JPH0810995B2 - パルス幅変調インバータの制御方法 - Google Patents
パルス幅変調インバータの制御方法Info
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- JPH0810995B2 JPH0810995B2 JP3279170A JP27917091A JPH0810995B2 JP H0810995 B2 JPH0810995 B2 JP H0810995B2 JP 3279170 A JP3279170 A JP 3279170A JP 27917091 A JP27917091 A JP 27917091A JP H0810995 B2 JPH0810995 B2 JP H0810995B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はパルス幅変調インバータ
による誘導電動機の制御装置に係り、特にインバータ出
力電圧の３パルスと１パルス間のパルス数切換えを改良
した制御装置に関する。
による誘導電動機の制御装置に係り、特にインバータ出
力電圧の３パルスと１パルス間のパルス数切換えを改良
した制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の制御技術としては、特開
昭57−132772号公報，特開昭57−85583 号公報および特
公昭60−24670 号公報などが知られている。
昭57−132772号公報，特開昭57−85583 号公報および特
公昭60−24670 号公報などが知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】特開昭57−132772号公
報には、可変電圧・可変周波数のパルス幅変調インバー
タにおいて、３パルスから１パルスに切換える時にイ
ンバータの出力電圧の変化量が大きいという問題、こ
の電圧の変化量を小さくするための３パルスでの位相制
御と、この位相制御により生じる１パルスへの切換え時
のインバータ出力電圧の基本波の位相ずれをなくする制
御方式が示されている。しかし、この制御方式は、制御
が複雑となり、また３パルスでの位相制御時には、その
図１１から分るように、インバータ出力電圧の基本波の
位相も変化するという問題がある。また、特開昭57−85
583 号公報には、２つの正弦波と三角波の比較による変
調手段が開示されているが、その図６から分るように、
切換え時にインバータ出力電圧（図６（ｆ))の基本波に
位相ずれが生じるという問題がある。また、図６(ｂ)
のθ（図１のサイリスタ１と４に図６のゲート信号(ｂ)
と(ｃ)がない期間）において、ゲート信号（ｂ）がなく
なっても、モータ電流はモータのインダクタンス作用に
より直ちに０にならないので、モータ電流はゲート信号
（ｃ）がなくてもサイリスタ４（図示されていないが、
通常は逆並列接続されているダイオード）を通じて環流
する。これはサイリスタ４にゲート信号（ｃ）が与えら
れたことになり、インバータ出力電圧は図６（ｆ）とな
らない。すなわち、３パルス時のインバータ出力電圧と
同じ大きさの１パルス時のインバータ出力電圧を前もっ
て算定することは非常にむずかしいという問題がある。
報には、可変電圧・可変周波数のパルス幅変調インバー
タにおいて、３パルスから１パルスに切換える時にイ
ンバータの出力電圧の変化量が大きいという問題、こ
の電圧の変化量を小さくするための３パルスでの位相制
御と、この位相制御により生じる１パルスへの切換え時
のインバータ出力電圧の基本波の位相ずれをなくする制
御方式が示されている。しかし、この制御方式は、制御
が複雑となり、また３パルスでの位相制御時には、その
図１１から分るように、インバータ出力電圧の基本波の
位相も変化するという問題がある。また、特開昭57−85
583 号公報には、２つの正弦波と三角波の比較による変
調手段が開示されているが、その図６から分るように、
切換え時にインバータ出力電圧（図６（ｆ))の基本波に
位相ずれが生じるという問題がある。また、図６(ｂ)
のθ（図１のサイリスタ１と４に図６のゲート信号(ｂ)
と(ｃ)がない期間）において、ゲート信号（ｂ）がなく
なっても、モータ電流はモータのインダクタンス作用に
より直ちに０にならないので、モータ電流はゲート信号
（ｃ）がなくてもサイリスタ４（図示されていないが、
通常は逆並列接続されているダイオード）を通じて環流
する。これはサイリスタ４にゲート信号（ｃ）が与えら
れたことになり、インバータ出力電圧は図６（ｆ）とな
らない。すなわち、３パルス時のインバータ出力電圧と
同じ大きさの１パルス時のインバータ出力電圧を前もっ
て算定することは非常にむずかしいという問題がある。
【０００４】一方、特公昭60−24670 号公報には電流形
インバータで、基本周波数の半サイクル毎に多パルス電
流とすることが開示されている。この公報図１の符号１
は「電流制御可能な直流電源」であり、電動機電流とそ
の基準値を比較し、その偏差で出力電圧を調整できるコ
ンバータが用いられる。その図４および図５は高調波の
含有率の比較を行ったもので、パルスを分割して多パル
スとした方が、高調波が小さくなることを述べている。
従って、図４の「特定の」１つのパルス数が選択され、
電流制御はコンバータの出力電圧で調整される結果、図
５の電流の波高値が変化して、電流平均値が調整され
る。ここには、インバータの出力電圧や周波数制御を行
う過程で、半サイクル中に含まれる出力電圧パルス数を
切換える技術思想はない。しかし、インバータにより誘
導電動機を駆動する際、現実には、ＧＴＯやトランジス
タのスイッチング時間の関係上、どうしても、パルス数
の切換えが必要である。
インバータで、基本周波数の半サイクル毎に多パルス電
流とすることが開示されている。この公報図１の符号１
は「電流制御可能な直流電源」であり、電動機電流とそ
の基準値を比較し、その偏差で出力電圧を調整できるコ
ンバータが用いられる。その図４および図５は高調波の
含有率の比較を行ったもので、パルスを分割して多パル
スとした方が、高調波が小さくなることを述べている。
従って、図４の「特定の」１つのパルス数が選択され、
電流制御はコンバータの出力電圧で調整される結果、図
５の電流の波高値が変化して、電流平均値が調整され
る。ここには、インバータの出力電圧や周波数制御を行
う過程で、半サイクル中に含まれる出力電圧パルス数を
切換える技術思想はない。しかし、インバータにより誘
導電動機を駆動する際、現実には、ＧＴＯやトランジス
タのスイッチング時間の関係上、どうしても、パルス数
の切換えが必要である。
【０００５】本発明の目的は、３パルスと１パルスのパ
ルス数切換え時に、インバータ出力電圧の変化量が小さ
く、かつインバータ出力電圧の基本波の位相ずれも生じ
ない制御方法を提供することにある。
ルス数切換え時に、インバータ出力電圧の変化量が小さ
く、かつインバータ出力電圧の基本波の位相ずれも生じ
ない制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電圧を入
力し、可変周波数の交流出力電圧を発生する複数のスイ
ッチング素子（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）
からなるインバータが、交流出力電圧の基本波の大きさ
と周波数を決定する変調波と搬送波を比較して前記スイ
ッチング素子のゲート信号を発生し、それによって前記
インバータを ＰＷＭ動作させる変調手段（５）を有する
ものであって、 交流出力電圧の半サイクル内の電圧パル
ス数により定義されるＰＷＭ制御のパルスモードを、交
流出力電圧の電気角にして１２０°の期間内に３つの電
圧パルスが存在する第１の３パルスモードから、交流出
力電圧の電気角にして１２０°期間の中央に位置する１
つのパルスと該１２０°の期間の両外側に対照的に位置
する２つのサイドパルスからなる第２の３パルスモード
を介して、交流出力電圧の半サイクル内に単一の電圧パ
ルスのみを含む１パルスモードヘ切換えるパルス幅変調
インバータの制御方法において、 前記第１の３パルスモ
ードから前記第２の３パルスモードへの切換えは、前記
第１の３パルスモードでの交流出力電圧の電圧パルスの
幅θ°が、スイッチング素子に必要な最小消弧期間θ
min °にほぼ等しくなった時点で行うようにしたことを
特徴とする。
力し、可変周波数の交流出力電圧を発生する複数のスイ
ッチング素子（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）
からなるインバータが、交流出力電圧の基本波の大きさ
と周波数を決定する変調波と搬送波を比較して前記スイ
ッチング素子のゲート信号を発生し、それによって前記
インバータを ＰＷＭ動作させる変調手段（５）を有する
ものであって、 交流出力電圧の半サイクル内の電圧パル
ス数により定義されるＰＷＭ制御のパルスモードを、交
流出力電圧の電気角にして１２０°の期間内に３つの電
圧パルスが存在する第１の３パルスモードから、交流出
力電圧の電気角にして１２０°期間の中央に位置する１
つのパルスと該１２０°の期間の両外側に対照的に位置
する２つのサイドパルスからなる第２の３パルスモード
を介して、交流出力電圧の半サイクル内に単一の電圧パ
ルスのみを含む１パルスモードヘ切換えるパルス幅変調
インバータの制御方法において、 前記第１の３パルスモ
ードから前記第２の３パルスモードへの切換えは、前記
第１の３パルスモードでの交流出力電圧の電圧パルスの
幅θ°が、スイッチング素子に必要な最小消弧期間θ
min °にほぼ等しくなった時点で行うようにしたことを
特徴とする。
【０００７】
【作用】これにより、両側の２つのパルス幅と、これら
のパルスと中央のパルスとの間の空白部の幅とを適当に
調整することにより、３パルスモードでの出力電圧平均
値を１パルスモードのそれと一致させることが可能とな
り、パルス数切換時の電圧跳躍と位相のずれをなくすこ
とができる。
のパルスと中央のパルスとの間の空白部の幅とを適当に
調整することにより、３パルスモードでの出力電圧平均
値を１パルスモードのそれと一致させることが可能とな
り、パルス数切換時の電圧跳躍と位相のずれをなくすこ
とができる。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示すパルス幅変調
インバータによる誘導電動機の制御装置の回路構成であ
って、１は直流電源、２はサイクリスタ等の制御スイッ
チング素子ＵＰ〜ＷＮからなるパルス幅変調インバー
タ、３は誘導電動機、５は搬送波発生手段５１，変調波
発生手段５２，比較手段５３及びパルス数切換え手段５
４からなる変調回路で、この変調回路５の出力により、
ゲート信号処理回路４を介して、所定の順序でインバー
タ２の制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮのオン・オフ動
作を行う。
インバータによる誘導電動機の制御装置の回路構成であ
って、１は直流電源、２はサイクリスタ等の制御スイッ
チング素子ＵＰ〜ＷＮからなるパルス幅変調インバー
タ、３は誘導電動機、５は搬送波発生手段５１，変調波
発生手段５２，比較手段５３及びパルス数切換え手段５
４からなる変調回路で、この変調回路５の出力により、
ゲート信号処理回路４を介して、所定の順序でインバー
タ２の制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮのオン・オフ動
作を行う。
【０００９】図１において、誘導電動機３の回転周波数
ｆn を検出回路６で検出し、これにすべり周波数ｆ
S を、加減算回路９で力行時には加算し、回生時には減
算する。これがインバータ２の出力周波数ｆ（＝ｆn±
ｆS）となる。すべり周波数ｆS は誘導電動機３の電流
を検出回路７で検出した値ＩM とその指令値ＩP を比較
して、その偏差により、すべり周波数制御回路８を介し
て制御する。
ｆn を検出回路６で検出し、これにすべり周波数ｆ
S を、加減算回路９で力行時には加算し、回生時には減
算する。これがインバータ２の出力周波数ｆ（＝ｆn±
ｆS）となる。すべり周波数ｆS は誘導電動機３の電流
を検出回路７で検出した値ＩM とその指令値ＩP を比較
して、その偏差により、すべり周波数制御回路８を介し
て制御する。
【００１０】一方、変調回路５では、加減算回路９の出
力を受けて、搬送波発生手段５１の中の５１１は通常図
２（Ａ）の（イ）の三角波を発生し、また変調波発生手
段５２の中の５２１は通常図２（Ａ）の（ロ）,（ハ）,
（ニ）のＵ，Ｖ，Ｗ相の正弦波を発生し、この正弦波と
三角波を比較手段５３で比較して、図２（Ｂ）のような
制御スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ用パルスを出力
する。（図２（Ｂ）の反転したものが制御スイッチング
素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ用パルスとなる）。このときのイ
ンバータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は図２（Ｃ）と
なる。そして、インバータ２の出力電圧は、図２（Ｂ）
の幅θ°つまり図２（Ａ）の正弦波の波高値を変化させ
ることにより制御し、またインバータ２の出力周波数ｆ
の半サイクルに含まれるインバータ２の出力電圧のパル
ス数（図２では３パルス）は、図２（Ａ）の三角波と正
弦波の周波数比つまり三角波の周波数をパルス数切換え
手段５４で切換えることにより制御する。このパルス数
はインバータ２の出力周波数ｆに対して、パルス数切換
え手段５４により例えば図３のように、２７−１５−９
−５−３（図３（イ))と切換え、またインバータ２の出
力電圧ＶM はインバータ２の出力周波数ｆに対して、図
３のように連続となるように変調率演算回路１０で、図
２(Ａ)の正弦波の波高値／三角波の波高値の比つまり変
調率ＶC を演算して、正弦波の波高値を制御する。
力を受けて、搬送波発生手段５１の中の５１１は通常図
２（Ａ）の（イ）の三角波を発生し、また変調波発生手
段５２の中の５２１は通常図２（Ａ）の（ロ）,（ハ）,
（ニ）のＵ，Ｖ，Ｗ相の正弦波を発生し、この正弦波と
三角波を比較手段５３で比較して、図２（Ｂ）のような
制御スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ用パルスを出力
する。（図２（Ｂ）の反転したものが制御スイッチング
素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ用パルスとなる）。このときのイ
ンバータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は図２（Ｃ）と
なる。そして、インバータ２の出力電圧は、図２（Ｂ）
の幅θ°つまり図２（Ａ）の正弦波の波高値を変化させ
ることにより制御し、またインバータ２の出力周波数ｆ
の半サイクルに含まれるインバータ２の出力電圧のパル
ス数（図２では３パルス）は、図２（Ａ）の三角波と正
弦波の周波数比つまり三角波の周波数をパルス数切換え
手段５４で切換えることにより制御する。このパルス数
はインバータ２の出力周波数ｆに対して、パルス数切換
え手段５４により例えば図３のように、２７−１５−９
−５−３（図３（イ))と切換え、またインバータ２の出
力電圧ＶM はインバータ２の出力周波数ｆに対して、図
３のように連続となるように変調率演算回路１０で、図
２(Ａ)の正弦波の波高値／三角波の波高値の比つまり変
調率ＶC を演算して、正弦波の波高値を制御する。
【００１１】ところで、インバータ２の出力電圧Ｖ
M を、インバータ２が出力し得る最大電圧まで高めるた
めに、図２の３パルス（図３（イ））から、図２（Ｂ）
の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最
小消弧期間θmin° に等しくなるインバータ２の出力周
波数のところで、図４のように１パルスに切換えると、
インバータ２の出力電圧ＶM は図４から容易にわかるよ
うに、図３の点線の如く急変する（この変化量について
後述する）。
M を、インバータ２が出力し得る最大電圧まで高めるた
めに、図２の３パルス（図３（イ））から、図２（Ｂ）
の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最
小消弧期間θmin° に等しくなるインバータ２の出力周
波数のところで、図４のように１パルスに切換えると、
インバータ２の出力電圧ＶM は図４から容易にわかるよ
うに、図３の点線の如く急変する（この変化量について
後述する）。
【００１２】そこで、図２の３パルス（図３（イ))で、
図２の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要
な最小消弧期間θmin° に等しくなるインバータ２の出
力周波数のところで、パルス数切換え手段５４により、
搬送波発生手段５１の中の５１１から５１２に、また変
調発生手段５２の中の５２１から５２２にそれぞれ切換
える。搬送波発生手段５１の中の５１２は通常図５の
（Ａ）,（Ｃ）,（Ｅ）のＵ，Ｖ，Ｗ相の逆台形波（上辺
幅が１８０°で、下辺幅が６０°）を発生し、また変調
波発生手段５２の中の５２２は通常図５の（Ａ）,
（Ｃ）,（Ｅ）のＵ，Ｖ，Ｗ相の方形波を発生し、その
方形波と逆台形波を比較手段５３で比較して、図５の
（Ｂ）,（Ｄ）,（Ｆ）のような制御スイッチング素子Ｕ
Ｐ，ＶＰ，ＷＰ用パルスを出力する（図５の（Ｂ）,
（Ｄ）,（Ｆ）の反転したものが制御スイッチング素子
ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ用パルスとなる）。その結果、インバ
ータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は図５（Ｇ）のよう
な、幅１２０°の中央に位置する１つのパルスと、幅１
２０°の両外側に位置する２つのパルスとからなる３パ
ルスとなる。そのインバータ２の出力電圧は、インバー
タ２の出力周波数ｆに対して、図３となるように、図５
（Ｂ）の幅θ°つまり図５の（Ａ）,（Ｃ）,（Ｅ）の方
形波の波高値を、変調率演算回路１０の出力ＶC で変化
させることにより制御する（図３（ロ))。
図２の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要
な最小消弧期間θmin° に等しくなるインバータ２の出
力周波数のところで、パルス数切換え手段５４により、
搬送波発生手段５１の中の５１１から５１２に、また変
調発生手段５２の中の５２１から５２２にそれぞれ切換
える。搬送波発生手段５１の中の５１２は通常図５の
（Ａ）,（Ｃ）,（Ｅ）のＵ，Ｖ，Ｗ相の逆台形波（上辺
幅が１８０°で、下辺幅が６０°）を発生し、また変調
波発生手段５２の中の５２２は通常図５の（Ａ）,
（Ｃ）,（Ｅ）のＵ，Ｖ，Ｗ相の方形波を発生し、その
方形波と逆台形波を比較手段５３で比較して、図５の
（Ｂ）,（Ｄ）,（Ｆ）のような制御スイッチング素子Ｕ
Ｐ，ＶＰ，ＷＰ用パルスを出力する（図５の（Ｂ）,
（Ｄ）,（Ｆ）の反転したものが制御スイッチング素子
ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ用パルスとなる）。その結果、インバ
ータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は図５（Ｇ）のよう
な、幅１２０°の中央に位置する１つのパルスと、幅１
２０°の両外側に位置する２つのパルスとからなる３パ
ルスとなる。そのインバータ２の出力電圧は、インバー
タ２の出力周波数ｆに対して、図３となるように、図５
（Ｂ）の幅θ°つまり図５の（Ａ）,（Ｃ）,（Ｅ）の方
形波の波高値を、変調率演算回路１０の出力ＶC で変化
させることにより制御する（図３（ロ))。
【００１３】次に、インバータ２の出力電圧をインバー
タ２が出力し得る最大電圧まで高めるために、図５
（Ｂ）の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必
要な最小消弧期間θmin に等しくなるインバータ２の出
力周波数のところで、パルス数切換え手段５４により、
搬送波発生手段５１の中の５１２から５１３に切換え
る。この搬送波発生手段５１の中の５１３は０を発生
し、この０と変調波発生手段５２の中の５２２が発生す
る図５の（Ａ）,（Ｃ）,（Ｅ）の方形波を比較手段５３
で比較して、図６（Ｂ）のようなパルスを出力する。そ
の結果、インバータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は図
６（Ｂ）のような、幅１２０°の１パルスとなる。この
図６のような図５の３パルスと１パルスの切換えを、図
４のような図２の３パルスと１パルスの切換えと比べる
と、図６（Ａ）の３パルスの電圧面積は図６（Ｂ）の１
パルスの電圧面積と等しいのに対し、図４（Ａ）の３パ
ルスの電圧面積は図４（Ｂ）の１パルスの電圧面積より
小さいため、図６の３パルスと１パルスの切換えの方
が、インバータ２の出力電圧の変化量は小さく、かつイ
ンバータ２の出力電圧の基本波成分の位切ずれも生じな
いことが容易にわかる。
タ２が出力し得る最大電圧まで高めるために、図５
（Ｂ）の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必
要な最小消弧期間θmin に等しくなるインバータ２の出
力周波数のところで、パルス数切換え手段５４により、
搬送波発生手段５１の中の５１２から５１３に切換え
る。この搬送波発生手段５１の中の５１３は０を発生
し、この０と変調波発生手段５２の中の５２２が発生す
る図５の（Ａ）,（Ｃ）,（Ｅ）の方形波を比較手段５３
で比較して、図６（Ｂ）のようなパルスを出力する。そ
の結果、インバータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は図
６（Ｂ）のような、幅１２０°の１パルスとなる。この
図６のような図５の３パルスと１パルスの切換えを、図
４のような図２の３パルスと１パルスの切換えと比べる
と、図６（Ａ）の３パルスの電圧面積は図６（Ｂ）の１
パルスの電圧面積と等しいのに対し、図４（Ａ）の３パ
ルスの電圧面積は図４（Ｂ）の１パルスの電圧面積より
小さいため、図６の３パルスと１パルスの切換えの方
が、インバータ２の出力電圧の変化量は小さく、かつイ
ンバータ２の出力電圧の基本波成分の位切ずれも生じな
いことが容易にわかる。
【００１４】ここで、図５の３パルスと１パルスの切換
え（図６）時のインバータ２の出力電圧の変化量を、図
２の３パルスと１パルスの切換え（図４）の場合と比較
する。
え（図６）時のインバータ２の出力電圧の変化量を、図
２の３パルスと１パルスの切換え（図４）の場合と比較
する。
【００１５】図５の３パルス時のインバータ２の出力電
圧波形をフーリエ級数に展開すると、その基本波成分の
大きさ（実効値）ＶN3は、
圧波形をフーリエ級数に展開すると、その基本波成分の
大きさ（実効値）ＶN3は、
【００１６】
【数１】
【００１７】となり、同様に図２の３パルス時のインバ
ータ２の出力電圧波形の基本波成分（実効値）ＶO3は、
ータ２の出力電圧波形の基本波成分（実効値）ＶO3は、
【００１８】
【数２】
【００１９】となる。ただし、数１と数２のＥS は直流
電源１の電圧値である。
電源１の電圧値である。
【００２０】数１と数２より、幅θ°に対するＶN3とＶ
O3を、１パルスつまりθ＝０の時の値で正規化し、それ
ぞれＶN3′とＶO3′で表わして図にすると、図７のよう
になる。この図７からわかるように、幅θ°が同じで
も、図５の３パルスの方（ＶN3′）が図２の３パルスの
場合（ＶO3′）よりインバータ２の出力電圧が高いの
で、図２の３パルス（図３（イ））と図５の３パルス
（図３（ロ））を切換える時、インバータ２の出力電圧
ＶM が図３のように連続となるように、幅θ°を変調率
演算回路１０の出力の出力ＶC により制御する。そし
て、車両用インバータを例にして、制御スイッチング素
子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期間Ｔmin を２４０μ
ｓ、１パルスに切換える時のインバータ２の出力周波数
ｆ＝７５Ｈｚとすると、Ｔmin （＝２４０μｓ）に対応
する最小消弧期間θmin は、
O3を、１パルスつまりθ＝０の時の値で正規化し、それ
ぞれＶN3′とＶO3′で表わして図にすると、図７のよう
になる。この図７からわかるように、幅θ°が同じで
も、図５の３パルスの方（ＶN3′）が図２の３パルスの
場合（ＶO3′）よりインバータ２の出力電圧が高いの
で、図２の３パルス（図３（イ））と図５の３パルス
（図３（ロ））を切換える時、インバータ２の出力電圧
ＶM が図３のように連続となるように、幅θ°を変調率
演算回路１０の出力の出力ＶC により制御する。そし
て、車両用インバータを例にして、制御スイッチング素
子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期間Ｔmin を２４０μ
ｓ、１パルスに切換える時のインバータ２の出力周波数
ｆ＝７５Ｈｚとすると、Ｔmin （＝２４０μｓ）に対応
する最小消弧期間θmin は、
【００２１】
【数３】
【００２２】となるので、図７（数１と数２）より、図
２の３パルスでは１パルスの８８.７％の電圧しか得ら
れないのに対し、図５の３パルスでは１パルスの９８.
７％ の電圧まで高められ、１パルスに切換える時の電
圧変化量が非常に小さいことがわかる。
２の３パルスでは１パルスの８８.７％の電圧しか得ら
れないのに対し、図５の３パルスでは１パルスの９８.
７％ の電圧まで高められ、１パルスに切換える時の電
圧変化量が非常に小さいことがわかる。
【００２３】最後に、図２（Ｂ）と図５（Ｂ）の３パル
ス及び図４（図６）の（Ｂ）の１パルスを発生する図１
の変調回路５の具体的な詳細構成を図８に示す。なお、
図１と図８の同じ番号・符号は同じ機能を有している。
ただし、図１では変調動作を、変調波と搬送波の交流波
形の直接比較で説明したが、図８の具体例では、回路を
簡単にするため、図９により以下説明するように、直流
的な搬送波（図９の（イ）,（ヘ）,（ヌ））と直流レベ
ル（図９のＶC ）の比較結果（図９の（イ）,（ト）,
（ル））を、直流的な変調波（図９の（ニ）,（チ）,
（オ））で正期間と負期間に振分ける方式としている。
その図８の動作を図９により説明する。
ス及び図４（図６）の（Ｂ）の１パルスを発生する図１
の変調回路５の具体的な詳細構成を図８に示す。なお、
図１と図８の同じ番号・符号は同じ機能を有している。
ただし、図１では変調動作を、変調波と搬送波の交流波
形の直接比較で説明したが、図８の具体例では、回路を
簡単にするため、図９により以下説明するように、直流
的な搬送波（図９の（イ）,（ヘ）,（ヌ））と直流レベ
ル（図９のＶC ）の比較結果（図９の（イ）,（ト）,
（ル））を、直流的な変調波（図９の（ニ）,（チ）,
（オ））で正期間と負期間に振分ける方式としている。
その図８の動作を図９により説明する。
【００２４】図８において、インバータ周波数ｆに準拠
した周波数ｆ0 をカウンタ５１４でカウントし、搬送三
角波記憶素子５１１′のＲＯＭ４（Read Only Memory）
と変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１から、
図９の（イ）と（ニ）のような三角波と方形波を出力す
る。図９（イ）の三角波は変調率演算回路１０の直流レ
ベル出力ＶC と比較器５３１で比較されて、比較器５３
１は図９（ロ）のようなパルスを出力し、その出力は図
９（ニ）の方形波と共に排他的論理和５３２に与えら
れ、排他的論理和５３２は図９（ホ）のようなつまり図
２（Ｂ）と同じ３パルスを発生する。なお、搬送三角波
記憶素子５１１′のＲＯＭ５〜８は、三角波と正弦波の
比較により得られるパルス数（パルス列）、例えば５，
９，１５，２７と同じパルス数が得られるような三角波
を記憶させてあり、そのパルス数は前述の図３のよう
に、インバータ周波数ｆに対応して、パルス数切換え手
段５４により切換える。即ち、インバータ２の出力周波
数ｆにより、パルス数を切換えるインバータ２の出力周
波数をあらかじめ設定したパルス数選択器５４１で、１
つのパルス数信号を選択し、その出力により、パルス数
切換え器５４２の開閉素子５４２１〜５４２７の中の１
つを動作させ、加算素子５４２８を介して、搬送波発生
手段５１の出力（ＲＯＭ２〜８）つまりパルス数を切換
える。
した周波数ｆ0 をカウンタ５１４でカウントし、搬送三
角波記憶素子５１１′のＲＯＭ４（Read Only Memory）
と変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１から、
図９の（イ）と（ニ）のような三角波と方形波を出力す
る。図９（イ）の三角波は変調率演算回路１０の直流レ
ベル出力ＶC と比較器５３１で比較されて、比較器５３
１は図９（ロ）のようなパルスを出力し、その出力は図
９（ニ）の方形波と共に排他的論理和５３２に与えら
れ、排他的論理和５３２は図９（ホ）のようなつまり図
２（Ｂ）と同じ３パルスを発生する。なお、搬送三角波
記憶素子５１１′のＲＯＭ５〜８は、三角波と正弦波の
比較により得られるパルス数（パルス列）、例えば５，
９，１５，２７と同じパルス数が得られるような三角波
を記憶させてあり、そのパルス数は前述の図３のよう
に、インバータ周波数ｆに対応して、パルス数切換え手
段５４により切換える。即ち、インバータ２の出力周波
数ｆにより、パルス数を切換えるインバータ２の出力周
波数をあらかじめ設定したパルス数選択器５４１で、１
つのパルス数信号を選択し、その出力により、パルス数
切換え器５４２の開閉素子５４２１〜５４２７の中の１
つを動作させ、加算素子５４２８を介して、搬送波発生
手段５１の出力（ＲＯＭ２〜８）つまりパルス数を切換
える。
【００２５】次に、パルス数切換え手段５４により、搬
送三角波記憶素子５１１′（ROM4）から逆台形波記憶素
子５１２′（ＲＯＭ３）に切換えると、搬送逆台形記憶
素子５１２′（ＲＯＭ３）から、図９（ヘ）のような逆
台形波（上辺幅１８０°，下辺幅６０°）を出力する。
この図９（ヘ）の逆台形波は変調率演算回路１０の直流
レベル出力ＶC と比較器５３１で比較され、比較器５３
１は図９（ト）のようなパルスを出力する。この出力は
変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１の出力で
ある図９(チ)（図９（ニ))のような方形波と共に排他的
論理和５３２に与えられ、非他的論理和５３２は図９
（リ）のようなつまり図５（Ｂ）と同じ３パルスを発生
する。
送三角波記憶素子５１１′（ROM4）から逆台形波記憶素
子５１２′（ＲＯＭ３）に切換えると、搬送逆台形記憶
素子５１２′（ＲＯＭ３）から、図９（ヘ）のような逆
台形波（上辺幅１８０°，下辺幅６０°）を出力する。
この図９（ヘ）の逆台形波は変調率演算回路１０の直流
レベル出力ＶC と比較器５３１で比較され、比較器５３
１は図９（ト）のようなパルスを出力する。この出力は
変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１の出力で
ある図９(チ)（図９（ニ))のような方形波と共に排他的
論理和５３２に与えられ、非他的論理和５３２は図９
（リ）のようなつまり図５（Ｂ）と同じ３パルスを発生
する。
【００２６】さらに、パルス数切換え手段５４により、
逆台形波記憶素子５１２′（ROM3)から０記憶素子５１
３′（ＲＯＭ２）に切換えると、０記憶素子５１３′(R
OM2)から、図９（ヌ）のような０信号を出力する。この
図９（ヌ）の０信号は変調率演算回路１０の直流レベル
出力ＶC と比較器５３１で比較され、比較器５３１は図
９（ル）のような０信号を出力する。この出力は変調波
発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１の出力である図
９（オ）（図９の（ニ），（チ))のような方形波と共に
排他的論理和５３２に与えられ、排他的論理和５３２は
図９（ワ）のようなつまり図４（図６）の（Ｂ）と同じ
１パルスを発生する。
逆台形波記憶素子５１２′（ROM3)から０記憶素子５１
３′（ＲＯＭ２）に切換えると、０記憶素子５１３′(R
OM2)から、図９（ヌ）のような０信号を出力する。この
図９（ヌ）の０信号は変調率演算回路１０の直流レベル
出力ＶC と比較器５３１で比較され、比較器５３１は図
９（ル）のような０信号を出力する。この出力は変調波
発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１の出力である図
９（オ）（図９の（ニ），（チ))のような方形波と共に
排他的論理和５３２に与えられ、排他的論理和５３２は
図９（ワ）のようなつまり図４（図６）の（Ｂ）と同じ
１パルスを発生する。
【００２７】以上の説明は、図２（図９（ホ))の３パル
スから図５（図９（リ))の３パルスを経て１パルス（図
９（ワ))に切換える場合であったが、図２の３パルスを
省略して、５パルスから直接図５の３パルスを経て１パ
ルスに切換えても良いということはもちろんである。こ
の場合、図２の３パルスが図５の３パルスに置き代わる
だけで、部品数はほとんど増加しない。ただし、５パル
スから図５の３パルスに切換える場合、図３からわかる
ように、図２の３パルスから図５の３パルスに切換える
場合より、インバータ２の出力電圧ＶM が小さいつまり
図５の幅θ°が大きなる（図７参照）ので、インバータ
２の出力電流波形が悪く（リップルが大きく）なり、イ
ンバータ２の転流能力を増加させる（インバータ２の大
形化）要因となるので十分な検討を要する。
スから図５（図９（リ))の３パルスを経て１パルス（図
９（ワ))に切換える場合であったが、図２の３パルスを
省略して、５パルスから直接図５の３パルスを経て１パ
ルスに切換えても良いということはもちろんである。こ
の場合、図２の３パルスが図５の３パルスに置き代わる
だけで、部品数はほとんど増加しない。ただし、５パル
スから図５の３パルスに切換える場合、図３からわかる
ように、図２の３パルスから図５の３パルスに切換える
場合より、インバータ２の出力電圧ＶM が小さいつまり
図５の幅θ°が大きなる（図７参照）ので、インバータ
２の出力電流波形が悪く（リップルが大きく）なり、イ
ンバータ２の転流能力を増加させる（インバータ２の大
形化）要因となるので十分な検討を要する。
【００２８】即ち、図１及び図８の実施例のように、図
２（図９（ホ))の３パルスから図５（図９（リ))の３パ
ルスを経て１パルス（図９（ワ))に切換える方式は、図
２の３パルスを省略して、５パルスから直接図５の３パ
ルスを経て１パルスに切換える方式より、インバータ２
の出力電流のリップルが大きくならずつまりインバータ
２の転流能力を増加させる（インバータ２の大形化）こ
ともないという効果がある。
２（図９（ホ))の３パルスから図５（図９（リ))の３パ
ルスを経て１パルス（図９（ワ))に切換える方式は、図
２の３パルスを省略して、５パルスから直接図５の３パ
ルスを経て１パルスに切換える方式より、インバータ２
の出力電流のリップルが大きくならずつまりインバータ
２の転流能力を増加させる（インバータ２の大形化）こ
ともないという効果がある。
【００２９】さらに、図５（図９（ヘ）〜（リ))の３パ
ルスでは、インバータ２の出力電圧ＶM（ＶN3′)は幅θ
°に対して、図７の実線のような非線形となるため、搬
送波発生手段５１の中の５１２′からは、図１０の点線
のような図９（ヘ）の逆台形波ではなく、図１０の実線
のような湾曲した逆台形波を発生させれば、変調率演算
回路１０の出力ＶC の変化に対して幅θ°の変化が非線
形となり、インバータ２の出力電圧ＶM が直線的に変化
するという効果がある。また、搬送波発生手段５１の中
の５１２′から、図１１の点線のような図９（ヘ）の逆
台形波でなく、図１１の実線のような逆台形波の両側が
平らな波形を発生させて、その平らな幅を、制御スイッ
チング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期間θmin と等
しくすれば、変調率演算回路１０の出力ＶC の増加によ
り、θ＜θmin で自動的に１パルスとなるため、搬送波
発生手段５１の中の５１３′を省略できるという効果が
ある。
ルスでは、インバータ２の出力電圧ＶM（ＶN3′)は幅θ
°に対して、図７の実線のような非線形となるため、搬
送波発生手段５１の中の５１２′からは、図１０の点線
のような図９（ヘ）の逆台形波ではなく、図１０の実線
のような湾曲した逆台形波を発生させれば、変調率演算
回路１０の出力ＶC の変化に対して幅θ°の変化が非線
形となり、インバータ２の出力電圧ＶM が直線的に変化
するという効果がある。また、搬送波発生手段５１の中
の５１２′から、図１１の点線のような図９（ヘ）の逆
台形波でなく、図１１の実線のような逆台形波の両側が
平らな波形を発生させて、その平らな幅を、制御スイッ
チング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期間θmin と等
しくすれば、変調率演算回路１０の出力ＶC の増加によ
り、θ＜θmin で自動的に１パルスとなるため、搬送波
発生手段５１の中の５１３′を省略できるという効果が
ある。
【００３０】以上のパルス数切換えは、インバータ２の
出力周波数ｆが増加する場合を対象としたが、インバー
タ２の出力周波数ｆが減少する場合のパルス数切換えは
逆の制御（図３参照）となり、前述の効果が損なわれる
ものではないということはもちろんである。
出力周波数ｆが増加する場合を対象としたが、インバー
タ２の出力周波数ｆが減少する場合のパルス数切換えは
逆の制御（図３参照）となり、前述の効果が損なわれる
ものではないということはもちろんである。
【００３１】
【発明の効果】本発明によれば、３パルスと１パルス間
のパルス数切換え時において、インバータ出力電圧の変
化量が非常に小さく、かつその基本波成分の位相ずれも
生じないので、インバータ出力電流のはね上りが非常
に小さくなり、インバータが転流失敗することもなく
（転流能力の軽減）、トルク変動も非常に小さく誘導
電動機を円滑に運転できるという効果がある。
のパルス数切換え時において、インバータ出力電圧の変
化量が非常に小さく、かつその基本波成分の位相ずれも
生じないので、インバータ出力電流のはね上りが非常
に小さくなり、インバータが転流失敗することもなく
（転流能力の軽減）、トルク変動も非常に小さく誘導
電動機を円滑に運転できるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示すパルス幅変調インバー
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成図。
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成図。
【図２】正弦波と三角波の比較による３パルス波形図。
【図３】インバータ出力周波数に対するパルス数及びイ
ンバータ出力電圧の関係図。
ンバータ出力電圧の関係図。
【図４】図２の３パルスと１パルスの波形関係図。
【図５】方形波は逆台形波の比較による３パルスの波形
図。
図。
【図６】図５のパルスと１パルスの波形関係図。
【図７】図２と図５の３パルスにおけるインバータ出力
電圧の特性図。
電圧の特性図。
【図８】変調回路の詳細構成図。
【図９】図８の動作説明図。
【図１０】図８の動作説明図。
【図１１】図８の動作説明図。
１…直流電源、２…インバータ、３…誘導電動機、４…
ゲート信号処理回路、５…変調回路、５１…搬送波発生
手段、５２…変調波発生手段、５３…比較手段、５４…
パルス数切換え手段。
ゲート信号処理回路、５…変調回路、５１…搬送波発生
手段、５２…変調波発生手段、５３…比較手段、５４…
パルス数切換え手段。
Claims (2)
- 【請求項１】直流電圧を入力し、可変周波数の交流出力
電圧を発生する複数のスイッチング素子（ＵＰ，ＶＰ，
ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）からなるインバータが、交流
出力電圧の基本波の大きさと周波数を決定する変調波と
搬送波を比較して前記スイッチング素子のゲート信号を
発生し、それによって前記インバータをＰＷＭ動作させ
る変調手段（５）を有するものであって、 交流出力電圧の半サイクル内の電圧パルス数により定義
されるＰＷＭ制御のパルスモードを、交流出力電圧の電
気角にして１２０°の期間内に３つの電圧パルスが存在
する第１の３パルスモードから、交流出力電圧の電気角
にして１２０°期間の中央に位置する１つのパルスと該
１２０°の期間の両外側に対照的に位置する２つのサイ
ドパルスからなる第２の３パルスモードを介して、交流
出力電圧の半サイクル内に単一の電圧パルスのみを含む
１パルスモードヘ切換えるパルス幅変調インバータの制
御方法において、 前記第１の３パルスモードから前記第２の３パルスモー
ドへの切換えは、前記第１の３パルスモードでの交流出
力電圧の電圧パルスの幅θ°が、スイッチング素子に必
要な最小消弧期間θ min ° にほぼ等しくなった時点で行
うようにしたことを特徴とするパルス幅変調インバータ
の制御方法。 - 【請求項２】請求項１において、前記第２の３パルスモ
ードと１パルスモード間の切換えは、前記第２の３パル
スモードでの交流出力電圧の電圧パルスの幅θ°が、ス
イッチング素子に必要な最小消弧期間θ min ° にほぼ等
しくなった時点で行うようにしたことを特徴とするパル
ス幅変調インバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3279170A JPH0810995B2 (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | パルス幅変調インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3279170A JPH0810995B2 (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | パルス幅変調インバータの制御方法 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61003441A Division JPS62163589A (ja) | 1986-01-13 | 1986-01-13 | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05130792A JPH05130792A (ja) | 1993-05-25 |
| JPH0810995B2 true JPH0810995B2 (ja) | 1996-01-31 |
Family
ID=17607427
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3279170A Expired - Lifetime JPH0810995B2 (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | パルス幅変調インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0810995B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4707740B2 (ja) * | 2007-07-26 | 2011-06-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JPWO2011135695A1 (ja) * | 2010-04-28 | 2013-07-18 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| WO2022227009A1 (en) * | 2021-04-30 | 2022-11-03 | Shanghai Square Plus Information Technology Consulting Ltd. | Automotive emc compatible wireless charging device |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62163589A (ja) * | 1986-01-13 | 1987-07-20 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
-
1991
- 1991-10-25 JP JP3279170A patent/JPH0810995B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05130792A (ja) | 1993-05-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |