JPH08125445A

JPH08125445A - 高周波検波回路

Info

Publication number: JPH08125445A
Application number: JP28287794A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Ueki; 豊植木
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1994-10-21
Filing date: 1994-10-21
Publication date: 1996-05-17

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、高い周波数によって検波回路の位
相遅れ等による検波変換誤差を生じるのを低減した良好
な高周波用の全波整流回路を実現することを目的とす
る。【構成】交流入力信号１００を受けて、トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２と、電流バランス用抵抗Ｒ５５と、定電流源
４０を有して、対応する反転電流出力を第１カーレント
ミラー回路１６に供給し、正転電流出力を第２カーレン
トミラー回路１８に供給する差動増幅回路１２を設け、
トランジスタＱ３、Ｑ６と、抵抗Ｒ５１とを有して、カ
ーレントミラーを構成して半波整流電流を出力する第１
カーレントミラー回路１６を設け、トランジスタＱ４、
Ｑ５と、抵抗Ｒ５２、Ｒ５３とを有して、カーレントミ
ラーを構成して半波整流電流を出力する第２カーレント
ミラー回路１６を設け、トランジスタＱ６、Ｑ５の両コ
レクタからの出力電流を合成して全波整流の全ミラー電
流ｉQ65を出力する構成手段。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、高周波の交流信号を
全波整流する検波回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術の例としては、高速ＯＰアンプ
を使用して高周波の入力交流信号を全波整流する回路例
がある。これについて、図６、図７を参照して説明す
る。本回路の構成は、図６に示すように、半波整流部７
０と、加算バッファ部８０と、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）９０とで構成している。

【０００３】半波整流部７０は、入力信号１００を受け
て、正信号のみをゲイン２倍で反転増幅する半波整流し
て増幅する回路であり、高速ＯＰアンプ７１と、ダイオ
ードＤ７６、Ｄ７８と、抵抗Ｒ７２、Ｒ７４とで構成し
ている。２つのダイオードは、正方向と負方向の信号に
対して別々の帰還ループのゲインを与える為に挿入して
いる。一方のＤ７６は、入力信号１００の正信号成分側
の帰還ループ用であり、抵抗Ｒ７４が帰還抵抗となり、
Ｒ７４＝２×Ｒ７２の抵抗比とすることで、正信号成分
は増幅度２倍の振幅で反転増幅されて、図７（ａ）に示
す波形１５１ａを出力する。他方のＤ７８は、入力信号
１００の負信号成分側の帰還ループ用であり、抵抗なし
の帰還であるから、正信号成分は増幅度０となり振幅な
しで図７（ａ）に示す波形１５１ｂを出力する。

【０００４】加算バッファ部８０は、２つの入力信号１
００、１０１を受けて、両者を抵抗加算してゲイン１倍
で反転増幅する回路であり、高速ＯＰアンプ８１と、抵
抗Ｒ８２、Ｒ８４、Ｒ８６とで構成している。本回路
は、通常の反転増幅器であり、Ｒ８２＝Ｒ８４＝Ｒ８６
の抵抗比とし、Ｒ８２の入力端は入力信号１００に接続
し、Ｒ８４の入力端は半波整流部７０のＤ７６とＲ７４
の接続点に接続する。これにより、図７（ａ）の波形図
に示すように、Ｒ８２の入力端では波形１５２であり、
Ｒ８４の入力端では波形１５１ａ、１５１ｂである。両
者を抵抗加算すると、波形１５３ａ、１５３ｂとなり、
全波整流された波形が得られる。これを高速ＯＰアンプ
８１で反転増幅して出力する。

【０００５】ＬＰＦ９０は、加算バッファ部８０で全波
整流された波形成分中で、交流成分をフィルタ除去して
直流成分のみを出力するローパスフィルタであり、入力
信号１００を全波整流した波形に対応した検波直流信号
１２０を出力する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記説明では、高速Ｏ
Ｐアンプ７１が入力信号１００の周波数に対して十分無
視できる周波数領域での動作、いわゆる理想オペアンプ
動作状態とみなして説明していたが、実際には入力信号
１００の周波数が数ＭＨｚを超える周波数になってくる
と、理想オペアンプとみなせなくなってくる。また、こ
の高周波で精度の良い検波を行える高速のオペアンプの
入手は困難である。この為、実際の検波回路の動作にお
いては、図７（ｂ）に示す波形１５１ｂのように、入力
信号１００の位相と半波整流部７０で増幅した後の信号
１０１との両者間に位相差やゲイン変動や波形歪みの悪
影響をもたらしてくる。この結果、検波直流信号１２０
に変換誤差を生じて、検波の直線性の誤差が多くなって
くる難点があった。そこで、本発明が解決しようとする
課題は、高い周波数によって検波回路の位相遅れ等によ
る検波変換誤差を生じるのを低減した良好な高周波用の
全波整流回路を実現することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決する為の手段】第１図と５図は、本発明に
よる第１の解決手段を示している。上記課題を解決する
ために、本発明の構成では、交流入力信号１００を受け
て、トランジスタＱ１、Ｑ２と、電流バランス用抵抗Ｒ
５５と、定電流源４０を有して、差動増幅回路１２の反
転電流出力を第１カーレントミラー回路１６に供給し、
差動増幅回路１２の正転電流出力を第２カーレントミラ
ー回路１８に供給する差動増幅回路１２を設け、トラン
ジスタＱ３、Ｑ６と、抵抗Ｒ５１とを有して、カーレン
トミラーを構成して半波整流電流を出力する第１カーレ
ントミラー回路１６を設け、トランジスタＱ４、Ｑ５
と、抵抗Ｒ５２、Ｒ５３とを有して、カーレントミラー
を構成して半波整流電流を出力する第２カーレントミラ
ー回路１６を設け、抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２との抵抗比
を１：１とし、カーレントミラーの出力側であるトラン
ジスタＱ６、Ｑ５の両コレクタからの出力電流を合成し
て全波整流した全ミラー電流ｉQ65を出力する構成手段
にする。これにより、高周波の交流入力信号１００を検
波する検波回路を実現する。

【０００８】本回路の接続手段としては、入力信号１０
０をトランジスタＱ１のベース電極に供給し、Ｑ１のエ
ミッタ電極は可変抵抗Ｒ５５の一端に接続し、このＲ５
５の他端はトランジスタＱ２のエミッタ電極に接続し、
Ｒ５５の中点端は定電流源４０の一端に接続し、この定
電流源４０の他端は一方の電源端に接続する。トランジ
スタＱ２のベース電極は抵抗Ｒ５６を介し、あるいは介
さず回路グランドに接続する。第１カーレントミラー回
路１６のトランジスタＱ３のコレクタ電極はこのＱ３の
ベース電極とトランジスタＱ６のベース電極とトランジ
スタＱ１のコレクタ電極に接続し、このＱ３のエミッタ
電極は抵抗Ｒ５１の一端に接続し、このＲ５１の他端は
他方の電源端に接続する。トランジスタＱ６のコレクタ
電極はトランジスタＱ５のコレクタ電極に接続し、負荷
抵抗Ｒ５７に接続する。Ｑ６のエミッタ電極はトランジ
スタＱ５のエミッタ電極に接続し、抵抗Ｒ５３の一端に
接続し、この抵抗Ｒ５３の他端は他方の電源端に接続す
る。第２カーレントミラー回路１８のトランジスタＱ４
のコレクタ電極はこのＱ４のベース電極とトランジスタ
Ｑ５のベース電極とトランジスタＱ２のコレクタ電極に
接続する。Ｑ４のエミッタ電極は抵抗Ｒ５２の一端に接
続し、このＲ５２の他端は他方の電源端に接続する。

【０００９】上記基本構成手段に加えて、全波整流した
全ミラー電流ｉQ65を受けて、交流成分をフィルタ除去
して直流成分のみを出力するローパスフィルタ９０を追
加して構成する手段がある。更に、上記構成に加えて、
ローパスフィルタ９０からの直流成分を受けて、全ミラ
ー電流ｉQ65に含まれている直流オフセット分を差し引
いて出力するオフセット減算部４５を追加して構成する
手段がある。

【００１０】第４図は、本発明による第２の解決手段を
示している。本発明の構成では、上記基本構成手段に加
えて、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２に、それぞれ並列に接続し
て、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２両端に発生するＤＣオフセット
電圧の発生を無くするコイルＬ２１、Ｌ２２を設ける構
成手段がある。これにより、ＤＣオフセットを除いた検
波直流信号１２０を出力することができる。

【００１１】

【作用】カーレントミラー回路１６とカーレントミラー
回路１８は、入力側の両トランジスタＱ３、Ｑ４のエミ
ッタ電極は独立した別々の抵抗Ｒ５１、Ｒ５２を設け、
他方、カーレントミラー出力側のトランジスタＱ６、Ｑ
５のエミッタ電極両者を接続して１つの抵抗Ｒ５３に接
続した変形カーレントミラー回路接続とすることによ
り、入力信号１００を受けて、一方のカーレントミラー
回路は能動状態となって通常のカーレントミラー作用と
して動作するが、他方のカーレントミラー回路は非能動
状態となってオフ状態、即ち電流ゼロとして働く。この
結果、図２に示す電流波形のように２つのカーレントミ
ラー回路１６、１８を合成した全ミラー電流ｉQ65は全
波整流された電流出力が得られる。このことは検波作用
を持つことを示している。差動増幅回路１２とカーレン
トミラー回路１６、１８は、対称性のある回路を構成し
ている為、両方の伝播遅延は同等の伝播遅延である。こ
れにより、両者を合成した全ミラー電流ｉQ65は、位相
差のほとんど発生しない電流を出力する作用があり、高
周波領域まで検波誤差の少ない安定した検波を実現でき
る。

【００１２】

【実施例】本発明の実施例は、ペアトランジスタによる
差動増幅回路と、ペアトランジスタによるカーレントミ
ラー変形回路を使用して入力交流信号を全波整流する回
路例である。これについて、図１、図２、図３を参照し
て説明する。本回路の構成は、図１に示すように、差動
増幅回路１２と、第１カーレントミラー回路１６と、第
２カーレントミラー回路１８と、ローパスフィルタ９０
と、オフセット減算部４５とで構成している。

【００１３】回路の接続を説明する。回路接続は、入力
信号１００端子をコンデンサＣ６５の一端に接続し、こ
のＣ６５の他端はトランジスタＱ１のベース電極と、抵
抗Ｒ５４の一端に接続し、このＲ５４の他端は回路グラ
ンドに接続する。トランジスタＱ１のエミッタ電極は可
変抵抗Ｒ５５の一端に接続し、このＲ５５の他端はトラ
ンジスタＱ２のエミッタ電極に接続し、Ｒ５５の中点端
は定電流源４０の一端に接続し、この定電流源４０の他
端は電源−Ｖｃｃに接続する。トランジスタＱ２のベー
ス電極は抵抗Ｒ５６の一端に接続し、このＲ５６の他端
は回路グランドに接続する。ここで、トランジスタＱ
１、Ｑ２は、特性のそろったＮＰＮペアトランジスタを
使用して温度変化による直流的変動要素を低減する。

【００１４】第１カーレントミラー回路１６のトランジ
スタＱ３のコレクタ電極はこのＱ３のベース電極とトラ
ンジスタＱ６のベース電極とトランジスタＱ１のコレク
タ電極に接続し、このＱ３のエミッタ電極は抵抗Ｒ５１
の一端に接続し、このＲ５１の他端は電源＋Ｖｃｃに接
続している。ここで、トランジスタＱ３、Ｑ６は、特性
のそろったＰＮＰペアトランジスタを使用して温度変化
による直流的変動要素を低減する。トランジスタＱ６の
コレクタ電極はトランジスタＱ５のコレクタ電極に接続
し、負荷抵抗Ｒ５７の一端に接続し、ＬＰＦの入力端に
接続している。トランジスタＱ６のエミッタ電極はトラ
ンジスタＱ５のエミッタ電極に接続し、抵抗Ｒ５３の一
端に接続し、この抵抗Ｒ５３の他端は電源＋Ｖｃｃに接
続している。

【００１５】第２カーレントミラー回路１８のトランジ
スタＱ４のコレクタ電極はこのＱ４のベース電極とトラ
ンジスタＱ５のベース電極とトランジスタＱ２のコレク
タ電極に接続し、このＱ４のエミッタ電極は抵抗Ｒ５２
の一端に接続し、このＲ５２の他端は電源＋Ｖｃｃに接
続している。ここで、トランジスタＱ４、Ｑ５も、特性
のそろったＰＮＰペアトランジスタを使用して温度変化
による直流的変動要素を低減する。

【００１６】次に、本回路の動作について説明する。差
動増幅回路１２は、入力信号を差動で増幅する回路であ
り、トランジスタＱ１、Ｑ２と、定電流源４０と、抵抗
Ｒ５４、Ｒ５５、Ｒ５６とで構成している。可変抵抗Ｒ
５５は、トランジスタＱ１とＱ２の電流バランスを同一
の直流バイアス電流ｉcc／２となるように調整してお
く。定電流源４０は、一定の定電流ｉccを流し込み（シ
ンク）している。この定電流源４０の回路は、図３に示
すような回路例で定電流回路を構成する。

【００１７】ここで、抵抗値は、Ｒ５１＝Ｒ５２の関係
が必要である。また、抵抗Ｒ５３の値は、無信号時の定
状状態において、カーレントミラー出力側のトランジス
タＱ６、Ｑ５が非能動状態と能動状態の遷移状態にバイ
アスする抵抗値を選ぶ。ここでは、抵抗値は、Ｒ５１＝
Ｒ５２＝Ｒ５３の関係値として以後の説明をする。

【００１８】入力信号１００は、コンデンサＣ６５で結
合してトランジスタＱ１のベース電極に入力する。この
交流信号に対応してＱ１のコレクタ側には交流電流ｉQ1
acを発生する。差動増幅回路であるから他方のトランジ
スタＱ２のコレクタ側には同電流値の反転交流電流ｉQ2
acを発生する。即ちｉQ1ac＝−ｉQ2acである。トランジ
スタＱ１のコレクタ電流は、直流バイアス電流ｉcc／２
と交流電流ｉQ1を加算した電流ｉQ1＝ｉcc／２＋ｉQ1ac
が流れている。この電流ｉQ1値は、第１カーレントミラ
ー回路１６であるトランジスタＱ６のコレクタ側にもカ
ーレントミラー作用により同量の電流ｉQ6＝ｉcc／２＋
ｉQ1ac値を発生する。同様に、トランジスタＱ２のコレ
クタ電流は、直流バイアス電流ｉcc／２と交流電流ｉQ1
を加算した電流ｉQ1＝ｉcc／２＋ｉQ2acが流れ、この結
果、第２カーレントミラー回路１８であるトランジスタ
Ｑ５のコレクタにもカーレントミラー作用により同量の
電流ｉQ5＝ｉcc／２＋ｉQ2ac値を発生する。

【００１９】ここで、本回路接続のカーレントミラー回
路１６、１８は、両トランジスタのエミッタ電極は独立
した別々の回路に接続した変形カーレントミラー回路接
続としている。この為、能動状態においては、通常のカ
ーレントミラー作用として動作するが、しかし、本カー
レントミラー回路が非能動状態、即ちベース、エミッタ
間のバイアス電圧が正常バイアス状態で無くなる場合
は、カーレントミラーとしては動作せず単にオフ状態、
即ち電流ゼロとして機能する。このことを利用して半波
整流の検波作用を持たせている。

【００２０】図２を示して、検波動作について説明す
る。トランジスタＱ３のエミッタ電圧をＶQ3とし、Ｑ４
のエミッタ電圧をＶQ4とし、Ｑ６、Ｑ５のエミッタ電圧
をＶQ65とする。図２の電圧波形は、これを示してい
る。他方、トランジスタＱ６のコレクタ電流をミラー電
流ｉQ6とし、Ｑ５のコレクタ電流をミラー電流ｉQ5と
し、全ミラー電流ｉout＝ｉQ6＋ｉQ5とする。図２の電
流波形は、これを示している。差動増幅回路１２が直流
的にバランスしているから、無信号状態の電流値は、電
圧ＶQ3＝ＶQ4＝ＶQ65であり、Ｒ５１、Ｒ５２、Ｒ５３
が同一抵抗値であるから、全ミラー電流ｉout＝ｉcc／
２となる。この電流がＤＣオフセット電流として常に存
在する。ここで、本来は、カーレントミラーであるか
ら、Ｑ３とＱ４の合計電流ｉccが全ミラー電流ｉoutで
なければならないが、抵抗Ｒ５３に制限されている為に
ｉcc／２の電流値となっている。このことは、カーレン
トミラー動作が非能動状態にある。

【００２１】次に、入力信号１００の正の半波電圧期間
２００の動作を説明する。Ｑ３のエミッタ電圧ＶQ3は、
負方向のサイン波形電圧２０１ａとなり、Ｑ４のエミッ
タ電圧ＶQ4は、正方向のサイン波形電圧２０２ａとな
る。この電圧２０１ａに対応するミラー電流ｉQ6は電流
２１１ａとなり、電圧２０２ａによるミラー電流ｉQ5は
電流２１２ａ＝０となる。ここで、ミラー電流ｉQ5＝０
となる理由は、トランジスタＱ５が非能動状態にバイア
スされた為である。この結果、入力信号１００の正の半
波電圧期間は半波整流されたことになる。

【００２２】次に、入力信号１００の負の半波電圧期間
３００の動作を説明する。上記説明と同様にして、今度
は、Ｑ３のエミッタ電圧ＶQ3は、正方向のサイン波形電
圧２０１ｂとなり、Ｑ４のエミッタ電圧ＶQ4は、負方向
のサイン波形電圧２０２ｂとなる。この電圧２０１ｂに
対応するミラー電流ｉQ6は電流２１１ｂ＝０となり、電
圧２０２ｂによるミラー電流ｉQ5は電流２１２ｂとな
る。ここで、ミラー電流ｉQ6＝０となる理由は、上記説
明と同様でありトランジスタＱ６が非能動状態にバイア
スされた為である。この結果、入力信号１００の負の半
波電圧期間は半波整流されたことになる。以後、同様に
して交互に上記動作を繰り返して全ミラー電流ｉout
は、全波整流された電流として出力される。

【００２３】ここで、本回路の直流的な変動は、直接全
波整流信号に誤差として与えることとなる為に、各ペア
トランジスタは、特性のそろった同一パッケージに入っ
たＮＰＮペアトランジスタあるいはＰＮＰペアトランジ
スタを使用する。このことで周囲温度変化によるＤＣオ
フセット電圧誤差の発生を最小限にすることができる。
ＬＰＦ９０は、負荷抵抗Ｒ５７に発生する全波整流電圧
の交流成分をフィルタ除去して直流成分のみをオフセッ
ト減算部４５出力するローパスフィルタである。オフセ
ット減算部４５は、上記動作説明の全ミラー電流ｉout
には、定状状態の直流オフセット電流ｉcc／２が流れて
いることになるが、これによるオフセット電圧分を差し
引くことにより目的とする本来の全波整流の検波直流信
号１２０が得られ出力する。

【００２４】上記実施例の説明回路において、図５に示
す回路構成のように、電源の供給を±逆に供給し、かつ
ＮＰＮトランジスタをＰＮＰトランジスタに置き換え、
ＰＮＰトランジスタをＮＰＮトランジスタに置き換えた
回路構成でも良く、同様にして実施できる。

【００２５】また、上記実施例の説明では、ＤＣオフセ
ット電流を除去するオフセット減算部４５を設けて構成
した例で説明したが、所望により、このオフセット減算
部４５を削除した回路構成としても良い。

【００２６】また、上記実施例の説明では、ＤＣオフセ
ット電流が出力側に発生する場合で説明したが、入力信
号１００の周波数が一定した周波数の場合においては、
図４に示すように、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２に並列にコイル
Ｌ２１、Ｌ２２をそれぞれ接続して直流電流による直流
電圧降下を除去し、交流成分に対しては所望のインピー
ダンス負荷となるコイルを設けることで、定状状態の直
流電流ｉcc／２によるＤＣオフセット電圧の発生を抑制
した全ミラー電流ｉoutを発生できる。このとき、所望
によりオフセット減算部４５を削除した回路構成として
も良い。このように構成した回路においても、同様にし
て高周波の検波回路を実現できる。

【００２７】また、上記実施例の説明では、高周波を検
波した後、直流成分を取り出す為のＬＰＦ９０を設けた
回路構成の場合で説明したが、所望により、全波整流し
た脈流信号状態で良いアプリケーションの場合には、こ
のＬＰＦ９０を削除した構成としても良い。

【００２８】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、下記に記載されるような効果を奏する。カ
ーレントミラー回路１６とカーレントミラー回路１８
は、入力側の両トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタ電極
は独立した別々の抵抗Ｒ５１、Ｒ５２を設け、他方、カ
ーレントミラー出力側のトランジスタＱ６、Ｑ５のエミ
ッタ電極両者を接続して１つの抵抗Ｒ５３に接続した変
形カーレントミラー回路接続とすることにより、入力信
号１００を受けて、一方のカーレントミラー回路は能動
状態となって通常のカーレントミラー作用として動作す
るが、他方のカーレントミラー回路は非能動状態となっ
てオフ状態、即ち電流ゼロとして働く。この結果、合成
した全ミラー電流ｉQ65は全波整流する効果が得られ
る。差動増幅回路１２とカーレントミラー回路１６、１
８は、対称性のある回路を構成している為、両方の伝播
遅延は同等の伝播遅延である。これにより、両者を合成
した全ミラー電流ｉQ65は、位相差のほとんど発生しな
い電流を出力できる。また、両コレクタ間の振幅は抵抗
Ｒ５１、Ｒ５２で決められる為周波数による変動が無く
安定している。即ち、従来のようにオペアンプの帰還ル
ープの位相回転による高周波の波形歪みや周波数依存性
がない。これらの為、高い周波数領域迄位相遅れが無く
全波整流でき、検波誤差の少ない安定した検波回路を実
現できる効果が得られる。温度に依存性を有するトラン
ジスタ回路は、対称性のある回路に同一特性のＮＰＮペ
アトランジスタ、あるいはＰＮＰペアトランジスタが利
用できるので温度変化によるＤＣオフセットの変動を最
小限の回路を実現できる。

【００２９】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の、高周波検波回路の構成図である。

【図２】本発明の、検波動作を説明する電圧と電流波形
図である。

【図３】定電流源４０の定電流回路の例である。

【図４】本発明の、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２に並列にコイル
Ｌ２１、Ｌ２２を接続して、定状状態のＤＣオフセット
電圧を抑制した高周波検波回路の構成図である。

【図５】本発明の、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰトラン
ジスタを相互に置き換えて構成した高周波検波回路の構
成図である。

【図６】従来の、高速ＯＰアンプを使用して全波整流す
る回路構成例である。

【図７】（ａ）従来の、検波動作を説明する電圧波形図
である。（ｂ）従来の、検波動作において、位相差が生じた場合
を示す電圧波形図である。

【符号の説明】

Ｑ１〜Ｑ６トランジスタ１２差動増幅回路１６、１８カーレントミラー回路Ｌ２１、Ｌ２２コイル４０定電流源４５オフセット減算部Ｒ５１〜Ｒ５７、Ｒ７２、Ｒ７４、Ｒ８２、Ｒ８４、Ｒ
８６抵抗Ｃ６５コンデンサ７０半波整流部７１、８１高速ＯＰアンプＤ７６、Ｄ７８ダイオード８０加算バッファ部９０ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１００入力信号１２０検波直流信号１５１ａ、１５１ｂ、１５２、１５３ａ、１５３ｂ波
形２００、３００半波電圧期間２０１ａ、２０２ａ、２０１ｂ、２０２ｂ電圧２１１ａ、２１２ｂ電流

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波の交流入力信号（１００）を検波
する検波回路において、当該交流入力信号（１００）を受けて、トランジスタ
（Ｑ１、Ｑ２）と、電流バランス用抵抗（Ｒ５５）と、
定電流源（４０）を有して、差動増幅回路（１２）の反
転電流出力を第１カーレントミラー回路（１６）に供給
し、差動増幅回路（１２）の正転電流出力を第２カーレ
ントミラー回路（１８）に供給する差動増幅回路（１
２）を設け、トランジスタ（Ｑ３、Ｑ６）と、抵抗（Ｒ５１）とを有
して、カーレントミラーを構成して半波整流電流を出力
する第１カーレントミラー回路（１６）を設け、トランジスタ（Ｑ４、Ｑ５）と、抵抗（Ｒ５２、Ｒ５
３）とを有して、カーレントミラーを構成して半波整流
電流を出力する第２カーレントミラー回路（１６）を設
け、抵抗（Ｒ５１）と抵抗（Ｒ５２）との抵抗比を１：１と
し、カーレントミラーの出力側であるトランジスタ（Ｑ６、
Ｑ５）の両コレクタからの出力電流を合成して全波整流
した全ミラー電流（ｉQ65）を出力し、以上を具備していることを特徴とした高周波検波回路。
【請求項２】請求項１記載の構成手段に加えて、全波整流した全ミラー電流（ｉQ65）を受けて、交流成
分をフィルタ除去して直流成分のみを出力するローパス
フィルタ（９０）を設け、以上を具備していることを特徴とした高周波検波回路。
【請求項３】請求項２記載の構成手段に加えて、ローパスフィルタ（９０）からの直流成分を受けて、全
ミラー電流（ｉQ65）に含まれている直流オフセット分
を差し引いて出力するオフセット減算部（４５）を設
け、以上を具備していることを特徴とした高周波検波回路。
【請求項４】請求項１記載の構成手段に加えて、抵抗（Ｒ５１、Ｒ５２）に、それぞれ並列に接続して、
抵抗（Ｒ５１、Ｒ５２）両端に発生するＤＣオフセット
電圧を無くするコイル（Ｌ２１、Ｌ２２）を設け、以上を具備していることを特徴とした高周波検波回路。