置。
17. 【請求項１７】 請求項６乃至１１のいずれかの電源供
    給装置を含み、６レベル駆動法により液晶素子が駆動さ
    れる液晶表示装置であって、 前記６レベル駆動法に用いられる液晶素子駆動用の電源
    電圧を高電位側より第０レベル、第１レベル、第２レベ
    ル、第３レベル、第４レベル、第５レベルの駆動用電源
    電圧とした場合において、前記第２レベル及び第４レベ
    ルの駆動用電源電圧を前記第１のインピーダンス変換手
    段により供給し、前記第１レベル及び第３レベルの駆動
    用電源電圧を前記第２のインピーダンス変換手段により
    供給することを特徴とする液晶表示装置。
18. 【請求項１８】 電圧分割を行い、該分割電圧をインピ
    ーダンス変換して多値の駆動用電源電圧として駆動対象
    に対して供給するための電源供給方法であって、 駆動期間内において駆動対象から移動させる必要がある
    電荷量の極性が正である駆動対象に対しては該駆動対象
    から正の電荷を多く引くように前記インピーダンス変換
    を行い、駆動期間内において駆動対象から移動させる必
    要がある電荷量の極性が負である駆動対象に対しては該
    駆動対象から負の電荷を多く引くように前記インピーダ
    ンス変換を行うことを特徴とする電源供給方法。