JPH0811062Y2 - スイツチング電源 - Google Patents
スイツチング電源Info
- Publication number
- JPH0811062Y2 JPH0811062Y2 JP1987186886U JP18688687U JPH0811062Y2 JP H0811062 Y2 JPH0811062 Y2 JP H0811062Y2 JP 1987186886 U JP1987186886 U JP 1987186886U JP 18688687 U JP18688687 U JP 18688687U JP H0811062 Y2 JPH0811062 Y2 JP H0811062Y2
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- capacitors
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Description
【考案の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本考案は、交流電源切換入力方式のスイッチング電源
に係り、特に交流電源に対する漏洩電流抑制回路に関す
る。
に係り、特に交流電源に対する漏洩電流抑制回路に関す
る。
B.考案の概要 本考案は、交流電源入力端子と接地端子間にコモンモ
ードノイズ除去用コンデンサを設け、スイッチングトラ
ンスの直流側ラインと接地端子間にリップル低減用コン
デンサを設けた交流電源切換入力方式のスイッチング電
源において、 コモンモードノイズ除去用とリップル低減用との各コ
ンデンサの容量関係を設定することにより、 漏洩電流を抑制しながらコモンモードノイズ及びリッ
プルの低減を図ることができるようにしたものである。
ードノイズ除去用コンデンサを設け、スイッチングトラ
ンスの直流側ラインと接地端子間にリップル低減用コン
デンサを設けた交流電源切換入力方式のスイッチング電
源において、 コモンモードノイズ除去用とリップル低減用との各コ
ンデンサの容量関係を設定することにより、 漏洩電流を抑制しながらコモンモードノイズ及びリッ
プルの低減を図ることができるようにしたものである。
C.従来の技術 第２図は交流電源切換入力方式のスイッチング電源の
回路図を示す。交流電源入力端子U,Vには100V又は200V
の交流電源が切り換えて接続され、その電圧に応じてス
イッチSWが切り換えられる。この端子U,Vから印加され
た交流電圧は、コンデンサC1，C2とリアクトルL1，L2か
ら成るノーマルモード除去用フイルターによってライン
間ノイズが除去され、コンデンサC3，C4によって接地端
子Ｇにコモンモードノイズが吸収される。さらに、交流
電圧は突入電流抑制抵抗R1を通してダイオードD1〜D4の
整流回路による整流がなされる。この整流は、スイッチ
SWが200V側にあるときにはダイオードD1〜D4で全波整流
し、スイッチSWが100V側にあるときは平滑用コンデンサ
C5，C6の中点に対してダイオードD1とD2によって半波整
流することで倍電圧整流を得る。抵抗R2，R3は均圧抵抗
である。
回路図を示す。交流電源入力端子U,Vには100V又は200V
の交流電源が切り換えて接続され、その電圧に応じてス
イッチSWが切り換えられる。この端子U,Vから印加され
た交流電圧は、コンデンサC1，C2とリアクトルL1，L2か
ら成るノーマルモード除去用フイルターによってライン
間ノイズが除去され、コンデンサC3，C4によって接地端
子Ｇにコモンモードノイズが吸収される。さらに、交流
電圧は突入電流抑制抵抗R1を通してダイオードD1〜D4の
整流回路による整流がなされる。この整流は、スイッチ
SWが200V側にあるときにはダイオードD1〜D4で全波整流
し、スイッチSWが100V側にあるときは平滑用コンデンサ
C5，C6の中点に対してダイオードD1とD2によって半波整
流することで倍電圧整流を得る。抵抗R2，R3は均圧抵抗
である。
整流平滑による直流電圧はスイッチングトランスTRの
一次巻線とスイッチングトランジスタMOSの直流回路に
印加され、該トランジスタMOSの高周波スイッチ動作に
よりトランスTRの二次側に交流電圧として取出される。
コンデンサC7と抵抗R4とダイオードD5はトランジスタMO
Sのオフ時の逆起電力を吸収するスナバ回路にされる。
一次巻線とスイッチングトランジスタMOSの直流回路に
印加され、該トランジスタMOSの高周波スイッチ動作に
よりトランスTRの二次側に交流電圧として取出される。
コンデンサC7と抵抗R4とダイオードD5はトランジスタMO
Sのオフ時の逆起電力を吸収するスナバ回路にされる。
トランスTRの二次出力はダイオードD6とフライホイー
ルダイオードD7とチョークコイルL2によって整流され、
平滑用コンデンサC8で平滑されて負荷LOADに提供され
る。R5はダミー抵抗、C9，C10は出力電圧リップルノイ
ズ除去のためのコモンモードノイズ除去用コンデンサで
ある。
ルダイオードD7とチョークコイルL2によって整流され、
平滑用コンデンサC8で平滑されて負荷LOADに提供され
る。R5はダミー抵抗、C9，C10は出力電圧リップルノイ
ズ除去のためのコモンモードノイズ除去用コンデンサで
ある。
直流出力電圧Edcは、誤差増幅器AERRによって設定電
圧との比較がなされ、この出力に応じてPWM制御回路CON
Tがパルス幅変調したトランジスタMOSのドライズを行う
ことで設定電圧にフィールドバック制御される。
圧との比較がなされ、この出力に応じてPWM制御回路CON
Tがパルス幅変調したトランジスタMOSのドライズを行う
ことで設定電圧にフィールドバック制御される。
こうした構成において、出力電圧Edcに含まれるリッ
プルノイズはトランジスタMOSのスイッチング動作に伴
うものであるため、コンデンサC3，C4等によるリップル
ノイズ除去効果は少ない。そこで、トランスTRの一次側
直流ラインのリップルノイズを減少することで直流出力
Edcのリップルノイズを除去するよう、直流ラインと接
地ライン間にコンデンサC11とC12を設けている。これら
コンデンサC11，C12は通常同じ容量にされ、またコンデ
ンサC3，C4と同じにされることが多い。
プルノイズはトランジスタMOSのスイッチング動作に伴
うものであるため、コンデンサC3，C4等によるリップル
ノイズ除去効果は少ない。そこで、トランスTRの一次側
直流ラインのリップルノイズを減少することで直流出力
Edcのリップルノイズを除去するよう、直流ラインと接
地ライン間にコンデンサC11とC12を設けている。これら
コンデンサC11，C12は通常同じ容量にされ、またコンデ
ンサC3，C4と同じにされることが多い。
D.考案が解決しようとする問題点 従来の構成において、コンデンサC11，C12は、その容
量を大きくするほど直流ラインのリップルノイズ低減効
果を大きくするが、端子U,Vから見た漏洩電流を増大さ
せると共に、該漏洩電流が100V入力時にＵ相とＶ相で大
きくアンバランスになる問題があった。これを以下に詳
細に説明する。
量を大きくするほど直流ラインのリップルノイズ低減効
果を大きくするが、端子U,Vから見た漏洩電流を増大さ
せると共に、該漏洩電流が100V入力時にＵ相とＶ相で大
きくアンバランスになる問題があった。これを以下に詳
細に説明する。
第３図は、第２図における端子U,VからAC100Vを印加
するときの整流平滑回路図を示し、一点鎖線の矢印でコ
ンデンサC5，C6への充電電流経路を示す。同図におい
て、端子Ｕ又はＶと接地端子Ｇ間の漏洩電流測定には当
該端子Ｕ又はＶと端子Ｇ間に人体の抵抗値を模擬するIK
Ω又は1.5KΩの測定抵抗と直列に漏洩電流計を接続した
状態で漏洩電流計の電流値のうち大きい方の電流値を漏
洩電流とする。
するときの整流平滑回路図を示し、一点鎖線の矢印でコ
ンデンサC5，C6への充電電流経路を示す。同図におい
て、端子Ｕ又はＶと接地端子Ｇ間の漏洩電流測定には当
該端子Ｕ又はＶと端子Ｇ間に人体の抵抗値を模擬するIK
Ω又は1.5KΩの測定抵抗と直列に漏洩電流計を接続した
状態で漏洩電流計の電流値のうち大きい方の電流値を漏
洩電流とする。
この漏洩電流測定抵抗を接続した状態での主な漏洩電
流経路は第４図又は第５図に破線矢印で示す。両図中、
PSはAC100Vの単相電源、Rmは漏洩電流側測定のための測
定抵抗、ALは漏洩電流計である。第４図はＵ相の漏洩電
流測定時の電流経路を示し、この状態での電流計ALの電
流値が端子U,G間に人体が触れたときの電流になる。同
図中、各素子の抵抗値は第３図に示す容量、抵抗値にあ
るときの電源PSの周波数から換算した値を示す。これら
抵抗値から、コンデンサC3の抵抗値318KΩが抵抗Rmに較
べて十分に大きいため、端子ＶとＧ間の漏洩電流の殆ど
は抵抗Rmを流れ、該コンデンサC3の漏洩電流は無視して
十分な精度になる。また、端子ＧとＶ間ではコンデンサ
C5，C6及び抵抗R1（起動後に短絡される場合もある）の
抵抗値が十分に小さくなる。従って、漏洩電流短絡は図
示の破線矢印で示すようになり、該漏洩電流の総和はコ
ンデンサC4とC11とC12の並列回路のインピーダンスで決
まり、該電流は抵抗Rmの電流にほぼ一致する。
流経路は第４図又は第５図に破線矢印で示す。両図中、
PSはAC100Vの単相電源、Rmは漏洩電流側測定のための測
定抵抗、ALは漏洩電流計である。第４図はＵ相の漏洩電
流測定時の電流経路を示し、この状態での電流計ALの電
流値が端子U,G間に人体が触れたときの電流になる。同
図中、各素子の抵抗値は第３図に示す容量、抵抗値にあ
るときの電源PSの周波数から換算した値を示す。これら
抵抗値から、コンデンサC3の抵抗値318KΩが抵抗Rmに較
べて十分に大きいため、端子ＶとＧ間の漏洩電流の殆ど
は抵抗Rmを流れ、該コンデンサC3の漏洩電流は無視して
十分な精度になる。また、端子ＧとＶ間ではコンデンサ
C5，C6及び抵抗R1（起動後に短絡される場合もある）の
抵抗値が十分に小さくなる。従って、漏洩電流短絡は図
示の破線矢印で示すようになり、該漏洩電流の総和はコ
ンデンサC4とC11とC12の並列回路のインピーダンスで決
まり、該電流は抵抗Rmの電流にほぼ一致する。
次に、Ｖ相の漏洩電流測定は、第５図に示すように、
測定抵抗Rmと電流計ALを端子ＶとＧ間に接続し、電流計
ALの電流値が端子V,G間に人体が触れたときの電流にな
る。このとき、抵抗Rmの抵抗値に較べてコンデンサC4，
C11，C12の抵抗値が十分に大きいため、これらコンデン
サを通して流れる漏洩電流は無視でき、破線矢印で示す
経路のみになって漏洩電流の総和はコンデンサC3のイン
ピーダンスで決まるもので、それは抵抗Rmの電流にほぼ
一致する。
測定抵抗Rmと電流計ALを端子ＶとＧ間に接続し、電流計
ALの電流値が端子V,G間に人体が触れたときの電流にな
る。このとき、抵抗Rmの抵抗値に較べてコンデンサC4，
C11，C12の抵抗値が十分に大きいため、これらコンデン
サを通して流れる漏洩電流は無視でき、破線矢印で示す
経路のみになって漏洩電流の総和はコンデンサC3のイン
ピーダンスで決まるもので、それは抵抗Rmの電流にほぼ
一致する。
上述までのことから、端子ＵとＧ又は端子ＶとＧ間の
漏洩電流測定には一方がコンデンサC4，C11，C12の並列
インピーダンスに対応し、他方がコンデンサC3のインピ
ーダンスに対応し、両者のうち漏洩電流の大きい端子Ｖ
とＧ間の電流値がスイッチング電源の漏洩電流とされ
る。従って、直流出力のリップル分を低減するために設
けるコンデンサC11，C12はその容量を大きくするほど漏
洩電流を増大させると共にアンバランス起こす。
漏洩電流測定には一方がコンデンサC4，C11，C12の並列
インピーダンスに対応し、他方がコンデンサC3のインピ
ーダンスに対応し、両者のうち漏洩電流の大きい端子Ｖ
とＧ間の電流値がスイッチング電源の漏洩電流とされ
る。従って、直流出力のリップル分を低減するために設
けるコンデンサC11，C12はその容量を大きくするほど漏
洩電流を増大させると共にアンバランス起こす。
E.問題点を解決するための手段と作用 本考案は上記問題点に鑑みてなされたもので、交流電
源の入力端子U,Vと接地端子Ｇ間に夫々コモンモードノ
イズ除去用コンデンサC3，C4を設け、交流電圧を全波整
流する整流回路D1〜D4を設け、該整流回路の整流出力端
に直列接続で平滑用コンデンサC5，C6を設け、該交流電
源を該整流回路の入力端に接続する全波整流と該交流電
源が1/2の電圧の電源に切換えられたときに該交流電源
の一端を該平滑用コンデンサの中点に接続する倍電圧整
流とを切り換えるスイッチSWを設け、該平滑用コンデン
サの両端になる直流電源ラインをスイッチングトランス
の直流電源とし、該直流電源ラインと交流電源の接地端
子Ｇ間に夫々直流出力リップル低減用コンデンサC11，C
12を設けたスイッチング電源において、 前記平滑用コンデンサの中点に接続されない端子Ｕと
接地端子Ｇ間に接続されるコンデンサC3の容量は、他方
の端子Ｖと接地端子Ｇ間に接続されるコンデンサC4と前
記リップル低減用コンデンサC11，C12の総容量にほぼ等
しくし、端子U,Vから接地端子Ｇを見たインピーダンス
が等しくなるようにし、漏洩電流を抑制しながら直流出
力リップルの低減又はコモンモードノイズの除去のため
のコンデンサ容量を確保する。
源の入力端子U,Vと接地端子Ｇ間に夫々コモンモードノ
イズ除去用コンデンサC3，C4を設け、交流電圧を全波整
流する整流回路D1〜D4を設け、該整流回路の整流出力端
に直列接続で平滑用コンデンサC5，C6を設け、該交流電
源を該整流回路の入力端に接続する全波整流と該交流電
源が1/2の電圧の電源に切換えられたときに該交流電源
の一端を該平滑用コンデンサの中点に接続する倍電圧整
流とを切り換えるスイッチSWを設け、該平滑用コンデン
サの両端になる直流電源ラインをスイッチングトランス
の直流電源とし、該直流電源ラインと交流電源の接地端
子Ｇ間に夫々直流出力リップル低減用コンデンサC11，C
12を設けたスイッチング電源において、 前記平滑用コンデンサの中点に接続されない端子Ｕと
接地端子Ｇ間に接続されるコンデンサC3の容量は、他方
の端子Ｖと接地端子Ｇ間に接続されるコンデンサC4と前
記リップル低減用コンデンサC11，C12の総容量にほぼ等
しくし、端子U,Vから接地端子Ｇを見たインピーダンス
が等しくなるようにし、漏洩電流を抑制しながら直流出
力リップルの低減又はコモンモードノイズの除去のため
のコンデンサ容量を確保する。
F.実施例 第１図は本考案の一実施例を示す整流平滑回路図であ
る。同図が第３図と異なる部分は、倍電圧整流用コンデ
ンサC5，C6の中点に接続されないコンデンサC3の容量
（3300pF）に対してコンデンサC4，C11及びC12を夫々1/
3の容量（1100pF）にした点にある。即ち、コンデンサC
3，C4，C11，C12の容量関係を C3＝C4＋C11＋C12…… （１） とする。
る。同図が第３図と異なる部分は、倍電圧整流用コンデ
ンサC5，C6の中点に接続されないコンデンサC3の容量
（3300pF）に対してコンデンサC4，C11及びC12を夫々1/
3の容量（1100pF）にした点にある。即ち、コンデンサC
3，C4，C11，C12の容量関係を C3＝C4＋C11＋C12…… （１） とする。
上述の構成によれば、第３図乃至第５図の説明からも
明らかなように端子ＶとＧ間の漏洩電流と、整流ＵとＧ
間の漏洩電流は同じ値にバランスし、しかも従来装置の
漏洩電流値（最大値）の1/3になる。そして、コンデン
サC11，C12を設けることによって直流電圧リップルを低
減することができる。
明らかなように端子ＶとＧ間の漏洩電流と、整流ＵとＧ
間の漏洩電流は同じ値にバランスし、しかも従来装置の
漏洩電流値（最大値）の1/3になる。そして、コンデン
サC11，C12を設けることによって直流電圧リップルを低
減することができる。
換言すれば、コンデンサC11，C12の容量を従来と同じ
3300pFにして同等のリップル低減効果を得るのに、コン
デンサC3とC4の要量をC3＝10000pF、C4＝3300pFにして
従来と同等の漏洩電流値にしながらコモンモードノイズ
の除去効果を高めることができる。
3300pFにして同等のリップル低減効果を得るのに、コン
デンサC3とC4の要量をC3＝10000pF、C4＝3300pFにして
従来と同等の漏洩電流値にしながらコモンモードノイズ
の除去効果を高めることができる。
このように、リップル低減用コンデンサC11，C12の容
量はコモンモードノイズ除去用のコンデンサC3，C4の容
量との間を、前述の（１）式の関係に設定することによ
り、安全規格上要求される漏洩電流に制限しながらリッ
プル低減効果を得ることができる。つまり、必要（通電
電流）以上の電流容量を有するコンデンサを使用すると
いう無駄を無くすことが可能となる。
量はコモンモードノイズ除去用のコンデンサC3，C4の容
量との間を、前述の（１）式の関係に設定することによ
り、安全規格上要求される漏洩電流に制限しながらリッ
プル低減効果を得ることができる。つまり、必要（通電
電流）以上の電流容量を有するコンデンサを使用すると
いう無駄を無くすことが可能となる。
G.考案の効果 以上のとおり、本考案によれば交流電源切換入力方式
のスイツチング電源において、コモンモードノイズ除去
用コンデンサとリップル低減用コンデンサとの容量関係
を適切にすることで倍電圧整流時の漏洩電流アンバラン
スを無くすようにしたため、漏洩電流を抑制しながらコ
モンモードノイズ除去及びリップル低減を図ることがで
きる効果がある。
のスイツチング電源において、コモンモードノイズ除去
用コンデンサとリップル低減用コンデンサとの容量関係
を適切にすることで倍電圧整流時の漏洩電流アンバラン
スを無くすようにしたため、漏洩電流を抑制しながらコ
モンモードノイズ除去及びリップル低減を図ることがで
きる効果がある。
第１図は本考案の一実施例を示す回路図、第２図はスイ
ツチング電源の回路図、第３図は従来の整流平滑回路
図、第４図はＵ相の漏洩電流系統図、第５図はＶ相の漏
洩電流系統図である。 C3，C4…コモンモードノイズ除去用コンデンサ、C5，C6
…平滑用コンデンサ、TR…スイツチングトランス、MOS
…スイツチングトランジスタ、C9，C10…リップルノイ
ズ除去用コンデンサ、C11，C12…リップルノイズ除去用
コンデンサ、Rm…測定抵抗、AL…漏洩電流計。
ツチング電源の回路図、第３図は従来の整流平滑回路
図、第４図はＵ相の漏洩電流系統図、第５図はＶ相の漏
洩電流系統図である。 C3，C4…コモンモードノイズ除去用コンデンサ、C5，C6
…平滑用コンデンサ、TR…スイツチングトランス、MOS
…スイツチングトランジスタ、C9，C10…リップルノイ
ズ除去用コンデンサ、C11，C12…リップルノイズ除去用
コンデンサ、Rm…測定抵抗、AL…漏洩電流計。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源の入力端子（U,V）と該交流電源
の接地端子（Ｇ）間に夫々コモンモードノイズ除去用コ
ンデンサ（C3，C4）を設け、交流電圧を全波整流する整
流回路（D1〜D4）を設け、該整流回路の整流出力端に直
列接続で平滑用コンデンサ（C5，C6）を設け、該交流電
源を該整流回路の入力端に接続する全波整流と該交流電
源が1/2の電圧の電源に切換えられたときに該交流電源
の一端を該平滑用コンデンサの中点に接続する倍電圧整
流とを切り換えるスイッチ（SW）を設け、該平滑用コン
デンサの両端になる直流電源ラインをスイッチングトラ
ンスの直流電源とし、該直流電源ラインと交流電源の接
地端子（Ｇ）間に夫々直流出力リップル低減用コンデン
サ（C11，C12）を設けたスイッチング電源において、 前記平滑用コンデンサの中点に接続されない端子（Ｕ）
と接地端子（Ｇ）間に接続されるコンデンサ（C3）の容
量は、他方の端子（Ｖ）と接地端子（Ｇ）間に接続され
るコンデンサ（C4）と前記リップル低減用コンデンサ
（C11，C12）の総容量にほぼ等しくしたことを特徴とす
るスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987186886U JPH0811062Y2 (ja) | 1987-12-08 | 1987-12-08 | スイツチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1987186886U JPH0811062Y2 (ja) | 1987-12-08 | 1987-12-08 | スイツチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0190292U JPH0190292U (ja) | 1989-06-14 |
| JPH0811062Y2 true JPH0811062Y2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=31478086
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1987186886U Expired - Lifetime JPH0811062Y2 (ja) | 1987-12-08 | 1987-12-08 | スイツチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0811062Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5745295U (ja) * | 1980-08-26 | 1982-03-12 | ||
| JPS58196588U (ja) * | 1982-06-24 | 1983-12-27 | 山岸 紀久雄 | スイツチング電源 |
-
1987
- 1987-12-08 JP JP1987186886U patent/JPH0811062Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0190292U (ja) | 1989-06-14 |
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