JPH0811067Y2 - インバータ制御回路 - Google Patents
インバータ制御回路Info
- Publication number
- JPH0811067Y2 JPH0811067Y2 JP1988087335U JP8733588U JPH0811067Y2 JP H0811067 Y2 JPH0811067 Y2 JP H0811067Y2 JP 1988087335 U JP1988087335 U JP 1988087335U JP 8733588 U JP8733588 U JP 8733588U JP H0811067 Y2 JPH0811067 Y2 JP H0811067Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- pwm
- output
- inverter
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Description
【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案はPWM制御されるインバータの制御回路に関す
る。
る。
（従来技術及び考案が解決しようとする課題） 第４図は従来のインバータの制御回路を説明するブロ
ック図である。図において、直流入力DCの直流をインバ
ータ回路INVによって交流に変換し、インダクタＬとコ
ンデンサＣとからなる交流フィルターACFILによって正
弦波交流を交流出力ACに出力する。この直流交流変換に
際し、出力電圧信号Vacに交流フィルターACFILのコンデ
ンサＣの電流信号Icを加え、これらの検出信号VacとIc
との和と基準正弦波Vrを比較増幅回路AMPにて比較増幅
して得られた正弦波信号VsをPWM生成回路PWMに入力して
PWM信号Vpwmを得て、インバータ回路INVのスイッチング
素子（図示せず）を制御する信号を生成するドライバ回
路DR1に入力し、その出力でスイッチング素子を制御す
る。この制御技術を適用すると交流フィルターACFILのL
C直列共振を抑制することが可能となり、交流フィルタ
ーACFILの設計が容易になり、また、フィードバックル
ープの利得を高周波領域まで一定にすることができ、イ
ンバータINVの出力電圧波形の制御に非常に適してい
る。
ック図である。図において、直流入力DCの直流をインバ
ータ回路INVによって交流に変換し、インダクタＬとコ
ンデンサＣとからなる交流フィルターACFILによって正
弦波交流を交流出力ACに出力する。この直流交流変換に
際し、出力電圧信号Vacに交流フィルターACFILのコンデ
ンサＣの電流信号Icを加え、これらの検出信号VacとIc
との和と基準正弦波Vrを比較増幅回路AMPにて比較増幅
して得られた正弦波信号VsをPWM生成回路PWMに入力して
PWM信号Vpwmを得て、インバータ回路INVのスイッチング
素子（図示せず）を制御する信号を生成するドライバ回
路DR1に入力し、その出力でスイッチング素子を制御す
る。この制御技術を適用すると交流フィルターACFILのL
C直列共振を抑制することが可能となり、交流フィルタ
ーACFILの設計が容易になり、また、フィードバックル
ープの利得を高周波領域まで一定にすることができ、イ
ンバータINVの出力電圧波形の制御に非常に適してい
る。
しかし、従来技術だとこのコンデンサＣの電流信号Ic
のフィードバック量を増やすか、または比較増幅回路AM
Pのゲインを上げると、比較増幅回路AMPの出力の正弦波
信号Vsに重畳するリップルが大きくなり、その立ち上が
り，立ち下がりの傾きがキャリア三角波の傾きより大き
くなると、PWM生成回路PWMにおいて第５図（Ｃ）のごと
くPWM信号がキャリア周波数より高い周波数で生成さ
れ、主スイッチング素子の安定動作ができなくなる。
のフィードバック量を増やすか、または比較増幅回路AM
Pのゲインを上げると、比較増幅回路AMPの出力の正弦波
信号Vsに重畳するリップルが大きくなり、その立ち上が
り，立ち下がりの傾きがキャリア三角波の傾きより大き
くなると、PWM生成回路PWMにおいて第５図（Ｃ）のごと
くPWM信号がキャリア周波数より高い周波数で生成さ
れ、主スイッチング素子の安定動作ができなくなる。
さらに、第５図を用いて詳細に説明する。図におい
て、（Ａ），（Ｂ）及び（Ｃ）は比較増幅回路AMPの利
得を順に大きくした場合の波形を示すもので、それぞれ
（ａ）は正弦波信号Vs（例えば50Hz）の一部の波形、
（ｂ）はPWM制御のキャリア三角波（例えば2KHz）であ
る。この正弦波信号（ａ）とキャリア三角波（ｂ）とが
交叉するX1，X2においてPWM信号（Ｃ）が生成される。
しかし、同図（Ｃ）に示すように、比較増幅回路AMPの
利得を大きくすると、正弦波信号Vsに重畳するリップル
（PWM制御による高周波振動などによる。）が大きくな
り、キャリア三角波（ｂ）の半サイクルの間において、
正弦波信号（ａ）との交叉点がリップルの振動に応じて
発生し、同図（Ｃ）に示すようにPWM信号（Ｃ）がラン
ダムに現れ、インバータINVの制御を不安定にする。
て、（Ａ），（Ｂ）及び（Ｃ）は比較増幅回路AMPの利
得を順に大きくした場合の波形を示すもので、それぞれ
（ａ）は正弦波信号Vs（例えば50Hz）の一部の波形、
（ｂ）はPWM制御のキャリア三角波（例えば2KHz）であ
る。この正弦波信号（ａ）とキャリア三角波（ｂ）とが
交叉するX1，X2においてPWM信号（Ｃ）が生成される。
しかし、同図（Ｃ）に示すように、比較増幅回路AMPの
利得を大きくすると、正弦波信号Vsに重畳するリップル
（PWM制御による高周波振動などによる。）が大きくな
り、キャリア三角波（ｂ）の半サイクルの間において、
正弦波信号（ａ）との交叉点がリップルの振動に応じて
発生し、同図（Ｃ）に示すようにPWM信号（Ｃ）がラン
ダムに現れ、インバータINVの制御を不安定にする。
本考案は上記問題点を解決するために、安定なインバ
ータ制御回路を提供することを目的とする。
ータ制御回路を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 本考案は上記の目的を達成するため、インバータの出
力電圧信号に交流フィルターを構成するコンデンサの電
流信号を加え、この信号と基準正弦波とを比較、増幅す
る比較増幅器と、PWM信号を生成するPWM生成回路と前記
PWM生成回路からの信号でインバータの主スイッチング
素子をドライブするドライバー回路とを備えたインバー
タ制御回路において、前記PWM生成回路とドライバー回
路とのあいだに、前記PWM生成回路からの出力と、キャ
リア三角波と同期し、かつ同一周波数の信号を入力する
インクスクルーシブ・オア回路と、前記インクスクルー
シブ・オア回路からの出力を反転した出力と、前記キャ
リア三角波と同期し、かつ同一周波数の信号が与えられ
るフリップフロップとを備えた信号整形回路を設けたこ
とを特徴とするインバータ制御回路を考案の要旨とす
る。
力電圧信号に交流フィルターを構成するコンデンサの電
流信号を加え、この信号と基準正弦波とを比較、増幅す
る比較増幅器と、PWM信号を生成するPWM生成回路と前記
PWM生成回路からの信号でインバータの主スイッチング
素子をドライブするドライバー回路とを備えたインバー
タ制御回路において、前記PWM生成回路とドライバー回
路とのあいだに、前記PWM生成回路からの出力と、キャ
リア三角波と同期し、かつ同一周波数の信号を入力する
インクスクルーシブ・オア回路と、前記インクスクルー
シブ・オア回路からの出力を反転した出力と、前記キャ
リア三角波と同期し、かつ同一周波数の信号が与えられ
るフリップフロップとを備えた信号整形回路を設けたこ
とを特徴とするインバータ制御回路を考案の要旨とす
る。
（実施例） 以下、図面に沿って本考案の実施例について説明す
る。なお、実施例は一つの例示であって、本考案の精神
を逸脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得る
ことは言うまでもない。
る。なお、実施例は一つの例示であって、本考案の精神
を逸脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得る
ことは言うまでもない。
第１図は本考案の一実施例を示すブロック図であり、
従来と同様に、直流入力DCの直流をインバータ回路INV
で交流に変換し、交流フィルターACFILで正弦波として
交流出力ACに出力する。この出力電圧信号Vacに交流フ
ィルターACFILのコンデンサＣの電流Icとを加え、比較
増幅回路AMPに入力する。また比較増幅回路AMPには基準
正弦波Vrが入力され、正弦波信号Vsを出力する。この正
弦波信号VsはPWM生成回路PWMにてPWM信号Vpwmを生成
し、信号整形回路Ｎにて整形されたPWM信号Ｖ′pwmをド
ライバ回路DRIに入力し、ドライバ回路DRIにてインバー
タ回路INVのスイッチング素子をPWM制御する。この実施
例において、信号整形回路Ｎは第５図の（Ａ）の従来例
で説明したキャリア三角波（ｂ）の立ち上がり傾斜と立
ち下がり傾斜において、つまりキャリア三角波（ｂ）の
１サイクルにおいて唯１個のPWM信号を出力するように
整形する。
従来と同様に、直流入力DCの直流をインバータ回路INV
で交流に変換し、交流フィルターACFILで正弦波として
交流出力ACに出力する。この出力電圧信号Vacに交流フ
ィルターACFILのコンデンサＣの電流Icとを加え、比較
増幅回路AMPに入力する。また比較増幅回路AMPには基準
正弦波Vrが入力され、正弦波信号Vsを出力する。この正
弦波信号VsはPWM生成回路PWMにてPWM信号Vpwmを生成
し、信号整形回路Ｎにて整形されたPWM信号Ｖ′pwmをド
ライバ回路DRIに入力し、ドライバ回路DRIにてインバー
タ回路INVのスイッチング素子をPWM制御する。この実施
例において、信号整形回路Ｎは第５図の（Ａ）の従来例
で説明したキャリア三角波（ｂ）の立ち上がり傾斜と立
ち下がり傾斜において、つまりキャリア三角波（ｂ）の
１サイクルにおいて唯１個のPWM信号を出力するように
整形する。
次に、第２図により信号整形回路の一実施例を示し、
第３図に信号整形回路の動作を説明する波形図を示す。
これらの図において、インクスクルーシブ・オア回路EX
ORにPWM信号Vpwmとキャリア三角波と同期し、同一周波
数の信号Vfを入力し、出力の反転信号をフリップフロッ
プF/F回路のCP端子に入力するとともに、フリップフロ
ップ回路F/Fの端子Ｄに信号Vfを入力し、整形されたPWM
信号Ｖ′pwmを得る。すなわち、信号整形回路はキャリ
ア三角波に同期した等周波数のデジタル信号をデータと
して入力し、PWM信号をクロックとするフリップフロッ
プ回路によって構成できる。第３図の（ａ）は正弦波信
号、（ｂ）はキャリア三角波、（ｃ′）は整形されたPW
M信号、Vfはキャリア三角波と同期し、等周波数の信号
である。
第３図に信号整形回路の動作を説明する波形図を示す。
これらの図において、インクスクルーシブ・オア回路EX
ORにPWM信号Vpwmとキャリア三角波と同期し、同一周波
数の信号Vfを入力し、出力の反転信号をフリップフロッ
プF/F回路のCP端子に入力するとともに、フリップフロ
ップ回路F/Fの端子Ｄに信号Vfを入力し、整形されたPWM
信号Ｖ′pwmを得る。すなわち、信号整形回路はキャリ
ア三角波に同期した等周波数のデジタル信号をデータと
して入力し、PWM信号をクロックとするフリップフロッ
プ回路によって構成できる。第３図の（ａ）は正弦波信
号、（ｂ）はキャリア三角波、（ｃ′）は整形されたPW
M信号、Vfはキャリア三角波と同期し、等周波数の信号
である。
（考案の効果） 本考案は、インバータの出力電圧信号に交流フィルタ
ーを構成するコンデンサの電流信号を加え、この信号と
基準正弦波とを比較、増幅する比較増幅器と、PWM信号
を生成するPWM生成回路と前記PWM生成回路からの信号で
インバータの主スイッチング素子をドライブするドライ
バー回路とを備えたインバータ制御回路において、前記
PWM生成回路とドライバー回路とのあいだに、前記PWM生
成回路からの出力と、キャリア三角波と同期し、かつ同
一周波数の信号を入力するインクスクルーシブ・オア回
路と、前記インクスクルーシブ・オア回路からの出力を
反転した出力と、前記キャリア三角波と同期し、かつ同
一周波数の信号が与えられるフリップフロップとを備え
た信号整形回路を設けたことによって、キャリア三角波
の立ち上がり傾斜と立ち下がり傾斜のそれぞれの期間
に、PWM生成回路の複数の回の信号の変化を一回の変化
に修正する、つまりキャリア三角波の１サイクルにおい
て唯１個のPWM信号を出力するように整形するため、 （イ）交流フィルタにおけるコンデンサの電流量を増や
したり、又比較増幅回路におけるフィードバックループ
のゲインを上げることによる、キャリア周波数より高い
周波数で生成されるPWM信号を、ドライバー回路に出力
されるのを押さえられ、主スイッチング素子を安定動作
させたままコンデンサの電流量を増やしたり、ゲインを
上げることができ、インバータの応答特性を向上させる
ことができる。
ーを構成するコンデンサの電流信号を加え、この信号と
基準正弦波とを比較、増幅する比較増幅器と、PWM信号
を生成するPWM生成回路と前記PWM生成回路からの信号で
インバータの主スイッチング素子をドライブするドライ
バー回路とを備えたインバータ制御回路において、前記
PWM生成回路とドライバー回路とのあいだに、前記PWM生
成回路からの出力と、キャリア三角波と同期し、かつ同
一周波数の信号を入力するインクスクルーシブ・オア回
路と、前記インクスクルーシブ・オア回路からの出力を
反転した出力と、前記キャリア三角波と同期し、かつ同
一周波数の信号が与えられるフリップフロップとを備え
た信号整形回路を設けたことによって、キャリア三角波
の立ち上がり傾斜と立ち下がり傾斜のそれぞれの期間
に、PWM生成回路の複数の回の信号の変化を一回の変化
に修正する、つまりキャリア三角波の１サイクルにおい
て唯１個のPWM信号を出力するように整形するため、 （イ）交流フィルタにおけるコンデンサの電流量を増や
したり、又比較増幅回路におけるフィードバックループ
のゲインを上げることによる、キャリア周波数より高い
周波数で生成されるPWM信号を、ドライバー回路に出力
されるのを押さえられ、主スイッチング素子を安定動作
させたままコンデンサの電流量を増やしたり、ゲインを
上げることができ、インバータの応答特性を向上させる
ことができる。
（ロ）外部から入ってきたノイズに対し、比較増幅回路
が誤動作しても主スイッチング素子を安定動作させるこ
とができる。
が誤動作しても主スイッチング素子を安定動作させるこ
とができる。
等の効果を有するものである。
【図面の簡単な説明】 第１図は本考案の一実施例を示すブロック図、第２図は
信号整形回路の一例を示すブロック図、第３図は信号整
形回路の動作を説明する波形図、第４図は従来のインバ
ータ制御回路を示すブロック図、第５図は従来の制御回
路の動作を説明する波形図である。 DC……直流入力 AC……交流出力 INV……インバータ回路 ACFIL……交流フィルター AMP……比較増幅回路 PWM……PWM回路 Ｎ……信号整形回路 DRI……ドライバ回路
信号整形回路の一例を示すブロック図、第３図は信号整
形回路の動作を説明する波形図、第４図は従来のインバ
ータ制御回路を示すブロック図、第５図は従来の制御回
路の動作を説明する波形図である。 DC……直流入力 AC……交流出力 INV……インバータ回路 ACFIL……交流フィルター AMP……比較増幅回路 PWM……PWM回路 Ｎ……信号整形回路 DRI……ドライバ回路
Claims (1)
- 【請求項１】インバータの出力電圧信号に交流フィルタ
ーを構成するコンデンサの電流信号を加え、この信号と
基準正弦波とを比較、増幅する比較増幅器と、PWM信号
を生成するPWM生成回路と前記PWM生成回路からの信号で
インバータの主スイッチング素子をドライブするドライ
バー回路とを備えたインバータ制御回路において、前記
PWM生成回路とドライバー回路とのあいだに、前記PWM生
成回路からの出力と、キャリア三角波と同期し、かつ同
一周波数の信号を入力するインクスクルーシブ・オア回
路と、前記インクスクルーシブ・オア回路からの出力を
反転した出力と、前記キャリア三角波と同期し、かつ同
一周波数の信号が与えられるフリップフロップとを備え
た信号整形回路を設けたことを特徴とするインバータ制
御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988087335U JPH0811067Y2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | インバータ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988087335U JPH0811067Y2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | インバータ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0210794U JPH0210794U (ja) | 1990-01-23 |
| JPH0811067Y2 true JPH0811067Y2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=31311951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1988087335U Expired - Lifetime JPH0811067Y2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | インバータ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0811067Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54139025A (en) * | 1978-04-20 | 1979-10-29 | Toshiba Corp | Inverter control circuit |
| JPS6260475A (ja) * | 1985-09-09 | 1987-03-17 | Toshiba Corp | 定電圧定周波数電源装置 |
-
1988
- 1988-06-30 JP JP1988087335U patent/JPH0811067Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0210794U (ja) | 1990-01-23 |
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